V.katic - Ee2 - 2. Invertori _DC-AC

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

8. INVERTORI SADRŽAJ: 1. Definicija: 2. Podela-vrste 3. Tranzistorski invertori -pravougaoni -pravougaoni tranzistorski tr anzistorski invertor-princip rada -analiza rada -kvazi-pravougaoni -kvazi-pravougaoni invertor -PWM invertor -objašnjenje PWM tehnike -analiza monofaznog PWM invertora -delta modulac 4. Trofazni tranzistorski invertor 5. Strujni invertor 6. Rezonantni invertor 7. Izlazni filtri

114

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

115

8.1. DEFINICIJA:

Invertor su direktni pretvarači jednosmerne u naizmeničnu struju (AC/DC). Koriste snažne elektronske prekidače punoupravljivog tipa – tranzistore. To su uređaji kojima se povezuju dva energetska sistema učestanosti f=0 i f=f, s tim što snaga ide sa jednosmerne strane na naizmeničnu. Razlika u odnosu na invertorski rad ispravljača je to što se ovde komutacija radi prinudno. Koriste se i kao indirektni u konfiguraciji AC/DC + DC/AC Tiristorski invertori se više ne proizvode, zbog složenije konstrukcije i slabijih performansi, osim za invertore najvećih snaga, za koje ne postoje odgovarajući tranzistori. Danas se sve više koriste u industrijskim elektromotornim pogonima i saobraćaju, jer se  jednosmerni pogon pogon zamenjuje naizmeničnim. naizmeničnim.

8.2. VRSTE: a) Po prekidačkoj komponenti 1. Tiristorski invertori (više se ne koriste) 2. Tranzistorski invertori  b)  prema opterećenju: opterećenju: 1. zavisni (sa prirodnom komutacijom) 2. nezavisni (autonomni, sa prinudnom komutacijom) c)  prema vrsti komutacije: komutacije: Komutacija se obavlja prisilno pomoću komutatora ili drugačije Podela: 1. sa prirodnom komutacijom 2. sa prinudnom komutacijom: -paralelni -redni(rezonantni) -ostali d)  po principu rada: rada: 1. naponski 2. strujni e)  po konfiguraciji: konfiguraciji: - prosti -sa srednjom tačkom: -na transformatoru -na izvoru jednosmerne struje -mostni f)  po broju faza - monofazni - trofazni - višefazni (polifazni, n-fazni) g)  po broju komutacija: komutacija: -dvopulsni -tropulsni -šestopulsni h)  po načinu upravljanja upravljanja (regulacije) - pravougaoni - kvazi pravougaoni pravougaoni

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

116

- sa impulsno-širinskom modulacijom (IŠM=PWM) Često se nalaze kao sastavni delovi kaskada JS JS: INV + ISP ≡ ČOP => Napajači sa galvanskom izolacijom. Ovo se radi kada se želi galvansko odvajanje ugradnjom u naizmenično kolo transformatora. i)  NS NS: ISP + INV, ova kombinacija često se koristi i to za: 1. za dobijanje veće učestanosti 2.  pretvaranje učestanosti ili broja faza 3. stabilnost napona sa rezervom u slučaju nestanka struje

mreža  f = f mreže

SBN – sistem za besprekidno napajanje  j) regulacija brzine kaveznog AM:

AM f = varijab

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

117

8.3. TRANZISTORSKI INVERTORI Danas su potpuno potisnuli tiristorske invertore osim za najveće snage gde se korist GTO invertori i u slučaju mrežom komutovanih invertora. U najraširenijm aplikacijama se koriste tranzistorski invertori i to sa MOSFET tranzistorima pri manjim snagama odnosno sa VRT i IGBT tranzistorima za veće snage. Po principu regulacije tj. obliku izlaznog napona dele se na: 1.  pravougaone invertore 2. kvazi – pravougaone 3. impulsno – širinski modulisane (PWM) Pravougaoni tranzistorski invertor

S2

S3

S4

Ud +

U  peff  =

2

1 T / 2 T 

∫0 U  dt  = U  ,  I  2

d 

d 

i p

id S 1

2

 peff 

R  p

U p

= U d  R p ,  P  R =  R p I  peff  =  P   R  P d 

U d 2  R

= 1 - idelani invertor

U p Ud S1 S4

S2 S3 -Ud

i p

id

i p =Ud/R  p

id=Ud/R  p

S1 S4

S2 S3

= const ,  P d  = U d  I deff  = P  R

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

i p

id S 1

D1

S2

D2

S4

D4

R  p

Ud + D3

S3

2 2

U  peff  = U d  , U 1ef  =  I  peff  =

2

1 T / 2 2 T 

∫0 i

 p

U d  =  R p i p + L p

π 

118

U p L p

U d  = 0,9U d  ,

dt  , di p dt 

,0 < t  <

T 

2

  U    +  − I  M  − d  e −t  τ  ,  R p    R p     U  U    − i p (T  2) =  I  M  = d  +  − I  M  − d  e t  τ   R p    R p   U d  1 − e −T  2τ  ⋅  I  M  = ,  R p 1 + e −T  2τ  i p =

U d 

U d    

− t 

  , 0 < t  < T  i p = 1−  R p  1 + e −T  2τ   2    

2e

τ 

 U p

Ud S1 S4

S2 S3 T/2 -Ud

 i p  IM

-IM  id

T

ispr. inv. ispr. inv. D1D4 S1S4 D2D3 S2S3

ϕ 

Zbog faznog kašnjenja struje invertor mora da ima mogućnost dvokvadratnog rada tj. mora da ima  paralelne diode. Problemi koji se javljaju su:

V.Katić 1. 2. 3. 4.

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

119

viši harmonici komutacija (mrtvo vreme) nema regulacije izlaznog napona  povratna struja u jednosmernom kolu

8.3.1 REŠAVANJE PROBLEMA VIŠIH HARMONIKA U IZLAZNOM NAPONU Uiz

Ud

Dobija se pravougaoni napon a želi se sinusoida. U  pef  = U d  ∞

U  p =

U  p1ef  =

4U d 

2 2 π 

U d  = 0,9U d 

THDU  p =

U ef  U 1ef 

− 1 = 33%

2π 

∑1 (2k − 1)π  sin((2k − 1) T  t ) k =

HDu/HD1 1/3 1/5

1

3

5

n – red harmonika

Da bi dobili sinusoidu stavljamo LC filtar. I p

L C

Realni LC filtar  -40 dB/dek.

W ( s) =

1 1 + LCs 2

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

Primer: L=10 µH, f g=100Hz 1 ω  = => C =  LC 

1 ( 2 π f  ) 2 L

120

= 0 ,25 F 

2

Uc=220V, f=50Hz, => Qc = U   X  = 380 KVA c Realni problem je što za dobru filtraciju reaktivna snaga kondezatora je Q c je proporcionalna sa P pot, što znači da će struja kroz tranzistor biti mnogo veća. Da bi se ovaj problem otklonio izvršićemo N komutacija u periodi. IŠM – prvobitna ideja – N komutacija u periodi

Ui

E τ 1  N~50 -E τ 1− T1 T2

Tk 

Tn

Srednja vrednost napona u k-tom odsečku: k  U  AV 

+

U 1 =  E 

−

U 1 = − E 

τ k  τ k 

+ − τ k  + τ k  = T k  k   AV 

U 

=

τ k + − τ k − T k 

 E 

Ako je k = 1 ÷ N tada određujemo na sledeći način: +

−

τ k  − τ k  T k 

  k      k     k  = sin 2π    sinusoidan PWM, tada je U  AV  =  E sin 2π   , k = 1 ÷ N   N      N   

Cilj uvođenja IŠM je pomeranje dominantnih viših harmonika na frekvencije koje je moguće lako i ekonomično eliminisati prostim (LC) filtrima. Često se induktivnost filtera zamenjuje parazitnim induktivnostima električnog kola i potrošača, tako da se filtar svodi na paralelno postavljanje kondenzatora.

8.3.2. PROBLEM KOMUTACIJE U realnom invertoru potrebno je posebno analizirati proces komutacije. Pretpostavke: 1.  potrošač je induktivan 2. induktivnost potrošača je takva da se struja tokom komutacije može smatrati konstantnom.

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

121

Postoje dve vrste komutacije i to: 1. sa diode na tranzistor 2. sa tranzistora na diodu Proces rada invertora: a)  pravougaoni: D1→S1→D3→S3→D1→S1 D4→S4→D2→S2→D4→S4  b) PWM S3→D1→S1→D3→S1 →D3 ………………S3→D1→S3 →D1………………..→S1 D4→S4→D2→S4 →D2 ………………S2→D4→S2 →D4………………..→S4 Važe jednačine Bulove algebre: D1+S1+D3+S3 = 1 D2+S2+D4+S4 = 1 tj. da u jednoj grani uvek vodi samo jedna komponenta. id S1 Ud +

S3

D1 D3

i p

S2

D2

S4

R  p U p

D4

L p

a) PRAVOUGAONI Komutacija dioda tranzistor nije kritična jer se vrči prilkom prolaska struje kroz nulu.

D3

S3

1.

I p

S3

D3

Struja teče kroz D3 2.

I p IB3 S3

D3

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

122

Uključujemo S3 pre nego ID3 padne na nulu jer ne znamo kad nastupa taj trenutak. Struja I B3 teče kroz PN spoj tranzistora ali nema IC3. 3.

I p IB3 D3

S3

Struja ID3 pada na nulu i D 3 se gasi. U i poraste i tranzistor postaje pozitivno polarisan. Struja I B3 postoji  pa se tranzistor odmah uključuje pri nultoj struji pa nema preopterećenja. 4.

I p IB3 S3 IC3

D3

Vodi samo S3  b) PWM

D3

S1

1.

I p

Ui

+ E IB3 S3

Struja teče kroz D3. IB3 postoji jer ne znamo tačan smer ip. 2.

D3

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

123

I p

Ui

S3

D3

Iskuljučimo S3 i pravi se pauza od t s da se ne napravi kratak spoj. 3. IB1 Ui

S3

D3

Pravimo pauzu i posle toga dovodimo I B1. Kolektorska struja S 1 raste. Struja D3 opada. 4. IB1 Ui

S3

Vodi samo S1.

D3

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA IB3

S3

124

20�s 0,5-1*ts ts QB2

IB1  prenapon

E

-0,7V vodi D3

ID3 tf  QRR  I p

100-300 �s = tRR  – brza dioda

30%

kratak spoj u mostu

QB2 su nagomilani nosioci u bazi. Prenapon se javlja zbog pika struje koji je veći ako su veće  parazitne induktivnosti. QRR  su nagomilani nosioci u diodi. T 2 i D2 su u istom kućištu. ID3

IB3

Ui UCES

UD IC3

KOMUTACIJA TRANZISTOR DIODA

S3

1.

D1

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

125

I p

IB3 IC3

2.

Vodi samo S3

D1 Ui IB3=0 S3

Prekidamo stuju baze IB3. Struja kolektora S3 polako opada. Zbog debalansa struje u čvoru A raste napon Ui i dioda D1 počinje da vodi. 3. D1

IB1=0

IB3=0

S3

Struju pruzima dioda D1 4. IB1 ≠ 0

Uključujemo S1. Struju vodi D1. Struja IB1 teče kroz oba PN spoja tranzistora ali nema I c1.

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

126

mrtvo vreme

IB3

0,5-1*ts

ts

t IB1

tf 

IS3

Ui

ID1

Pojava prenapona: a) Zbog spore diode u komutaciji tipa A.

 b) iDC

t di/dt

di/dt je jako veliko i na rasipnoj induktivnosti vodova između kondezatora i invertora se javlja  prenapon. Otklanjaju se RCD zaštitom na celom mostu. U  M  =  E + Lras + E

Lras Lras

S1 S2

S3 S4

UM

R 

di DC 

Uc

dt 

E

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

127

8.3.3. REGULACIJA IZLAZNOG NAPONA a) 1. 2.  b)

Zasniva se na istim principima kao i kod tiristorskog invertora. u invertoru: Kvazi prvougaoni invertor PWM invertor van invertora

8.3.4. KVAZI - PRAVOUGAONI INVERTOR T1

T2 A

Ud

B T4

T3 +

 N

T1

UAN

Ud

1800 UBN

T4

T1

T3

t

d

T2

T4

1800 d

U p

1800- d

U  pn =

4 π n

4   δ    , δ  = 0 : dobija se pravougaoni invertor U  pn = U d  π n   2 

U d  cos n

U  ph

4

U d  π 

1

3 5 0,2 7

THD

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

128

8.3.5. PWM INVERTOR Realni inertori obično imaju na ulazu diodne isparvljače, koji zajedno sa kondezatorom C, daju konstantni jednosmjerni napon. Da bi se obezbjedio konstantan odnos U/f izlaznog napona, što je uslov za rad sa stalnim momentom kod asinhronog motora, invertor mora da reguliše napon i frenkfenciju. To se omogućuje impulsno širinskom modulacjom prekidača invertora – PWM invertor. Ima raznih tehnika PWM sa ciljem da se dobije inusni izlazni napon, a najpoznatija je sinusna PWM (SWPM). Kod PWM tehnika razlikujemo: 1. Modulišući ili kontrolni signal vcontr.  On se koristi da moduliše vreme vođenja prekidača tako da izlazni napon bude što bliži sinusoidnom fundamentalne frekvencije f 1 (0< f 1  υ    − U   d   , T 3 − ON    2  T 1 − OFF  

 jer se tu priključuje potrošač u polu mostnoj šemi. Pretpostavka: 1. f s > f 1 2. unutar Ts smatra se da je vcontr  = const 3. vcontr ≤ Vc UA0

vc

vcontr = Vcountr sinw1t Ud/2

2Vc

UA0sr 

-Ud/2 Ts/2 Ts tk 

t +1

Posmatra se srednja vrednost (osnovni harmonik) unutar jednog intervala, a cilj nam je da te vremenski nedovezane srednje vrednosti sačine sinusoidu, to je u stvari digitalna rekonstrukcija sinusoide. Za proizvoljni k-ti interval važi: t  T    t k    U d  1   − U d   1  U d     + = − U  Asrk  = dt  dt  1 2 ,      T  s ∫0   2   T  s t ∫   2   T   s   2   t k  2 T  2 t  v −v tg α  = =  s ⇒ k  = c contr  T  s (V c − vcontr  ) 2V c 2V c k 

k 

k 

 

U  Asr  = 1 − 2

v c − v contr   U d 

v

U 

 = contr  ⋅ d  V c 2   2

2V c Ako je vcontr  sinusna funkcija, tada je to i osnovni harmonik U A0(t) v contr  = V contr  sin ω 1t ,  

U  A01 =

 N 

∑1 U  0

 N 

 A  srk 

k =

U  A01 =  M  ⋅

U d 

U  A0 (t ) = M  ⋅

U d 

=∑ k =1

v contrk  U d  V c

⋅

2

= .... =

V contr  V c

sin w1t ⋅

U d 

2

2 Ovaj postupak se naziva usrednjavanje u prostoru stanja i koristi se u matematičkoj analizi (simulaciji) rada invertora. Izlazni napon je skupimpulsa i on varira između U d/2 i –Ud/2. Nas interesuje fundamentalni harmonik pa je potrebno analizirati spektar: 2

sin w1t 

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

130

UAon Ud/2

1 0,8

0

1

F-2 F F+2

2F-3 2F 2F+3   2F-1 2F+1

 3F-6.. 3F-2 3F 3F+2.. 3F+6

Osobine spektra: 1. maksimalna amplituda osnovnog harmonika je MU d/2 za 0100 Ali pri veoma velikim snagama F < 9 – kvazi pravougaoni invertor Malo F ako je F ≤ 21 Veliko F ako je F > 21 4. Modulišući i noseći signal treba da su sinhronizovani – sinhrona PWM, odnosno F mora biti ceo  broj. Ako to nije (to se često dešava kao greška u regulacionom kolu) onda se javljaju sub – harmonici. Međutim ovaj problem je značajan samo za malo F tj, F ≤ 21. Kod velikog F amplitude subhrmonika su male, pa se mora voditi računa o sinhronizaciji. Obično se uzima f c = const, a f 1 se varira. Ipak kada je f 1  blizu nule male amplitude subharmonika će izazvati velike struje, što nije poželjno. Zbog toga treba izbegavati asinhronizam.  Nadmodulacija (M>1) Za 0 < M < 1 linearna regulacija. PWM gura harmonike u oblast visokih frenkfencija što je  poželjno, ali vrednost osnovnog harmonika mala 0 < U A01 < Ud/2. Da bi se povećala amplituda osnovnog harmonika ide se na nadmodulaciju M > 1. Mežutim tada broj i nivo nižih harmonika raste. Dalje povećanje M dovodi do zasićenja tj. do prelaska u pravougaoni oblik. U d  4 U d  < U  A01 < 1 vc T 1 − ON  T 2 − OFF  U  p = U  Ao =  − U d   v contr  < vc T 1 − OFF  T 2 − ON   2 ∞

U  p =

∑1 U 

 pn

n=

sin (nwt + ϕ n ) , U  pn = a n2 + bn2 tg ϕ n = a n b  an, bn - koeficijenti furijevog reda n

UAo  je neparna funkcija i simetrična u odnosu na T/4, odnosno: U  Ao (− t ) = −U  Ao (t )  i U  Ao (t + T / 2) = −U  Ao (t ) pa je: a k  = b2 k  = 0 b2 k +1 =

8  T  / 4

8  T  / 4 T 

∫0

U  Ao (t )sin (2k + 1)

2π t  t 

dt , k=0,1,2..Za prvi harmonik uzima se k=0

pa je:

U d  U d  8 π  / 2 ( ) ( ) ( ) = b1 = U  t  dt  U  wt  wtd  wt   M  U   M  = = sin sin , pa je 0 0 1  A  A  p T  ∫0 T  2 2π  ∫0 2 Problemi koji se javljaju su: 1. mala amplituda osnovnog harmonika 2. naprezanje komponenata U T = Ud, IT = i pmax

2π t 

Mostna šema jednofaznog PWM invertora a) Sa bipolarnim prekidanjem: 1. amplituda osnovnog harmonika U d 2. naprezanje UT = Ud, IT = i pmax -

Ud

id T1 Ud/2

T2 A

B

iB0

U p=UA0-UB0

T4

T3 Ud/2 +

iA0

i p

 N

Grane A i B se upravljaju inverznim signalima: U B0 = -UA0. Na bazi prethodne analize vidi se da je: U  B 0 (t ) =U  A0 (t − T  / 2 ) = −U  A0 (t ) U  p (t ) = U  A0 (t ) − U  B 0 (t ) = 2U  A0 (t ) dakle izlazni napon varira između ±U d, odnosno amplituda osnovnog harmonika je: U  p1 = MU d  0 1 π 

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

132

Jednačina invertora: U  A0  T  A  U d  T  U d  T  = = [ ]  T   2   (1) U  2   B 0    B  U  p = U  A0 − U B 0  (2)

[U ac ] = 

[T ]  je prekidačka matrica odnosno prenosna funkcija invertora, a T A i TB su prekidačke funkcije grana A i B. Ovaj tip invertora se naziva PWM invertor sa bipolarnim prekidanjem. i (t ) [id  (t )] = [T ][iac (t )] = [T ]  A0  i B0 (t ) id  (t ) = T  A i A0 (t ) + T  B i B 0 (t ) = T  Ai A0 (t ) + (− T  A0 )(− i A0 (t )) = 2T  A i A0 (t ) = 2T  Ai p

Ako je i p=i psinwt a spektar T A dat na prethodnoj slici tada je i d=Id + i d2 + idVF , idVF ≈ 0 . Najizraženiji je drugi harmonik dok se VF mogu lako filtrirati. Problemi koji se javljaju su: 1. drugi harmonik u id 2. trenutno prekidanje tranzistora  b) PWM sa unipolarnim prekidanjem Grana A i B se upravljaju nezavisno poređenjem v c sa vcontr  (grana A) i –vcontr  (grana B), pa posmatramo napone grana u odnosu na –(N) kraj izvora: Grana A: Grana B:

v contr  > vc v contr  < v c

T 1 − ON  i U  AN  = U d  T 3 − ON  i U  AN  = 0

− vcontr  > v c T 2 − ON  i U  BN  = U d  − vcontr  < vc T 4 − ON  i U  BN  = 0

Pošto ima povratne diode napon ne zavisi od smera struje. U  p = U  AN  − U  BN  = T  AU d  − T  BU d  U  p = (T  A − T  B )U d 

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

133

Izlazni napon se dobija iz kombinacije napona grana. Ima četiri kombinacije: T 1,T 4 − ON  U  AN  = U d  U  BN  = 0 ⇒ U  p = U d  T 3 , T 2 − ON  U  AN  = 0 U  BN  = U d  ⇒ U  p = −U d  T 1 , T 2 − ON  U  AN  = U d  U  BN  = U d  ⇒ U  p = 0 T 3 , T 4 − ON  U  AN  = 0 U  BN  = 0 ⇒ U  p = 0 Kada je napon ±Ud struja teče ili kroz par tranzistora (T1, T4) ili par dioda (D2, D3) različitih grana i  polovina mosta. Kada je napon 0 struja teče između različitih grana ali iste polovine mosta (T 1, D2) ili (D1, T2) i tada je id=0. Ovaj način prekidanja daje efekat u duplo većeoj prekidačkoj frenkfenciji u izlaznom naponu, tako da se harmonici pojavljuju samo oko parnih multipla osnovne učestanosti (ali F mora biti parno).

Vc Vcontr  2p

UAN

UBN

U p

UAN = TAUd, UBN =TBUd, U p=UAN – UBN Faza: ФАN – ФBN  = 180° F = 0, F je parno zato se poništavaju svi dominatni harmonici kao i bočni opsezi oko F, 3F

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

134

U ph Ud

1 0,8

0

2F   2F-1 2F+1

F

1

4F

E E/2

Ui=E

Ui=E/2

Ui=0 Tk  +

-

Uk AK =0

Uk Ak =E/2

Uk Ak =E

Nf

3Nf 

Ako se ovako radi spektar će biti:  E 

f

2

Ako je N veliko, možemo da smanjimo LC faktor. Ovo je princip PWM modulac. Nedostaci koji se  javljaju: 1. Bazira se ne pretpostavci da mogu da se precizno odrede τ  + i τ − što je teško postići, pa se PWM radi sa brzim tranzistorima kod kojih je mali ts.

Delta modulacija Princip koji se koristi za upravljanje bipolarnim tranzistorom.

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

135

+E/2

S1 S2

-E/2

Uref  +

- Ui

Uii -

1/s integrator

 

U

Uih=±1

U=Uref  - Uii

komparator sa histerezisom

Ovaj signal koristimo za upravljanje prekidačima S 1 i S2. U ih =

U u  A

+

 H  U ih  A

Uii ˜ Uref  Uref 

H dU

Ui

-H

+

+ -

-

U i = sU ii , s iz integratora U  R =  A sin wt  ⇒ U i = sU ii ≈ sU  R =

d  dt 

( A sin wt )

U i =  Aw cos wt 

8.4. TROFAZNI PRAVOUGAONI INVERTOR: -

Ud

id T1 Ud/2

i p

A iA0 T4

T3 Ud/2 +

T5

T2

 N

B

C T6

A B C

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

136

Trofazni PWM invertor: UAB = UAN - UBN UAC = UAN - UCN UBC = UBN - UCN

ФAN – ФBN = 120 0 F =0 Ako je F neparno i multipla od 3! tada se harmonici poništavaju i ostaju samo bočni opsezi oko kF! 3 U  AB1 =  MU d  ≅ 0.612 MU d  , M  ≤ 1.0 2 2 6 U  AB1 = U d  = 0,78U d  , M  > 3,24 π 

ABh d

1 0,8

0

1

F-2 F F+2

2F-1 2F 2F+1

3F-4 3F-2 3F 3F+2 3F+4

8.5. STRUJNI INVERTORI Do sad razmatrani invertori su bili naponskog tipa. Razlika je što je kod naponskog jednosmerni napon konstatan dok je kod strujnog ulazna struja konstantna. To podrazumeva (obično imamo naponski izvor) dodavanje rendne prigušnice čija induktivnost je dovoljno velika da se struja može smatrati konstantnom tokom jedne poluperiode.  Naponski invertor: Lσ rasipne imduktivnosti ili dodate da se izvor oslobodi harmonika. Cd za povratne struje daje neprekidan napon na ulazu i invertor Strujni invertor: Ld za peglanje struje i d = Id Jednostavniji je, monogo prostija šema, ali je znatno veći. Ekonomski nema prednosti. Mežutim ulazna struja je mirna pa ne treba element pre invertora. Izlazne veličine su manje izobličene i šema je prostija tj. pouzdanija, takođe postoji mogućnost reverzibilnosti bez premošćavanja(dobar za pogone sa kočenjem) Uslov za komutaciju: β > wtq >0

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

137

Rad invertora: Ukupno opterećenje i C mora biti kapacitivno da bi napon prednjačio za β. C preuzima akumulisanu energiju iz L2 tj. ne trebaju diode.  Nedostaci: 1. Ako je R opterećenje naponse približi pravouglom tako da je β sve manje – ne komutira se. Zbog toga mora automatski regulator napona. 2. Teškoće sa radom motora zbog postojanja oscilacija – nestabilan je rad sprege invertor i AM – rešava se složenijom spregom (nepovoljnije u odnosu na naponski invertor).

 T1

T2

T3

T4

Ud

 Naponski Ld id I d

iC

Ud

i

C

U

Strujni

Ud

id

iC + i = id

U i

U

Id

 β 

naponski

strujni U

U I

di

+ Ri = U d  dt  i (t ) = −i (t + T  2 )

 L

I

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA dU 

+

1

U  =  I d  dt   R dU  + i =  I d  C  dt 

C 

138

di

 R 2 i + L2

= U    mora β  > wt q > 0

dt 

-

- +

- +

- +

+

8.6. IZLAZNI FILTRI Lr

Cr 

C p

1

1

= wr 

 Lr C r 

L p

 L p C  p

= w p

ili Lr

1  Lr C r 

= wr  ,

Cr  C3

C5

C7

L3

L5

L7

1  L3C 3

= w3 ,

1  L5 C 5

C

= w5 …

UDC

invertor 

- idealni invertor (monofazni)

E

+

iDC S1

S2

S3

S4

Ako se uključe S1 i S4 => Ui = -E, iDC = -i p S2 i S4 => Ui = E, iDC = i p

R  p Ui

L p

- +

V.Katić

ENERGETSKA ELEKTRONIKA

139

Ui

S1 S4

i p

L=0

iDC

i p

 L ? 0 iDC

S2 S3

i p =Ui/R 

PR  = RI2 = const PDC = EiDC