Schaltungssammlung / Lieferung 4 / Klaus Schlenzig / 1986

Schaltungssammlung ür den Amateur

•

Vierte Lieferung ·!.Aulage

Mobile Sammlung

\�

von Grundschaltungen und Varianten

Militärverlag

Herausgegeben von

der

Dipl.-lng. Klaus Schlenzig

•

Deutschen Demokratischen

und Dipl.-Joum.,

Republik

lng. Wolfgang Stammler

·

Redtionsschluß: 30.April1985

Autoren Blatt 2-1Ing. Dker Mögel . Blatt 3-1 bis 3-2 Ing.Kari-Heinz Blsing Blatt 3-3 bis 3-10 Ing. Detmar Schiler Blatt 4-1 bis 4-5 lng. Geog Engel Blatt 4-6 bis 4-11 Ing. HasJochen chulze Blatt 4-12 bis 4-15 Dpl.-lng.Albecht Fscher Blatt 4-16 bis 4-19 )ipl.-lng. Eberhad Meinel Blatt5-1 bis 5-4 Dipl.-lng. Stefen Wütenbeger Blatt 5-5 bis 5-6 Dipl.-Pd.Jügen Rempt Blatt 6-1 bis 6-12 Dpl.-lng. Günter Wame Blatt 6-13 bis 6-18 Dipl.-lng.Joachim Czepa Blatt 6-19 bis 6-2Q Dipl.-lng. Gerad Gümmer Blatt 7-1 bis 1-5 lng.Fank Sicha Blatt 8-1 bis 8-3 Dr.lng. Michael Rentsch Blatt 8-4 bis 8-8 lng; i'ried Müler Blatt 9-l bis 9-2 Dr.lng.CasKühnel Blatt 10-1 bis 10-13 Dr. Günter Miel Blatt 11-1 bis 11-6 Dipl.-lng. Wofgang Schlegel Blatt 11-7 bis 11-10 Ing. Has-we Fortier Blatt 12-1 bis 12-4 Dipl.-lng. Ged hiele Die aktuelle Übericht Dipl.-lng. Wafang Schegel

•

Schaltungssmmlung ür den Amateur: 4. Liefeung I Klaus Schlenzig; Wolfgang Stmmler [u. a.] Berlin: Militäverlag der DDR VEB), 1986. 200 S.: 365 Bilder

ISBN 3-327-00106-5 LAulage

© Militäverlag der Deutschen Demokratischen Repubik

VEB) - Berlin, 1986 Lizenz-Nr. 5 nted in he Geman Democratic Republic Gesamh�stellung: INTERDRUCK Graphischer Großbetrieb Leipzig, Betrieb der ausgezeichneten Qualitätsrbeit, Ill/18/97 Lektor: Ste'en Wütenbeger H�nn ypograie: Helmut . SV 3539 Bestellnumer: 7 4 6 786 3

01600

1

SCHALTUNGSSAMMLUNG VierteLieferung ·19�6 Kapitel

Kapiel1 Vowot

-

-

Einleitg

Kapitel 2 - Somvesog Berechnung von Netztransfomatoren

2-1

Voverstärker r digitale Zhler (Blatt 1) ......... 3-1 Voverstärker r digitale Zähler (Blatt 2) ......... 3-2 Schalungspraxis modener integrieter Leistungsvestärker (Blatt 1) ......................... 3-3 Schalgspraxis modener integrierter Leisungsverstärker (Blatt 2) ......... . ............... 3-4 Schaltungspraxis modener integrierter listungsverstärker (Blatt 3) ... .... 3-5 Schaltungspraxis modener integrierter Leisungsvestärker (Blatt 4) .......................... 3-6 Schaltu.gspraxis modener integrierter Leistungsverstärker (Blatt 5) ......................... 3-7 Schaltungspraxis modener integrieter Leistungsvestärker (Blatt 6) ......................... 3-8 Schaltungspraxis modener integrierter Leistungsverstärker (Blatt 7) ......................... 3-9 Schalungspraxis modener integrierter Leistungsverstärker (Blatt 8) ............ ; ............ 3-10

•

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Modeme Mikroelektronik - Mikropozessotechnik (Blatt 1) .......................... Modeme Mikroelektonik - Mikroprozessotechnik (Blatt 2) ........................... . Modeme Miroelekronik - Mikroprozessortecnik (Blatt 3) : ... . . ..... ..... .. . Modeme Miroelektronik - Mikroprozessotecnik (Blatt 4) ....... ............. .:. Modeme Mikroelektonik - Mikroprozessotecnik (Blatt 5) ........................... .. . . . . Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 1) Mikrorechner mit dem U880 (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 3) . . . . . . . . . . . Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 4) . . . . . . . . . . . Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 5) . . . . . . . . . . . . Mikrorechner m ·: dem U880 (Blatt 6) . . . . . . . . . . . Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 7) . . . . . . . . . . . Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 1) ..... . Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 2) ....... .. Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 3) . Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 4) ...... Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 5) ...... Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 6) ....... Bildschindisplay (Blatt 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . Bildschirmdisplay Blatt 2) . .... .... . ... .

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Kapitel 4 - Musikelekonik und Efektschaltgen Neue Schaltungen ür elektronische Ogeln (Blatt 1) ... Neue Schaltugen dr elektonische Ogeln (Blatt 2) ... Neue Schaltungen dr elekronische Ogeln (Blatt 3) ... Neue Schaltungen dr elektronische Ogeln (Blatt 4) ... Neue Schaltugen ür elektronische Ogeln (Blatt 5) ... Elektronische Trommeln und Perkussionsinstmente (Blatt 1) ........................... Elektronische Tromeln und Perkussionsinsumente (Blatt 2) ........................... Eleonische Tromeln und Perkussionsinstumente (Blatt 3) ... . ....................... ElektroniSche Trommeln und Peussionsinstumente (Blatt 4) ........................... Elektronische Tromeln und Perkussionsinstumente (Blatt 5) ........................... Elektronische Tommen und· Perkussionsinsumente (Blatt 6) ........................... !qualizer (Blatt 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . · . Equlizer (Blatt 2) .................. . ... Equalizer (Blatt 3) ............. . ....... Equalizer (Blatt 4) ...................... Gitarreneleonik (Blatt 1) ................. Girrenelektronik (Blatt 2)·........ : ........ Gitrrenelektonik (Blatt 3) ..... .......... . ..... . '· .... Gitarenelekonik (Blatt 4) .

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Kapitel S - lgemeine iitaitechnik

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4-1 4-2 4-3 4-4 4-5

·

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Kapitel 7 - Meßtec�

4-8 4,9

Kapitel 8 - lgemeine Elekoik

4-10

Kfz-Elektronik (Blatt 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . rz-Elektronik (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Kfz-Elektronik (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Steuegerät dr Serienblitze zur Aufnahme von Bewegungsphasen . ...... ... Timer r 10 Zeitprozesse (Blatt 1) . . . . . . . . . . . . Timer r 10 Zeitprozesse (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . AD-Wandler C520D in Verbindung mit Auswerte-, Vergleicher- oderVowahlschaltungen (Blatt 1) ........ A-Wandler C520D in Verbindung mit Auswete-, Vergleicher- oder Vowahlschaltungen Blatt 2) .......

4-7

4-11 4-12 4-13 4-14 4-15 4-16 4-17 4-18 4-19

Überblick der Logik-Familien; Logik-Inteface (Blatt 1) ......................... . .. 5-1 Überblick der Logik-Familien; Logik-Inteface (Blatt 2) , ........................... 5-2

5-4 5-5 S-6

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_.

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Kapitel 9 - Generatoe r n und Sender

6-1 6-2 6-3 6-4 6-5 6-6 6-7 6-8 6-9 6-10 6-11 6-12 6-13 6-14 6-15 6-16 6-17 6-18 6-19 6-20

7-1 7-2 7-3 7-4 7-5

Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 1) Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 2) Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 3) Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 4) Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 5)

4-6

5-3

Kapitel 6 - opozes5otechnik

Kapitel 3 - Versttker

.

1-2

Überblick der. Logik-Familien; Logik-Interface (Blatt 3) ........................... Überblick der Logik-Familien; Logik-Inteface (Blatt 4) ........................... TL-Püfstitbesteck (Blatt 1) ............... TL-Püfstitbesteck (Blatt 2) ...............

........................... 1-2

'

Blatt

·

Eleig

·Funktionsgenerator fr 1 Hz bis 100Hz (Blatt 1) Funktionsgenerator dr 1 Hz bis 100Hz (Blatt 2)

8-1 &-2 8-3 8-4 8-5 8-6 8-7 8-8

9-1 9-2

Kapitel10 Modefensteueg

Vowot

Gundlagen und Entwicklungstendenzen der Modell­ fensteueung (Blatt 1) ...................10-1 Gundlagen und Enwicklungstendenzen der Modell10-2 fensteueung (Blatt 2) ........... 10-3 Einfache ModeUfemsteuermlagen (Blatt 1) 10-4 Einfache ModeUfemsteueranlagen Batt 2) 10-5 Einfache ModeUfemsteueranlagen (Blatt 3) 10-6 Einfache ModeUfemsteueranlagen (Blatt 4) 10-7 Ausbaufihige Modelfemsteueranlage (Blatt 1) 10-8 Ausbaufhige Modelfemsteueranlage (Blatt 2) Ausbaufhige Modelfemsteueranlage (Blatt 3) 10-9 10-10 Ausbaufihige Modellfemsteueranlage (Blatt 4) 10-11 Aufschalteinrichtung�n und Ladegeräte (Blatt 1) 10-12 Aufschalteinrichtugen und Ladegeräte (Blatt 2) Aufschalteinrichtungen und Ladegeräte (Blatt 3) 10-13

Vor knapp 2 Jahrzehnten erschien die 1.Schaltungssammlung der vorliegenden t. Nach einer Pause von mehr als 10 Jahren entstand die 2.Sie brachte Ändeungen der Systematik. Das Konzept der I-Blatt-Objekte mußte verlassen werden.Die vom mateur »machbare« Elektronik war komplexer geworden.Auch das einfache Aneinandereihen von Blätten zu einem Themen­ bereich konnte nur teilweise über eine Liefeung hinweg gehal­ ten werden.Daher iel die Entscheidung zuunsten einer jeweils wieder bei 1 beginnenden Numerieung in jeder neuen Samm­ lung. Die 1979 festgelegte Stuktur urde vorerst beibehalten.Das hat mindestens 2 Gründe: Zum einen konnte die 3.Liefeung mühelos m Ordner der 2.mit untergebracht und thematisch sortiert werden.Uninteessant ge­ wordene Blätter konnte jeder Nutzer nach individuellen Ge­ sichtspunkten enfenen.Die fehlende Mappe brauchte ir neue Leser kein Nachteil zu sein, da die Randlochung der 3.Liefeung­ auch iir übliche Schnellheter paßt. Zum anderen bedeutete der feste Themenrahmen auch eine ge­ wisse Übersichtskontrolle m Sinne der Vollständigkeit.Das ist selbstverständlich elativ zu sehen.Zwischen den Abschnitten über ·Digitaltecnik, »allgemeine« Elektronik und Mikroprozes­ sortechnik z.B.bestehen viele Verbindungen.Es wird küntig immer schwerer fallen, entsprechend zu ordnen.Das Eindringen des Miroprozessors in viele Bereiche »klassischer« Hardware­ · elekronik wird das noch deutlicher zeigen. Es kann also nicht veunden, wenn der Mikroprozessortechnik in den letzten 3 Liefeungen ein zunehmender Anteil der veriig­ baren Fläche bereitgestellt worden ist.Ein zeitbedingter Nachteil bei der Infomationsübemittlung hat sich gerade auf diesem Ge­ biet gezeigt.War es noch 1979 ein gewisses Wagnis, auf Gund der damaligen Situation sowohl an Bauelementen wie auch an » Leserbereitschat« (daraus resultierend) mit diesem Thema in der Schaltungssamlung zu beginnen, so hat sich nun die Sach­ lage umgekehrt.Die Entwicklung war schneller als die Zeitfolge der Schaltungssammlungen.Doch es wäre nicht m Sinne einer als » Lngzeitspeicher« zu betrachtenden Schaltungssammlung gewesen, daum das Begonnene unvollendet abzubrechen.Daher urde in der vorliegenden Liefeung nochmals abschlieend auf den betagten, wenn auch zum ersten Kennenlenen der Mikro­

�

Kapitel11 - Empger Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 1) . Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 2) . Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 3) . Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 4) . Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 5) . Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 6) . MOdeme Empfangstechnik iir den Funkpeilkampf (Blatt 1) ..............., ........ Modeme Empfangstechnik ir den Funkpeilkmpf (Blatt 2) ........................ Modeme Empfangstechnik ir den Funkpeilkampf (Blatt 3) ........................ Modeme Empfangstechnik iir den Funkpeilkampf (Blatt 4) ...................

11-1 11-2 11-3 11-4 11-5 11-6 11-7 11-8 11-9 11-10

Kapitel1 2 - Speichetechnik Halbleitespeicher Halbleiterspeicher Halbleiterspeicher Halbleitespeicher -

eine Übersicht (Blatt 1) eine Übersicht (Blatt 2) eine Übesicht (Blatt 3) eine Übersicht. (Blatt 4)

12-1 12-2 12-3 12-4

bgen von Flchbeffen der Elekonik Russisch-Deutsch Beim Umgang mit fremdsprachiger, besonders aber ussischspra­ chger Fachliteratur wirkt sich die häuige Vewendung von Fachabkürzungen sehr erschwerend aus, da in den seltensten Fällen die vefügbaren Fachwöterbücher eine eschöpfende Auskunt geben können oder gar eine völlig unsinnige Überset­ zun. anbieten.In der Folge ist eine kurze Zusammenstellung häuiger Abkürzungen ussischer Fachbegrife der Elektronik (im weitesten Sinne) mit ihrem in unserem Sprachbereich übi­

chen Gegenwot zu fmden.Neben der Abkürzung steht stets die Vollfom.Das trt auch iir die Übersetzung zu, sofen eine üb­ liche Abürzung existiert.Sollte der bei uns übliche Begrif aus einer Fremdsprache übenommen sein (z. B.FC, P L L), so wird auch die fremdsprachige Vollfom genannt.Die Sammlung ent­

stand ·bei der praktischen Arbeit mit sowjetischen Zeitschriten und Büchen, aber auch bei der Durchsicht technischer Pro­ spekte und Kataloge. FÜr Anregungen, Bemerkungen und Kritiken, die der Verbesse­ ung und Vemeung dieser .Sammlung dienen, sind Verlag, Herausgeber und Autor stets dankbar. Auf folgenden Blätten befmden sich die Fachbegrife: Blatt 3-2 (A, B); Blatt 4-5 (B, ); Blatt 4-11 ;, E, {, 3); Blatt 4-19 ); Blatt 5-4 , ); Blatt 8-8 ); Blatt 10-2 (0, l); Blatt 10-6

P, c, );

Blatt 10-10

Y, 11, ;, X, m, 3).

prozessortechnik gar nicht so schlechten UBOBD eingegangen. Sofort anschließend aber beginnt die noch iir einige Zeit gesi­ chete Technik mit dem inzwischen schon fast allgegenwätigen

UBBOD.

Bereits bei den Überlegungen zur 2.Liefeung ofenbrte sich die besondere Problematik des Umfangs der an sich auch bereits einleitend nötigen Infomationen.Man sollte jedoch eines be­ denken: Jedes Thema zur angewandten Elektronik m weitesten Snne setzt Einarbeiten voraus, und auch vor der Zeit der Mikro­ prozessorenkonnte man nichtjedes Gebiet an Hand seiner prak­ tischen Wirkungen umfassend theoretisch in einem einzigen Beitrag behandeln.Die Vielfalt der inzwischen gerade auch zum UBBOD erschienenen Literatur erleichtert also die dulle Ent­ scheidung: n in' diese Schaltungssammlung aufzune�en mit so viei Infomation wie möglich, aber auch mit sinnvoller Be­ scränkung im Sinne der beschriebenen Teilkomplexe.Es ·dürte eine venüntige Entscheidung gewesen sein, daum von 2 Auto­

ren, die sich dabei aufeinander abgestimmt haben, sowohl die mehr grundlegende wie die mehr angewandte Seite gleichzeitig bearbeiten zu lassen.Der Leser mag entscheiden, wieviel es ihm gibt.Mit und 25 % des Gesamtumfangs (zusammen mit einem weiteren interessanten Teilobjekt) hat damit die Mikroprozessor­ technik in der vorliegenden Liefeung einen gewichtigen Platz. Sie wird zudem noch stark unterstützt durch die m Kapitel »Speicher« zusamengefaßten Infomationen. Demgegenüber brauchen alle noch mehr reinen Hfdwarelösun­ gen zugeneigten Leser auf interessante Anreglngen vielerlei t nicht zu verzichten.Und wo - bedingt durch die Blattstuktur freie Flächen geblieben wären, wurden diese iir Fachbegrife in »RGW-Sprache« genutzt, die nicht nur die Lektüre der Fach­ presse aus der UdSSR erleichten düten. Berlin, m Fr.jahr 1985

De Herasgeber

- Sromversorgung

SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vierte Lieferung · 1986 Kapitel 2

Blatt

2-1

Berechnung von Netzrnsfomatoren 1.9.

Rechegg

1. 1.1. 1.2.

Erechnung der Seundärleistung und Festlegung des Transfomatortyps Erechnung der rleistung aus Sekundärleisung und Wirkungsgrad:

. pp= !., "

PP- Primärleisung, P,- Sekundärleistung, 1- Wirkungsgrad. 1.3.

Bestimmung des- Prims aus übersetztem Last­ strom, Transfomatoverlusten und Magnetisieungs­ strom:

lp=

�( � r

Ip- Primärstrom, strom. 1.4.

+ I�

(1)

;

UP- Primärspannung,

1.5.

efektiver Eisenquerschnitt, f - Betriebsfrequenz.

Berechnung des Drahtdurchmessers der Primärwicklung aus Primärstrom und Primärstromdichte:

A p= ...,

Sp

1.6.

-

# = .·

S�-

Stromdichte,

primär,

(3)

1,13

Berechnung des primären Wicklungswiderstands:

(4)

rp Wicklungswiderstand, primär, lmp- mittlere Windungs­ länge, primär, eu - spezischer Widerstand von Kupfer, «u - Temperaturkoeizient von Kupfer, 1J- Übertempera­ tur. Mit eu

= 0,0178

man:

rp=

2 mm , «u m

27 ,1 10-6 •

= 0,0039 K-1 und 1J = 50 K erhält

npml p · d� ,

Tpin 0, lmpin mm, dpin mm. 1.7.

Genaue Berechnung der Prim

1

1.8.

�dungszl:

(5)

Vorläuige Berechnung der Sekundärwindungszahl:

n,' U,

UO.

3 2 +1

·

1 4,44bAj;

n,- Sekundäwindungszahl, U,- Sekundärspannung.

(6)

sekundär.

n,l.. d! ,

Beechnung des sekundären Wicklungswiderstands: r�

= 27,1·10-6

·

r, - Wicklungswiderstand, sekundär, in 0; u l - mittlere Win· dungslänge, sekundär, in mm; - Drahtdurchmesser, seundäi, in mm.

1.11.

d,

Genaue Berechnung der Seundärwindungszahl:

n,= (U,+I,r)

1 4,44bAcf'

Eforderiche Gund- und Deckisolation bis spannung: 2 X PETP-Folie 0,036 mm.

.

l50JV

(8) Püf­

Ll3. Festlegung der Lagenisolation Drahtdurchmesser bis 1 m: · 1 x PETP-Folie 0,036 mm, Drahtdurchmesser über 1 mm: 2 x PETP-Folie 0,036 m. Eine Isolation nach jeder Lage ist nur dann eforderlich, wenn die Spannung je Lage größer s 20 bis 25 V ist.· 2.

Ap- Leiterquerschnitt, pnmär, dp- Drahtdurchmesser, primär

dp =

S,- Stomdichte,

(2)

np- Primäwindungszahl, B - magnetishe Flußdichte,

(7)

d,- Drahtdurchmesser, sekUndär, I, - Sekundästrom,

Ll2.

2+1 I np' UP·- -· 3 4,4dApJ; Ap0-

d, = 1,13

I0 - Magnetisierungs­

Voläuige Berechnung der Primäwindungszahl:

ii;

Berechnung des Drahtdurchmessers der Seundäwick­ lug aus Sekundärstrom und Seundärstromdichte:

Berechngsbeispiel

Gefordet sei ein Heiztransfomator r eine Pimärspannung von 220 V mit einer Sekundärwicklung r 6,3 V/1,8 A und einer weiteren Sekundärwicklung r 12,6 V/0,8 A. Um kleinstes Ein­ bauvolumen zu erhalten, soll ein L L-Kem aus Texturblech ver­ wendet werden.

2.1.

P, = 6,3 1,8+12,6·0,8 = 21,4 W.

2.2.

PP=

2.3.

Ip=

2.4.

nP"220

·

Nach Tabelle 1 eignet sich hieiir der L L 39/20, der mximal 27 W übertragen kann.

�1;: ,

27,4 W.

( �r =

+0,132

= 0,18 A.

(9)

2+0,78 1 · 3 4,44·1,67·10 6 252 ·50 np'204·10,7 = 2 182 Wdg.

o=

•

2.5.

dp= 1,13

2.6.

rp= 27,1·10-6

2.7.

np= (220- 0,18·126) ·10,7 = 2 111 Wdg.

'2.8.

nst '6,3

0,196 "0,20 m.

� ��85 = 126 n.

2 8 ,

3 10,7 = 73 Wdg., 2 +0,78 3 10,7 = 145 Wdg. n2' 12,6 2 +0,78

(10)

2.9.

, f

.t = 1,13 z = 1,13

2.10.

2.11

2.12.

, '•1-

27,1 10

-6

,2-

27,1·10

-6

n11

n2

•

= 0,73 ..0,75 , = 0,49 " 0,50 m.

BeiV�ndug m Ken n dichter Spulenköper kann die· Grundisolaion entfalen.

(12)

2.13.

Windungen je Lage primär: np" 1,1·dp

=

36

m.

u

30/10

P, "

VA

4 0,46

s

T l

A

lm' lm'

20 1,52 96 9,5 7,4

m

55

1,

A,,

s. s,

1.

1, b.

m m

65 27

Sück

4X3

u

30/16 8 0,63

u

39/13 17 0,74

u

u·

39/20

67

71

27 0,78'

i I

85 16

100 36

4X4

4X4.

4X6

c

Schichthöhe

m

m

m

U30/10 LL30/16 U39/l3 . U39/20

30 30 39 39

L48/16

48

20 20 26 26 32 32 40

50 50 65 65 80 80 100 100 125 125 150 150

48 60 60 1i 15 90 90

0

so 50 60

0

u

u

60/30

75/25

u

15140

u

u

90130 -90150

184 108 84 331 251 0,88 0,89 0,91 0,92 0,93

457 0,93

1

1 i : .

84

103

105

125

133

163

156

196

1o4 4S

123 45

129 57

149 51

163 71

193

71

192 85

232 85

4X4

4X6

4X6

4X7

4X8

4X10

4X8

•

1

,

.

d

-Q

4Xll

] a

30

I_

m m

A

T

m' lm' m

b.

M42

M55

M65

M74

M85

M102a

M102b

4 65 6 .1,2 160 6,0 81 102 22

13 75 12 1,2 30 4,7 106 129 29

26 80 22 1,2 480 3,8 127 155 33

48 84 32 1,2 670 3,2 147 182 39

65 86 . 45 1,2 850 3,0 155 186 45

125 88

180

e wh_n AblIIngen Ur Kembcte h Um M-hnitt a

m

M 65 M 74 M8S M l02a Ml02b

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MSS

10 16 13 20 16 25 20 30 25 40

P, " r. s

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She illllndlae, primir ie ndlae, seund- .

M 42

53 0,85

u

Wett zur elung on lqoJotn mit M-Kem as ylobh 111

le Seundärleg Wirad .oiesom P.i 220 V le ntion efivr enquescnitt

Tale 4

48/25

38 0,82

'

85

77 27

b

10 10 13 _13 16 16 20 20 25 25 30 30

u

48/16

130 51 52 200 303 18 85 209 .. 460 277 450 1,67 1,52 1,67 1,67 1,67: 1,67 1,67 1,67 1,67 1,67 1,62 147 252 ! 254 168 880 00 50 975 615 385 1 430 7,6 6,4 6,0 l· 5,4 3,6 4,3 3,0 3,3 2,8 2,2 1,9 4,1 5,4 2,9 4,3 ! 3,6 2,7 2,5 3,7 2,8 2,6 2,2

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Tek 3

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Wett zur Beechnung von roltom mit .-Kem as Texcten

a+c m

LL90/30 U90/SO

m.

Eine Lagenisolation ist o nur nach je 2 Lgen eforderlich. La­ genisolation primär: 1 x P�·Folie 0,036 m, Wicsisola­ tion: 2 x PETP-Folie 0,036 m.

Tekl e witmn Ablin Ur Kembete nath Um L-chnitt

U60/20 U0/30 u 75/25 ·u 75140

36 Wdg. 163 1,1·0,20 Lage ;

np 163 Up = U,n= 220 = 17V ( < 2SV). 2111 p

=

le Seundrleisg Wirpad Mnetisiegssom bei 220 V mnetische ludichte efetiver isenqueschnitt Stomdichte, pir Somdichte, seundir mittlee· Winduaslae, plr mitlee Windlse, seundr Wickeaumbreite nzl der 1chvesirp­ bleche

U48125

=

b, - Wickelraumbreite in Lgenspannug: Ur

= (6,3 + 1,8 ·0,35) ·10,7 74 Wdg., = (12,6 + 0,8 ·1,57) 10,7 160 Wdg. •

·

b,

73 . 100 -0,35 l, 0,752 145·100 1,57 l. 0,502

Gund- und Deckisolation je 2 x PETP-Foli

Tee 1

(11)

42 ss 65

74

85 102 102

b

c

d

Scichhöhe

m

m

.

m

30 38 45 51 56 68 68

12 17 20 23 29 34 34.

9 10,5 12,5 14 13,5 17 17

15 20 27 32 32 35 52

"o

1;2 1 100 2,6 179 167 55

89 105 1,2 1 60 2,4 214 252 55

ierr [1] TGL 200-1737/01 »Transfomatoren bis 6,HVA 50Hz, Berecnungvefhren«. [2] TGL 200-1737/02 »Transfomatoren bis 6,HVA SOHz, Kenndaten r Berecnungsve�ahren((. [3] TGL 8402/02 »Wickeldrähte lackisoli�t, allgemeine technisehe Fordeungen((.

SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Viete Lerung ·1986 Vestrker Kapitel 3 -

Vovestrker r itle Zler

1.

. -

Elig

Von unteschiedlichen Hestellen der Halbleiterindustrie wer­ den Schalreise r digitale Zäler angeboten. Einige davol ent­ hlten bereits komplette Zählerbausteine mit allen eforderli­ chen Bauguppen einschließlich· der Treiberstufen r die 7-Segment-Anzeigen. Veschiedene Meßmoden· z. B. r Zeit-; Fequenz-, Frequenzverhältnismessung d Einzlzählung sind daei inten voprammiet. Unabamlnteyationsgrad der Zähleschaltkreise werden dieN jedoch m algemeinen mit 5V betrieben und benötigen r e Eingäng! L-Pepl Belie­ bige Meßsignale müssen deshalb t --Vovestärken aubereitet weden. ·Die dezeit öchste Verequenz der Zählerschal!ise liegt bei-10 MHz, o ß diese VeStär­ ker zur Anzeige höhere'' Fr.1enzen üblichweise mit nm Voteiler gekopelt sind. Solf �e Telete8 els ge­ zeigt werden, ist er mit eine.; 'zwischenseicer zu eweiten, und der Zähler muß ie nowedgen Steuesinle. r Speicher­ übenhme und Rückstellung liefeq. Diese ze&e bleibt des­ halb auf Sondeälle besct, l ie Genauigkeit der an­ geschlossenen Qurzzeitbsis m allgemeinen zu klen t, um eine weitere Zifer u forden. Im folgenen Beig wird ein Vestärker it Voteiler r eine . mxpale Eingangsequenz vop 50 MHz (100 MHz) r Zäler­ schaltkreise mit einer Verarbeiungsfrequenz von 10 MHz beschrieben.

3.

Fodegen n den Vovesrker

3-l

Eingngsempfmdlichkeit etwa 10 mV (Efektiwet), Ändeung der Eigangsempfmdlichkeit etwa 1:10, übelagete Gleichspannung ±20V, L-Ausgang, Anzeige des Trggerausgangs)egels, Stabilisieungsschaltung r den Trggepunt, Frequenzbereich bis 5rMHz (100 MHz), Vesosspannung ±5V. kiowese

Bild 1 zeigt die Übersichtsschaltung des realisieten Vovestär­ kes, der die genanten Fodeungen eillt. r besteht aus einem.Begrenzer r zu hohe Eingangspegel, dem Vestäker, dem TL-Trigger mit einstellbarer Hysterese, einer Anzeie· schaltung ür die e des Tiggepegels sowie dem nacgeschal· ' teten Teiler mit umschaltbarem Teileverhältnis. Der Triger­ punkt kann dabei enweder automatisch aus dem Ausgangssignal des Tigers über einen Tiefpaß abgeleitet oder aber manuel vor­ gegeben werden.' Zur Stromvesoung wird die TL-Spanng von 5V benutzt. r den Vestärker wird zusätzlich eine Spn-· nung von -5V über den Spannungsinveter bereitgestellt.

�

2.

Blatt 1)

Blatt

�

Wie einleitend ewähnt, muß der Vovestärker,�ne in Genzen beliebige Esspannung in ein Ausgangss.al mit L-Pe­ gel umwndeln. Es handelt sich dabei m eine Triggeschaltung, deren. Ausgangssignal z.B. H-Pegel nnimt, wenn die. Ein­ gangsspannug oberhalb eines einstellbaen Referenzwetes liegt. Unterhalb dieses um die Hysterese verringerten Wetes soll ds Ausgangssignal L-Pegel auweisen. Die Größe der Hysterese entspicht dabei der Triggerempfmdlichkeit, dll Grenzwete der Refeenzspannung der Überlagerbaren Eingangsgleichspannug.. Bild 1 besichtsschaltung des Vovestärkers r digitale Zh· ler Im algemeinen wird man nun bestrebt sein, ene hohe Trigger­ empfmdlichkeit zu eeichen. Damit verbunden ist aber auch eine erhöhte Empfmdlichkeit gegen überlagete Stöspannungen auf dem Eingangssignal. Sie lassen sich zwar durch Filteschal­ tgen unterücken, jedoch wirken diese nur immer in einem 4. begrenzten Frequenzbereich. Frequenzunag sind ·Stör­ Schlgsbesceibg spannungen jedoch mit einer Veößeung der Hysterese zu be­ elussen. Bei einem Voverstärker sollte diese deshalb emstell­ Entsprechend Bild 2 gelangt ds Egssignal von Bu1 über bar oder umschaltbar sein. In besondes schwierigen Fällen rd R3, l an den Eingang des Ver5tärkes mit dem FETV3 s Im� man auch beide Möglichkeiten nutzen, wobei die Filter zweck­ pedanzwandler r den Diferenzvestärker V4,.V5. Det m Eingag des Verstrkes liegt die Begrenzescaltg it den mäßigeweise dem Meßpoblem nzupassen sind und damit nicht Bestandteil des Vovestärkes sein müssen. " Tansistoren V1 und V2. Sie eüllen 2 ufgaben: zm einen ds Ableiten ößeer Eingagssignale über die Kolektor-Basis­ Die Einstellung der Referenzspnnung Triggepegel), d. h. eine_ Srecken (der Widestand R5 vemindet dabei die kapazitive Be­ Verschiebung des ggepunkts allein, reicht nicht aus, wenn lastung des Eingangs urch die Beenzesistoen), zum nnicht eine Anzeige Auskt über dessen Lage gibt, sonst wird die Suche nach dem richtgen Trggepukt u einem Gedulds· . deren die Enkopplung der Veschiebespanug über R1 mit den dan s Stomquelle abeitenden Tnsistoren, wea die Ver� spiel. Der Zstnd m Ausgang der Tggescg sollte des­ Schiebespnnung den Wet der jeweigen Basis-itter-Spn­ halb mit 2 �D agezegt werden, je 1 r Low- und ür High-Pe­ nung überschreitet. Kleinee Veschiebespannugen gelgen gel\ so daß u gleichzeitg die Anzeige einer anliegenden direkt über 2 an den Vestrkereingang. Af diese Wese elt Wechselspnnung fßt. Des weiteren escheint die Stblisie­ das Potentiometer. r den Tggepegel eine untesciedliche ng des Trigepunkts durch eine automatische Nacschal­ tung wichtg, m besondes bei kleinen €ingegeln optimale Steilheit mit leichteer Einsteßbarkeit des Tgges m Be­ reich m den ·Nullpunkt. Dieser Bereich d bei apazitiver Ausgssnale r en angeschlbssenen Zäler u ehalten. ' Ekopplug des Engssignais ot vewendet. Wrd dem Vovesrker ein Voteiler 10:1 zugeordnet, puß der Tger die entsprechend hohe Eingangsfrequenz verarbeiten Der zweite Eg B�) über R4, 3 ist m Anscluß eines könen. Um kurze Leisen u erhalten, sind Trigger d Vor­ Tastkopfs vogesehen. Beide Eigänge snd dadurch über de Be­ rezeschalg gegen zu hohe Spangen weigehend ent­ teler nebeneinnder auf einer Leiteplatte apzuordnen. Zusam­ koppelt. Über diese Tutkopbuchse könen neben Tsköpfei mgofßt egeben sich fogen�e Fordegen: z. B. nach [1] untesciediche Zuszgeräte ngescloen wer­ - Gleicpnnugsegang, den, wie Kapaziits-Zeit·U�zer nch [2] der auch efche - Ewidesnd m Abeitsbereich 1 O, Wndler r · Mea der Vesclußzeitn von Kmes. Die -. Eidend bei Übeseueg 50 O,

RS 4,7k

(6 22110 :p . ' 1 1l l sei Bedarf I L---------------------- -------------------------------� :

L3WpH

.

Bild 2

Stromlauplan des Voverstärkers. (Anschluß 15: -5 )

Buchse erhält zur Versogung der Zusatzeinrichtungen zweck­ daß die Umsteuerung des Ausgangs nur eine geringe ·steuerspan­ mäßig auch die Speisespannung des Verstärkers. nung efordert. Das gilt, solange V6 gespert ist. Steuet man die­ Um den Triggepunkt bei Mittenstellung von R21 auf 0 V einzu­ sen jedoch in den leitenden Bereich, so wird schließlich die Vorstellen, ist die Ändeung der Gate-Source-Spannung über den . spannung nur noch durch die Kollektor-Emittet-Sättigungsspan­ Sourcestram mit R7 vogesehen. Bei Exemplaren mit höherem nung bestimmt. Die Eingangsspannung der Triggerschalung Spannungsbedaf lassen sich zusätzlich VD1 und 4 einsetzen, muß jetzt zusätzlich um die Spannugsdiferenz zwischen den ·in· einigen Fällen waren LED angebracht. genannten Betriebsfällen erhöht werden, beor der Autang sei­ Dem Verstärker schließt sich die Triggerschaltung mit V6 bis V8 nen Pegel ändert - die Hysterese hat sich vergrößet. und 2 schnellen Gatten an. Für Frequenzen bis etwa 70 MHz Der Triggerschaltung schließt sich der umschaltbare Teiler mit bei vemnderter Empfmdlichkeit bis 100 MHz) eignet sich der dem Schaltkreis SN74LS196 (SN74S196) an. Solange der Setz­ Seis !H74SOO , besser sind jedoch Gatter der Advanced­ eingang S auf H-Pegel liegt (S2 geschlossen), teilt der Schaltkreis chotty-Reihe. Die beiden Gatter arbeiten in einer modiftzier­ die Eingangsfrequenz durch 10. Die Ausgangsspannung d da­ ten chmitt-Triggeschaltung; deren Ausgang über V7 auf H-Pe­ bei an Qc entnommen, um der ür den nachgeschalteten Zähler gel und über V8 auf L-Pegel gesteuert werden kann. Beide geforderten Mäandefom möglichst nahezukommen. Wegen der Transistoren sind an der Basis über VD2 und VD3 so weit vorge­ Abweichung vom Mäander ereicht man die höchste Zählfre­ spannt, daß die Emitter nahezl gleiches Potential aufweisen, so quenz m nachgeschalteten Zähler u. U. nur mit nvertietem Si­ gnal, also mit c. Liegt der Setzeingang jedoch auf L-Pegel, so wird das m C-Ein­ gang liegende Signal vom Ausgang übenommen und erscheint dort ungeteilt. Auf diese Weise läßt sich die Teileumschaltung problemlos erreichen. Die Anzeige der Stellung des Triggerausgangs efolgt durch D5, VD6 über V9. Mit dem Schalter S3 können der Verstär­ kerkanal und die Anzeige gespet werden. Dabei setzt der R­ Eingang den Ausgang f L-Pegel. Zur automatischen Verschiebung wird das invese Triggersignal über den Tiefpaß R14, 8 und Sl dem Eingang wieder zugeührt. Infolge der Mitkopplung versucht die Schalting m Ausgang des Triggers mäandefimige Signale einzustellen. Ohne Eingangs­ signal schwingt die Einrichtung deshalb auf einer tiefen Fre­ quenz entsprechend der eingestellten Hysterese und den Daten Bild 3 Leiterbild ür den Voverstärker nach Bild 2. Umran­ des Tiefpasses. Mit R22 kann bei Bedaf durch R21 der Arbeits­ . dete Lötpunkte stellln Durchkontaktieungen dar punkt korrigiert werden. Bild 3 zeigt das Leiterbild der doppelt kaschieten Leiteplatte. Die Kaschieung der BE-Seite iet auf Masse, die BE-Löcher sind entsprechend freigesenkt Die Bestückung dazu ist in Bild 4 dagestellt. Bei der Anordnung der Leiteplatte m Gehäuse achte man auf küzeste Leitungen zu den Eingangsbuchsen. ·

Bild 4

Bestücungspln r den Voverstrker nach Bild 2. n Stele der Brücke B knn eine Dossel zur Frequenz­ gangkorekur eingesetzt werden

S C H ALT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6

Kapitel 3

-

Verstärker

Voverstärker r digitale Zähler

L1

• sv

10!H (4

(2

100110

L

AY17 C3

I I I I I I I I I

I I

I I I I

10011

V l2 10 H L------------------------�--1

-

Ausgang

Bild 5

Spannungsinverter zur Erzeugung der negativen Speise­ spannung. Achtung: Verbindung zwischen Masse und Katode VD1 autrennen!

Bild 6

Leiterbild ür den Spannungsinverter nach Bild 5

Bild 7

Bestückungsplan Bild 5

ür

den

Spannungsinverter nach

5.

(Blatt 2)

B latt

3 -2

Spanugsnverter

Zur einfachen Gestaltung der Stromversogung wurde die nega­ tive Spannung mit einem Spannungsinverter er\eugt. Die Schal­ tung nach Bild 5 arbeitet als geregelter Spewandler, bei dem in der Stromlußphase von V4 im Ken von Tl Energie in magneti­ soher Form gespeichert wird, die während der Spephase in elek� trisehe übegeht und über VD1 den Kondensator 3 lädt. Die Diferenz zwischen dessen Spannung und der Versorgungsspan­ nung steuert den Dfferenzverstärker V1, V2 und V3 derart, daß beide Spannungen gleich sind. Die über R6, l auf den Transi­ stor V4 wirkende Rückkopplung wird dabei über V3 so weit ab­ geleitet, daß die in der Stromlußphase dem Ken zugefihrte Energie die Leistungsentnahme der negativen Strecke und die Eigenverluste deckt. Bild 6 zeigt die Leiterseite und Bild 7 die Bestückung des Span­ nungsinverters.

iteratur [1] K. -H. Blsing; Eweiteungen m Amateuroszillorafen. Schaltungssammlung für den mateur, Dritte Liefeung, Ber­ lin 1 982. [2] K. -H. Blsin/K. chlenzig; Timerschaltkreise B 5 55 D/B 556 D. Amateurreihe »electronica«, Band 2 1 3/214, Berlin 1984.

A

A, auo; ASB, aTeHa. 6ery�e: BOIl ABK, aBTOMaTIeci:BOIOMKOHTpom. (veraltet) ABM, aunorosu BIHCIHTeibHU Mama · ABT, TeHo-sonHosoi:TPaKT AHM, IIHTYHal HMTyibCHllMOy� AHM-iM, IIHTYHO-nym.cHu MOy� c laCTomo: MOy�ei BiCOKOIaCTOTHOH HeCIIe : Y, aunorosoe HTerpHpyo�ee ycTpoiCTBo AK, aBTOMaTHIeCKHH KOMIeHcarop Y, apHJMeTHIecKoe IOIecKoe YCTPO:CTBO

M IIHTYHal MOYI�I M �HYHllMHy�I . M aBTOKone6aTeibbiH MYibTHBH6parop, ,

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AP, apHJMeTHIecKHi paciiHpHTeib APr, aBTOMaTHIeCKoe perynHpoaaHHe rpoMKocm APK, aBTOMaTHIecKoe perynHpoaaHHe KOlacmocm M, aBTOMaTHIecKoe peryIHpoaaHe MO�ocm APH, aBToMaTHIecKoe perynHpOBaHe HarpKeHI APT, sToMaTHIeCKH: p;HoreneraTop APC, aBToMaTIecKoe peryIHpoBaHHe CKOpOCTH ap�eI APY, aBTOMaTHIecKoe perynHpoaaHHe ypoBll APY, TOMaTHIecKoe peynHpoBaHe ycHieI, aBTOMaTHIe­ CKU peryIHPOBKa ycHieHI AP;i, aBTOMaTHIecKoe perynHpOBaHHe �empm.Ho: laCTOTi APi, aBTOMaTHIecKoe perynHpoaaHe laCTOTi APi, aBTOMaTHIecKoe perynHpoaaHHe qyscrnHTeibHOCTH APH, aBToMaTHIecKoe perynHpoaaHe ipKocm ACY, aBTOMaTHIeCKU cHcTeMa yrpaBieI AY, apHJMeTHIecKoe YCTPO:CTBo A>X, IIHTYH0-Ja3oau xapaKTepHCTKa A;BM, 8HIOrO�HJpOBll BIHCIHTeibHllMama ;, nJa6HTHo-�Jpouo: ;Hciei A;T, aunoro-�Jpoaoi rpeo6pa30BaTeib A;TY, nJa6HTHo- �Jpoaoe relaTaO�ee yCTpo:cno AiX, IIHTYHO-IaCTOTHU xapaKTepHCTKa s

B, Öa3HC BAC, 6aTapeg aHOHU cyxu BBM, ·ooniiu BIHCIHTeibHU Mama BBOH, 6noK B1pa6oTKH OTIOHaO� HarpKeH: BAß, 61CTpo;e:CTayo�Hi BIOIaTeib B3Y, 6yJepHOe 3aiOMHaO�ee YCTPOHCTBO BH, 6IOK Bepropa BHK, 6noK HKpeMeTopa BHC, 60ibWllHTerpibHll cxeMa BM, 6HcTa6ibl: MYibTHBH6paTop BMK, 6yJep MHKpOKOMl SY, 6noK MKporporpaHoro yrpaieI

BH, 6aTapeg HaKna BT, 6e3yCIOBhiH repexo; BIM, 6noK rporpaMMHpyeMo: IOIeCKOH MaTp�

Bnn, 6noK rpHopHTemoro rpepbiBaI BTY, 6noK ro3�oHoro yrpaieHI BP, 6yJepl: perncTP B'IP ÖIOK cene�HH Pa3P�OB BCX, 6IOK CHXpoH3� BY, 6ioK yrpaBieI B> BX, 6noK JopMHPOBaI BXOHO:

A, Anode Antenne mit fortschreitender Welle AGC, automatische Verstärkungsregelung (engl. automatic gain control) nalogrechner Antennen-Wellenleitetrakt PM Pulsamplitudenmodulation PM FM, Pulsamplitudenmodulation mit Frequenzmodulation des HF-Trägers Analogintegrator automatischer Kompensator ALE, ALU, arithmetisch-logische Einheit, Rechenwerk (engl. arithmetic logic unit) M Amplitudenmodulation Amplitudentastung, Trägertasung astabiler Multivibrator ,

-

,

automatische Scharfabstimmung

M, Einseitenbard-Amplitudenmodulation

AWE, automatische Wiedereinschaltung AOW, akustische Oberlächenwelle AFC, automatische Frequenzregelung, automatische Schafabstimmung (engl. automatic frequency control) Arithmetikexpander automatische Lautstärkeregelung automatische Kontrastregelung automatische Leistungsregelung automatische Spannungsregelung automatisches Funkpeigerät automatische Drehzahlregelung automatische Pegelregelung AGC, automatische Verstärkungsregelung (engl. automatic gain control) automatische Regelung der Mittenfrequenz AFC, automatische Frequenzregelung, automatische Scharfab" stimmung (engl. automatic frequency control) AGC, automatische Verstärungsregelung (engl. automatic gain control) . automatische Helligkeitsregelung ASS, automatisches Steueungssystem E, arithmetische Einheit Amplituden-Phasen-Kennlinie Analog-Digital-Rechner, Hybridrechner alphanumerisches Display ADU, ADC, Analog-Digital-Umsetzer (engl. analogue-to-digital converter) alphanumerischer Drucker Amplituden-Frequenz-Kennlinie

B, Basis· Trockenanodenbatterie Großrechner Ablenkspannungserzeugung Schnellausschalter uferspeicher Invertereinheit Inkrementaleinheit LSI, hochintegrierte Schaltung (engl. large scale integration) BM, FF, bistabHer Multivibrator, Flip-Flop Mikrobefehl-fferspeicher MPC, Mikroprogramm-Steuereinheit (engl. micro programming control) Heizbatterie unbedingter Spung PLA, programmierbare logische nordnung (engl. programmable logic array) Prioritäts-Unterbrechungsschaltung Positionssteueung Puferspeicher Zeichenauswahleinheit, Bitauswahleinheit Takteinheit Verstärker Ausgangstreiber

SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vie rte Liefe rung · 1 986 Kapitel 3

-

Verstrker

Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver­ stärker (Blatt 1) 1.

Einleitg

Für kleine und mittlere Ausgangsleistungen hat der integrierte Leistungsverstärker die diskret aufgebauten Endverstärker bei Neuentwicklungen fast völlig verdrängt. Nicht zuletzt wegen ihrer einfachen Schaltungstecnik und der intenen Schutzmaß­ nahmen eroben sich diese Bauelemente außer dem Konsumgü­ tersektor auch immer mehr Anwendungsgebiete der industriellen Elektronik. Im folgenden soll der den Amateur m meisten inter­ essierende Einsatz dieser integrierten Schaltungen als NF-Lei­ stungsverstärker vorgestellt werden.

2.

Integrierte Leistungsverstrker bis 6 W Augangslei­ stung

Für kleine Ausgangsleistungen bis 1,5 W steht in der DDR der NF-Verstärkerschaltkreis A 2 1 1 D zur Verügung. Da ür diesen Schaltkreis bereits genügend Anwendungsschaltungen veröfent­ licht wurden, soll er nur der Vollständigkeit halber ewähnt wer­ den. Für Ausgangsleistungen bis maximal 6 W, an Betriebsspannun­ gen von 17 bis 1 8 V sowie ür den Betrieb an der 12-V-Anlage im PKW ist der integrierte Leistungsverstärker A 210K der m be­ sten geeignete Schaltkreis. Durch den aufgepreßten Kühlkörper sind die Kühlprobleme ideal gelöst. Eine einache, unkompli­ ziete Außenschaltung emöglicht die Anordnung des Verstär­ kers auf kleinstem Raum. n der 12-V-Autobatterie erreicht

.

I

alle Transistore n : SC 239 E

R2.2

R2.2 68 k R2.2 1

Eingang Minusol S ieb- C Netzteil

2 x 6-W-Stereoverstärker mit A 2 1 0 K (C23 umpolen)

3-3

man mit diesem Schaltkreis, je nach Ladezustand der Batterie, eine Ausgangsleistung von 3 bis 5 W. Diese Werte sind ür die relativ niedrigen Betriebsspannungen optimal und können mit dem im weiteren noch beschriebenen A 2030 nicht ereicht wer­ den. Bild 1 zeigt eine vielfach eprobte und in [1] ausührlich be­ schriebene Stereoverstärkerschaltung mit 2 x A 210K ür Netz• und Batteriebetrieb. Dieser Verstärkerbaustein, der auch 1kanalig als Monoverstärker aufgebaut werden kann, beindet sich af · einer Einlagenleiteplatte mit den Abmessungen 90 m x 150 m Die Leiterplatte wurde im Trennlinienverfahren ent­ wickelt und enthält 2 vollständige Verstärkerkanäle mit diskret aufgebauten Voverstärken ür den extenen Anschluß von H­ hen-Tiefen-Balance- und Lautstärkestellen. Bild 2 zeigt die Lei­ terseite der Leiterplatte und Bild 3 die Bauelementebestückung. Die Ausgangsleistung dieses Bausteins beträgt bei Netzbetrieb ( U8 = 16 ) 2 x 8 W an 4-0-Lautsprechen bei etwa 5 % Klirrfk­ tor. Bild 4 zeigt den fertigen Baustein. Wenn der Betrieb an der 12-V-Anlage des PKW vogesehen ist, muß in die Plusleitung zum Verstärker eine Drossel von L ; 10 iH geschaltet werden. Zusätzlich ist .über die Betriebsspannungsanschlüsse m Steck­ verbinder ein Elektrolytkondensator 2200 �F, 16 V, zu legen. Diese Sicherheitsmaßnahmen unterdrücken kurzzeitige Über­ ' spannungsspitzen, die im Bordnetz leicht autreten und zur Zerstöung der Schaltkreise ühren können.

1.1 4,7 n

Bild 1

Blatt

·

.

Bild 2

Bild 3

Bild 4

Leiterbild des 2 x 6-W-Stereoverstärkers

Bauelementebestückung

Stereo-Verstärker-Baustein 2 x 6 W

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6

Kapitel 3

-

Verstärker

(Blatt 2)

Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver­ stärker

•

3.

Integrierte Leistungsverstärker größerer Ausgangslei­ stung

3.1 .

Der integrierte NF-Leistungsverstärker A 2030HV

Für größere Ausgangsleistungen steht bei Betriebsspannungen von 1 8 bis 36 V der integrierte Leistungsverstärker A 2030 vom Halbleitewerk Frankfurt (Oder) zur Verfügung. Dieser Schalt­ kreis ist dem intenationalen Typ TDA 2030 äquivalent. Er ent­ spricht im Aubau einem Leistungsoperationsverstärker mit Ge­ gentakt-B-Endstufe, die einen Ausgangsstrom bis 3,5 A zuläßt. Die maximale Betriebsspannung beträgt · 36 V, die erreichbare Ausgangsleistung an 4 0 16 W. Sein anwenderfreundliches T0220-Plastgehäuse mit 5 Anschlüssen hat einen Wärmewiderstand von ;;;3 K/W und kann bei entsprechender Kühlung eine Ver­ lustleistung P101 von 20 W abühren. Der A 2030 wird in den Aus­ ührungen »H« ür horizontale und »V« ür vertikale Montage geliefert. Er ist auch als R 2030 verbilligt verfügbar. Für diesen Amateurtyp werden ± 14 V Spannungsfestigkeit garantiert; K ;;; 2 %. �ild 5 zeigt die Anschlußbelegung. Man kann den A 2030 als Weiterentwicklung des bekannten TDA 2020 bzw. MDA 2020 betrachten. Er enthält ebenfalls, wie der genannte Vorgänger, thermischen Überlastungsschutz, Ausgangskurz-

Die an gege benen Maße sind R i chtwerte,

A

39 609

2 030 H

3 . 1 . 1 . Funktionsbeschreibung des A 2030

.

M

2:1

4

Bild 5

Schlußschutz und Ausgangsstrombegrenzung, die die Ausgangs­ transistoren im sicheren Arbeitsbereich betreibt (SOAR-Schutz). Hinzu kommen weitere Vorteile, wie montagegünstiges Ge­ häuse, geringer Klirraktor, Unempindlichkeit gegen Eingangs­ übersteueung, kleine Rauschspannung und die Möglichkeit des Betriebs an einfacher und an geteilter Versorgungsspannung. Aber auch die Nachteile dieser Gehäuseausühung sollen nicht verschwiegen werden: Bedingt durch nur 5 zur Verfugung ste­ hende Anschlüsse, kann kein Bootstrapkondensator zur optima­ len Aussteueung der Endstufe angeschlossen werden. Das macht sich besonders bei niedrigen Betriebsspannungen durch eine verhältnismäßig geringe abgegebene Ausgangsleistung be­ merkbar. Ein weiterer Nachteil der wenigen Anschlüsse ist der gemein­ same Masseanschluß von Vor- und Endverstärker. Dadurch muß der gemeinsame Massepunkt des Verstärkers in unmittelbarer Nähe von Anschluß 3 des Schaltkreises liegen. Das bringt große Probleme beim Entwurf der Leiterplatten von Stereoverstärken mit sich, da auch die Massepunkte von Lautsprechen, Vorstufen und Eingangsquellen getrennt zu ühren sind.

3 . 1 . 1 . 1 . Intene Stromversoung Ein als Konstantstromquelle geschalteter PET-Transistor (Tl) liefet m gesamten Betriebsspannungsbereich einer Z-Diode (Dl) einen Konstantstrom von etwa 3 A (Bauguppe Tempera­ turschutzschaltung). Diese damit entstandene Konstantspan­ nungsquelle wirkt als Referenzelement llr eine Stromspiegel­ gruppe (Strombank T4 bis T6) an der positiven Betriebsspan­ nungsseite sowie llr die Ruhestromeinstellung der Endstufe. Die Einzeltransistoren der genannten Strombank liefen die Ströme ür Vor- und Treiberstufe.

6

Anschluß belegun g : 1 nicht i nver tieren der E i ng a n g 2 i nver t ierender E ingang 3 nega t i ve Betrie b s spannung Ausgang 5 posi t i ve Betr i e b s spannung

3 -4

Bild 6 zeigt vereinfacht den innerel Aubau des A 2030. Der Ein­ gangsverstärker wird durch eine Diferenzstufe aus pnp-Transi­ storen gebildet, die mit ser kleinen Strömen betrieben werden. Das ergibt großen Eingangswiderstand. Über eine Stromquellen­ schaltung der gemeinsamen Stromversorgung wird die Diferenz­ stufe mit Konstantstrom gespeist. Eine Stromspiegelschaltung im Kollektorkreis der Eingangstransistoren bewirkt die eforder­ liche hohe Verstärkung der Vorstufe. n den Diferenzverstärker schließen sich Stufen zur Vemeidung von Übersteueungen durch das Eingangssignal sowie eine Impedanzwandlerschaltung zur Anpassung des Voverstärkers an die Treiberstufe an. Diese Treiberstufe (T18) steuert über eine Spannungsvesatzschaltung von 3 U8E·Strecken (als Reihenschaltung von 3 Dioden gezeich­ net) und· eine als rbeitswiderstand geschaltete Stromquelle die obere Endstufe an. Die eforderliche Phasendrehung zur n­ steueung der unteren Endstufe wird durch eine Stromspiegel­ schaltung erzeugt (T26, T27). Der Ruhestrom der Endsufen stammt aus einer zusätzlichen Stromquelle. Die Endstufe besteht aus 2 Transistorkombinationen in Darling­ ton -Schaltung (T36 bis T39). Um die eforderlichen hohen Aus­ gangsströme mit guter Linearität zu erhalten, bestehen die End­ transistoren aus vielen kleinen, parallelgeschalteten Einzeltransistoren.

4 5

ver b i nd l i c h ist TGL

Blatt

nschlußbelegung und Abmessung des A 2030 HV

3 . 1 . 1 .2. Schutzschltugen Wie schon in [1] ausührlich behandelt, kann der Schaltkreis an seiner themischen und elektrischen Leisungsgrenze betrieben werden. Zum Schutz des Bauelements vor Überlastung sind des­ halb . automatisch arbeitende Begrenzungsschaltungen eforder­ lich. Der A 2030 enthält llr jede Endstufe eine Ausgangsstrom­ begrenzung mit gleichzeitigem Kurzschlußschutz, die je nach der am Endtransistor anliegenden UcE·Spannung den Ausgangs­ strom leistungsabhängig begrenzt (SOAR-Schutzschaltung). n der oberen Endstufe (Bild 6) soll die Funktion dieser Schutz­ schaltung erläutert werden. Bis zu einer UcE·Spannung vonll V

·

Konstantstromquellen { Stromban k l

, � ----------------

1

1 =3

I I

Bild 6

Vereinfachte Innenschaltung des

'1 I

A 2030

über der Endstufe T38, T39 ist die Schutzschaltung unwirksam.

Der maximale Kollektorstrom des Ausgangstransistors wird

3 . 1 .2.

durch den Basisstrom von � 3 mA der Treiberstromquelle und

Ken- und Betriebsdaten nach TGL 39 609 und Schal­ g nach Bild 7

die Stromverstärkung der Endstufe begrenzt. Ist die Spannung

3 . 1 .2.1. Grenzwerte

durch fällt über T25 eine Spannung ab, die ungefähr der Basis­

Betriebsspannung

über T39 größer als 1 1 V, so wird die Z-Diode D4 leitend. Da­ Emitter-Spannung des T24 entspricht. R26 ist ein Leitbahnwi­ derstand von etwa 12 mn. Steigt der Spannungsabfall über diesem Widerstand durch zunehmenden Emitterstrom des End­

transistors über einen bestimmten Wert an, so wird T24 leitend.

36 V

Eingangsspannung

Us.J

Diferenzeingangsspannung

l l U1

Dieser Transistor schaltet T23 ein, der den Basisstrom der End­

Ausgangsspitzenstrom

Endtransistors wird der Stromluß durch D4, R23 , T25 , R26 und

Innerer Wämewiderstand

stufe gegen Minuspol ableitet. Mit steigender UcE-Spannung des

damit auch die Spannung n der Basis des T24 größer - der Ein­ satzpunkt des T24 liegt niedriger, die Begrenzung erfolgt schon

bei kleineren Strömen durch R26. Damit ist eine leistungsabhän­

gige Lastbegrenzung der Endstufe gewährleistet. Die Strombe­ grenzungsschaltung ür die untere Endstufe wirkt ähnlich und

Gesamtverlustleistung

Umgebungstemperatur (Der -

3.1 .2.2. Kenlwerte

sicher rbeiten, wenn der Ausgang 4 wenigstens 1 V über dem mindestens 3 U8E-Spannungen erforderlich. Wird der Ausgang 4

(bei U8 = ± 1 8 ) Ausgangsofsetspannung (bei U8 = ± 1 8 V)

obere SOR-Schaltung unwirksam, da nur 2 U8E-Spannungen·

(bei U8 = ± 1 8 V)

gegen - U8E, das heißt Anschluß 3, urzgeschlossen, so ist die

über T23 , T24 anliegen und T23 somit nicht genügend Steuer­ spanung erhält. shalb ührt ein volständiger Kuschlß s

Ausgans ss/

4 gegen

- U8

Beim Ansprechen

(Anschlß 3) zur Zentöung ds Schaltkei­

der Temperaturschutzschaltungen werden

Stromaufnahme

± 6 . . . ± 18 V

typ. 40 mA,

I Uoo l

max. 60 mA typ. 4 mV, max. 20 mV

I UIO

Eingangsofetstrom (bei U8 = ± 1 8 V)

I IIO I

Ofene Spannungs-

A uof

typ. 90 dB, min. 76 dB

SVR

typ. 54 dB,

(bei /� 1 kHz)

Über einen Spannungsteiler Rl7, R l 8 , der von einer konstanten Spannung gespeist wird, werden diese Fühlertransistoren mit

unterdückung

che U8E-Spannung von Siliziumtransistoren um etwa 2 mV/K

Ruhestromaufnahme

Einsatzpunkt von T22 oder T40 erreicht. Der entsprechende

Ausgangsleistung

sisstrom und damit auch den Kollektorstrom der überlasteten

(R L = 8 0,

Endstufe.

8 = 150 •c

dabei

(bei U8 = ± 1 8 V)

Bummspannungs-

Trnsistor wird leitend und begrenzt über T23 oder T34 den Ba­

wenn

Eingangsofsetspannung

sich in gutem themischen Kontakt mit der jeweiligen Endstufe.

sinkt, ist bei einer FÜhlertemperatur von ungefähr 1 5 0 •c der

20 W 3 IW - 2 s ·c . . . + 7o ·c

IIB

verstärkung

etwa 400 mV vogespannt. Da die zum Durchsteuen eforderli­

Ua Iao

30 V · 3,5 A

Eingangsbiassrom

ebenfalls die Basisströme der Endsufen abgeleitet. Die Transi­ storen T22 und T40 wirken als Temperaturühler und befmden

R lic

8,

Betriebsspannungsbereich

Potential am Anschluß 3 liegt. Zur Funktion von T23 , T24 sind

I

Temperaturbereich gilt nur, Po1 • Rlic nicht überschritten wird!)

soll deshalb nicht noch einmal beschrieben werden. Es ist aler­

dngs zu beachten, daß diese SOR-Schaltungen nur dann noch

10 Ptoi

typ. 70 nA, max. l lA

I

typ. 4 mV, max. 20 mV typ. 2 nA, max. 0;5 1A

n. 40 dB

3 . 1 .2.3. Beiebsdaten ( U8 = ± 14 V, f= 1 kHz)

(RL = 4 0,

Klifaktor

K= K=

10 %) 10 %)

(P0 = 0 , 1 W, R L = 4 0)

P0 = 12 W, R L = 4 0

Po =

8 W, R L = 8 0

I80

Po Po

k k k

typ. 40 mA,

max. 60 mA typ. 20 W, min. 16 W

typ. 1 1 ,2 W, min. 10 W

typ. 0,06 %, max. 0,5 %

typ. 0,06 %, max. 0,5 % typ. 0,06 %, max. 0,5 %

SCHALTUNGSSAMMLUNG Vie rte Liefe rung · Kapitel 3

-

·

Verstrker

19 8 6

Schalungsprxis modener integrierter Leistungsver­ strker (Blatt 3) 3.1.3.

Blatt

3-5

Appkationshinweise

Der VEB Halbleitewerk Frankurt (Oder) gibt in [2] einige wich­ tige Applikationshinweise zur Gesg der Leiteplatte und ür den Aubau eines Verstärkers mit A 2030 : - Die Leiterplatte ist s o zu gestalten, daß die Leiterzüge von Be­ triebsspannung, Masse und Lautsprecheranschluß kleinstiög­ liche Impedanzen aufweisen. Das heißt, diese Leiterzüge müs­ sen entsprechend breit ausgeührt sein. - Zentraler Massepunkt ist der Anschluß 3 des Schaltkreises. Bei einfacher Beriebsspannung trefen sich dort die Masselei­ tungen von Betriebsspannung, Lautsprecher, Siebkondensato­ ren des Mittenspannungsteilers und der Leiteplatten-Be­ triebsspannungsabblockung sowie der Eingangsmasse. Bei symmetrischer Betriebsspannung wird ein defmietes Masse­ potential in der Nähe des Schaltkreises angelegt, an das die Abblockkondensatoren der Betriebsspannung, die Lautspre­ cheückleitung und die Eingangsmasse geschaltet werden. - Die Betriebsspannung ist so dicht wie möglich am Schaltkreis abzublocken. - Das Boucherot-Glied (220 nF, 1 l) ist möglichst nahe am Schaltkreis zwischen Anschluß 4 und Anschluß 3 anzuordnen. Es· daf auf keinen Fall erst hinter dem Koppelkondensator an­ geschlossen werden. - Der Ausgang des Schaltkreises ist mit 2 sehr schnellen Dioden (z. B. Y34511 ) vor induktiven Spannungsspitzen zu schützen. - Es ist auf guten themischen Kontakt zwischen Schaltkreis und Kühlköper zu achten (Wämeleitpaste NE 4401 vom VEB Chemiwerk Nünchritz vervenden, notfalls ist auch Sili­ konfett NP12 geeignet). Der Anduck auf den Kühlköper sollte mit einem zusätzlichen Bügel oder einer Feder über dem Schaltkreis erhöht werden. - Für Verstärungen Yu < 10 dB muß eine zusätzliche RC-Kom- . bination vom invertierenden Eingang nach Masse geschaltet werden, um Schwingungen zu vemeiden.

R4 1

Bild 7

Anwendungsbeispiel des A 2030 an symmetrischer Be­ triebsspannung

Bild 8

Anwendungsbeispiel des A 2030 an einfacher Betriebs­ spannung

·

3.1.4.

Anwendgsbeispiele

Bild 7 und Bild 8 zeigen die Gundschaltung des A 2030 r sym­ metrische und einfache Betriebsspannung. Bei Betrieb mit sym­ metrischer Vesogungsspannung entfallen der Eingangsspan­ nungsteiler und der Auskoppelkondensator zum Lautsprecher. Bei einfacher Betriebsspannung werden die gleichen Parameter erzielt, wenn der Auskoppelkondensator genügend groß ist und wenn der Mittelpunkt des Eingangsspannungsteilefs gut gegen Masse abgeblockt wird. Mit dem RC-Glied R., C, kann bei Be­ df die obere Grenzfrequenz herabgesetzt werden. R sollte etwa das 3fache von 2 betragen. C, egibt sich aus folgender Bezie­ hung: •

1 C, = ; 2T/o R 1

R6

22 k

(1)

fo obere Grenzfrequenz (- 3 dB). Werden ößere Ausgangsleistungen benötigt, so kann eine Ver­ strkestue mit 2 x A 2030 in Brückenschaltung aufgebaut wer­ den (Bild 9). Da der maximale Ausgangsstrom von 3,5 A nicht übescritten werden daf, muß der Lautsprechewidestand in der Bückenschaltung 8 l betragen. Mit dieser Schaltung wurde bei einer Betriebsspannung von ± 14 V, k = 0,5 %, eine Aus­ gngsleistung von P. = 31 W an 8 0 und bei k = 10 % von38,8 W ereicht [2]. An dieser Stelle soll noch einmal auf die Zusammenhänge zwi­ schen Betriebsspannung, Ausgangssom, Lastwiderstand und er­ reichbarer Ausgangsleistung bei der Brückenschaltung hingewie­ sen werden. Bekanntlich ereicht man mit der Brückenschaltung die 4fache Ausgangsleistung eines Einzelverstärkers, da die am Lastwiderstnd auretende Wechselspannug doppelt so groß . ist. Das Problem besteht m wesentlichen darin, daß bei einem -

Bild 9

30-W-Brückenverstärker mit A 2030

gegebenen Lastwiderstand der zulässige Ausgangsstrom der Schaltkreise übeschritten wird, so daß der Lastwiderstand er­ höht werden muß. Die maximale Ausgangswechselspannung m Lastwiderstand ist nur m den Betrag der 2 Endstufensättigungs­ spannungen niedriger als die Betriebsspannung: (2)

0,68 E

1 esti mmt Spannungs­ wrstärkung

I out

x

VT1 ... VT4 Koteentärpaae, z.B.KD606,KD616

= Trennsteile zur Ausgangsstrommess ung

;

Bild 10 A 2030 mit Transistorendstufe ür größe e Ausgangs­ ströme

Bild 1 1 70-W-Brockenverstärker mit A 1 030 und nachgeschal­ teten Komplementärtransistoren

Damit wird der Spitzenstrom der Endstufen

.

C ND

'

UB - 2 Uce..t RL

'

(3)

v. = 2

und ür die ereichbare Ausgangsleistung gilt

. (UB - 2 Uc&aJ2 O mu '

-

UB - 2 Uce..t

00 - Ausgangsspitzenspannung (Scheitelwert) bis vor Einsatz der Begrenzung, lc nd - Ausgangsspitzenstrom (Scheitelwert), UcBoat - Sättigungsspannung der Ausgngstransistoren ' 2,5 V je

R3 noch ein Trennkondensator, z. B . 22 JF, geschaltet wird.

Die weiteren Anwendungen des A 1030 als Leistungsoperations­

verstärker, Spannungsregler, Drehzahlstabilisierung von Gleich­

strommotoren, Leistungsspannungswandler und Schaltregler sol­

len nicht behandelt werden. Der . interessierte Leser kann sie in [2] und [3] nachlesen.

·

KD 606, KD 616) nacgeschaltet werden (Bild 10 aus [3)). Der A 1030 wird in dieser Schaltung nur bis etwa 1 A Ausgangs­ (z. B.

strom belastet, den größeren Strom übenehmen die Transisto­

ren. Für einen 4-0-Lautsprecher bringt diese Schaltung keine Lei­

x A 1030 mit nachgeschalteten Komplementärendstufen aus

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11

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f7 � r r: . oo n VD1 SY345/05 �? RB Q 1 -.5 10ÖoJ � A203 5 C19Wd�. 11 -Z u l o, 5 =�,.221 l47k V 3 �1,54 k 3 �� 4,7J

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s�

afp

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'

150 k l7 l6;6k 1 V02 SY345105 �

Bauuppen it A 1030

4. 1 .

Bauuppen vom E B Halbleitewerk Frt (Oder) Ramen

seines

Konsumgüteprogramms

.

liefert

der

VEB Halbleitewerk Frankfurt (Oder) den Bstlerbeutel 2 6 Dieser enthält die Bauelemente ür einen 10-W-NF-Leistungsverstärker

den daf. Anders sieht es mit einer Bockenschalung von

c�

4.

Im

stungserhöhung, da die Betriebsspannung nicht vergrößert wer­

)�472 k

(6)

zen. Sollen nur Wechselspannungen verstärkt. werden, kann n­

Schaltkreis. Werden rößere Ausgangsströme benötigt, so kann dem Schalt­ kreis eine komplementäre Endstufe aus 2 Leistungstransistoren

2

· R2 R1 . ' wenn u = 1 + u tst ;

schluß 1 des rechten A 1030 an Masse liegen, wenn in Reihe zu

(5)

fc nd

)

die vorhergehende Schaltung als Gleichstromverstärker einset­

überschritten werden darf, ergibt sich der minimale Lastwider­ stand zu _

R1

3

sigen ist. Diese Brockenverstärkerschaltung läßt sich ebenso wie

Da der zulässige Spitzenstrom der Ausgangstransistoren nicht

RL n

1 +

v. - Spannungsverstärkung. Mit R4 kann die Ofsetspannung über RL kompensiert werden, die besonders bei hoher Brockenverstärkung nicht zu venachläs­

(4)

2 RL

(

(Bild 1 1). Mit dieser Schaltung lassen sich theoretisch über 70 W an 4 n ereichen. Für die Brockenverstärkung gilt

mit der verbilligten Schaltkreisausührung R 2030 und die Lei-

' !�,.

-= ----: <

._

l

•Ue Masse ( Ue l

4.

Ue

Masse( Ue l

Bild 12 Schaltung des 12-W-NF-Leistungsverstärker­ bausteins, VEB Halbleitewerk Frankurt (Oder)

-

S C H A LT U N GS S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986

I I

Kapitel 3

�

I

l

B latt

Verstärker

3 -6

(Blatt 4)

Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver­

}

stärker

I

terplatte. Den Kühlkörper muß sich der Amateur selbst anferti­ gen. Weilerhin wird ein kompletter Baustein 12-W-NF-Lestungs­ verstärker mit dem A 2030 angeboten. Diese Baugruppe erfüllt die Anfordeungen an NF-Mono-Leistungsverstärker der Klasse 2 nach TGL 31 432. Der Kühlkörper ist vorhanden. Nach­ stehend die technischen Daten des Bausteins: Betriebsspannung (max.) Usmx 34 V � 12 W Ausgangsleistung (an 4 0, U8 = 2 8 V) P0 k �1 % Klirrfaktor 2 1 5 mV Eingangsspannung (P0 = 12 W) u. 1A Stromaufnahme Imx Bild 12 zeigt die Schaltung. Daraus ist zu erkennen, daß der Baustein nur an einfacher Betriebsspannung betrieben werden darf. Da die zentrale Masse am Anschluß 3 des A 2030 liegt, sind die getrennten Masse-Zu- und -Ableitungen unbedingt einzuhal­ ten.

4.2.

•

Stereo-Brückenverstärker-Baustein

4.2. 1 . Allgemeines

In Fortüung des Themenkreises Niedefequenzvestärker-Schal­ tunstechnik entwickelte die Arbeitsgemeinschat Mikroelektronik der Station Junger Techniker Königstein einen Sterea-Bückenver­ stärker-Bastein mit 2 x A 2030 V. Dieser Baustein kann als Ste-

1 k1 ® ) A27 AZ S BZ� A19 A21 � k1

r -- - f: I 22 k I I � ) 2.1 '

1� ][

l 11 l

68k

I

�9.1

reoverstärker mit 2 x 16 W Ausgangsleistung an 4-0-Lautspre­ chem oder in Brückenschaltung und Monobetrieb mit 33 W Ausgangsleistung an einem S-O-Lautsprecher betrieben werden. In beiden Fällen ist der Betrieb auch mit symmetrischer Versor­ gungsspannung möglich. Der Baustein enthält neben den Lei­ stungsstufen 2 der schon in [1] beschriebenen und vielfach er­ probten Voverstärker- und Klangregelstufen. In der Brücken­ schaltung braucht entweder nur ein Voverstärker bestückt zu werden, oder der zweite Voverstärker wird als zweiter Kanal über einen zusätzlichen Miseher betrieben.

4.2.2.

Schaltungsbeschreibung

Bild 1 3 zeigt die Gundschaltung als Stereoverstärker. Beide Voverstärker sind gleich aufgebaut. Für Stereobetrieb müssen Höhen- und Tiefensteiler lineare Tandemausuhrungen mit gu­ tem Gleichlauf sein ( � 3 dB). Lautstärke- und Balancesteiler sind ebenfalls Tandemausihungen, wobei der Balancesteiler eine billige, lineare Ausihrung ohne Gleichlaufordeungen sein kann. Die Tandemausühung ist nur wegen der guten Kanal­ trennung eforderlich. Die Schleibahnen dieses SteUers werden gegenläuig angeschlossen. Die Leiterplatte wurde so aufgebaut, daß beide Verstärkerhälten völlig unab,hängig voneinander be­ trieben werden können. Deshalb wurden die Betriebsspannungs­ versorgung der Vorstufen und die Spannungsteiler zur Mitten-

@ lZ 1 A1�f.20 817 0

®X l._ �Q 2200p,40(25)V •r B 1 J 8816 U8 4 A��26,2 ���� --�7��B� lr' .#�J.U l ! 1. l"1�J� (1 RlC8.1�11� ·1 6 t R27�o. ko III 1 Y12 V02.1A WR1 4l �00 k 7 �11.1I 1�I 2 � ) 41 1 OOk� 1 N ' 2 1. � :: 7� - ��0. 1 O� p A 2 0 30 V n�C1 4 ��· J [ X15� 1rk 6.1 ,�Op )�2 6.1 ��� 2c_ R21. I A. 1 R16.1 )3,9 k 2Z k J f I � m ki C9.1 n �Z� ' s 1 . � VTZ.-� n17.1p I ���Z2l ...vo�1 I =�22 1 -----

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steins mit 2 x A 2030 Y (VD2, VD3 : Y 34511)

R1.Z

- - - - - - -- - - - -

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-

I

I

I

.

-

_ _ _ __ _

Bild 14 Bauelementebestückung

Bild 15 Leiterbild

Spannungserzeugung (R27, R2 8) doppelt ausgelegt. Die An­ · schlußbezeichnungen des Steckverbinders beziehen sich auf die Steckerleiste 102-58, TGL 29 331103 (A- und B-Bezeichnungen), während sich die Zahlen in Klammem bei Vewendung einer 24poligen Steckerleiste nach TGL 200-3604 ergeben. In diesem Fall bedeutet eine (0) in Klammem, daß die Leiste an dieser Stelle keine Kontakte hat und daß ir die Verbindung eine feste Lötverbindung (Stütlötöse) benutzt werden muß. Gestrichelt an­ gegebene Bauelemente und Leiterbrücken werden nur ir be­ stimmte Schaltungskonigurationen eingesetzt. Bild 14 :eigt den Belegungsplan der Leiterplatte, auf dem die variablen Bauele­ mente ebenfalls gestrichelt angegeben wurden. Am unteren Rand sind die Bezeichnungen der 2 unterschiedlichen Steckver­ binderarten zu lesen. Bild 15 gibt das Leiterbild wieder.

4.2.2.1 . Stereoverstrker n efacher Beiebsspannung

Es soll nur der Kanal 1 beschrieben werden. Die Eingangs­ stufe VT1 . 1 ist als Emitterfolger mit Bootstrapeingang geschaltet (s. Bild 13). Sie hat demzufolge großen Eingangswiderstand, niedrigen Ausgangswiderstand und eine Spannungsverstärkung von annähend 1. Der niedrige Ausgangswiderstand ist ir die einwandfreie Funktion des nachgeschalteten Höhen-Tiefen­ Netzwerks unbedngt erforderlich. Damit wird sein Quellwider­ stand nur noch durch R7. 1 bestimmt. Das Netzwerk besteht aus den Filterbauelementen CS bis 8, RB, R9, R12, den beiden ex­ tenen 100-kO-Stellem und den Transistoren VT2 . 1 , VT3 . 1 mit ihren Bauelementen zur Arbeitspunkteinstellung. Der Grad der Anhebung bzw. Absenung wird durch das Spannungsteilever­ hältnis R16.1/R17.1 bestimmt. Den Arbe.itspunkt der Transisto-

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6

Kapitel 3

-

Verstärker

(Blatt 5)

Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver­ strker

ren VT2 . 1 und VT3 . 1 stellt man mit. R l 8 . 1 ein. Dieser Wider­ stand wird so ausgelegt, daß am Emitter des VT3 . 1 die halbe Voverstärkerbetriebsspannung U8v12 ± 0,5 V zu messen ist. Das gilt auch ir das Emitterpotential der Vorstufe VTl . l . Ist es nicht der Fall, so muß R2 . 1 verändert werden. Die Betriebsspan­ nung U8v des Voverstärkers darfwegen der Spannungsfestigkeit der Elektrolytkondensatoren 16 V nicht überschreiten. Deshalb wird sie bei Bedarf mit einer Z-Diode stabilisiert. Eine Stabilisie­ rungsschaltung reicht ir beide Voverstärkerkanäle. Jeder Vor­ verstärker benötigt bei 16 V Betriebsspannung etwa 2,8 A Be­ triebsstrom. Der Z-Strom der Stabilisierungsdiode sollte etwa 4 bis 6 A betragen. Über den Vowiderstand R20 ließen also Be­ triebrstrom und Z-Strom. An ihm fällt die Diferenz zwischen Betriebsspannung und Z-Spannung ab. Damit errechnet sich R20 zu:

UB - Uz R20 _ - I + lz { B f

(7)

Bei einer Betriebsspannung von z.B. 30 V und {18 + lz) = 10 A wird R20

=

30 V - 1 5 V = l ' 5 kl. (5,6 A + 4,4 A)

In diesem Fall reicht ein Widerstand der Kenngröße 23 .207 oder 250.3 1 1 leistungsmäßig aus. Die Ausgänge der Voverstärker sind an die Kontakte A23 (6) bzw. A8 (18) geihrt. Hier werden bei der Stereoausfihung die Schleibahnen des BalancesteHers gegenläuig angeschlossen. Bei Betätigen dieses Potentiometers wird das Signal des einen Kanals verstärkt und das des anderen abgeschwächt. Die 4,7-kl-Widerstände an den Massenanschlüs­ sen der Balancesteiler schwächen den Balanceefekt ab und ver­ hinden, daß ein Kanal völlig ausgeblendet werden kann. Dem Balancesteiler ist der Lautstärkesteller nachgeschaltet, dessen Schleifer über Cl4 mit dem Eingang 1 des A 2030 verbunden ist. Wie schon ewähnt, ist der A 2030 ein Leistungsoperationsver­ stärker und weist alle Vorteile dieser Bauelemente auf. Er hat eine sehr hohe Leerlaufverstärkung und einen großen Eingangs­ widerstand. Die Spannungsverstärkung in der Schaltung ist durch das Verhältnis der Widerstände R 241R 22 festgelegt. Die untere Grenzfrequenz wird im wesentlichen durch Cl4, R22, l5 und durch den Lautsprecherauskoppelkondensator bestimmt, während die obere Grenzfrequenz, die in der Regel bei 150 bis 200 kHz liegt, nur durch Beschaltung mit R23 und l6 herabge­ setzt werden kann. Die letztgenannte RC-Beschaltung wird benö­ tigt, wenn bei der Inbetriebnahme Schwingerscheinungen hoher Frequenz oder unsaubere Sinuskuven bei Frequenzen über 1 0 kHz autreten. Die Beschaltung mit dem Boucherot-Glied (R26, Cl 7) ist in jedem Fall erforderlich. Gleiches gilt ir die Schutzdioden VD2 und VD3 . Hier können auch schnelle Hoch­ stromsiliziumschaltdioden eingesetzt werden (z. B. SAY73, FD 600). Die Mittenspannung am Ausgang der Leistungsverstär­ ker wird durch das Spannungsteileverhältnis R27 zu R28 be­ stimmt. Da die Schaltkreiseingänge sehr hochohmig sind und nur einen sehr geringen Eingangsstrom benötigen, reicht ein Spannungsteiler ir beide Verstärker aus. Die Teilewiderstände sollten nach Möglichkeit eng toleriert sein, um optimale Aus­ steueung der Endstufen zu gewährleisten. An eifacher Be­ triebsspannung sind ir l9.1 und l9.2 40-V-Kondensatoren einzusetzen, möglichst mit einer Kapazität von 100 JF. Da diese Typen in der TGL 37 225 noch zu groß sind, müssen erforderli­ chenfalls neue Löcher in die Leiterplatte geboht werden. Eine andere Möglichkeit besteht darin, ir jeden Kanal 2 x 47 JF/ 40 V einzusetzen. Das ist leicht möglich, da bei einfacher Be­ triebsspannung die Kondensatoren 20 entfallen. Die nichtin­ vertierenden Eingänge (1) der Schaltkreise liegen über die hochohmigen R2 1 an dem ewähnten Mittenspannungsteiler R27/R28 und über die 1-JF-Kondensatoren Cl4 an den Steck­ verbinderkontakten B22 (7) bzw. B9 (17). R2 1 . 1A und R2 1 .2A entfallen bei dieser Variante. Aus Isolationsgünden dürfen die

Blatt

3 -7

Koppelkondensatoren l4 keine Elektrolytkondensatoren sein. Die 0,1-JF-Kondensatoren 21 und 22 brauchen nur bei Auf­ treten hochfrequenter Schwingerscheinungen bestückt zu wer­ den. Die untere Grenzfrequenz wird im wesentlichen durch die Auskoppelkondensatoren vor den Lautsprechen bestimmt, die bei einfacher Betriebsspannung 40-V-Typen sein müssen. Die Betriebsspannung wird unmittelbar am Steckverbinder mit einem Elektrolytkondensator von 1 000 bis 2 200 JF überbrückt. Der Minuspol dieses Kondensators ist an Al, 2, Bl (24) und A29 anzuschließen. Die Rückleitungen der Lautsprecher werden an A3 , 5, 7, B7 (5) bzw. an A24, 26, 28, B24 (19) angeschlossen. Ob sie bereits am Steckverbinder mit det Masse zu brücken sind, muß von Fall zu Fall erprobt werden. Das gilt auch ir die gestri­ chelten Massebrücken auf dem Belegungsplan (Bild 14). Bei den Ersterprobungen der Leiterplatten waren sie nicht erforderlich. Die Masseanschlüsse der Tonspannungsquellen sind mit den entsprechenden Massepunkten der Voverstärker zu verbinden (Al 5, 18, B l 7 bzw. A9, 1 1, B l4). Da die Masse von Plattenspie­ len, Magnetbandgeräten usw. meist als gemeinsame Leitung ge­ Uhrt wird, ist es zweckmäßig, die Voverstärkermassen miteinan­ der zu verbinden. Die Tonfrequenzspannung am Voverstärker­ eingang darf den Wert von u.r = 300 mV nicht übersteigen, da es sonst bei voll aufgedrehten Höhen- und Tiefenstellen zu einer Übersteuerung des Voverstärkers kommt. Bei höheren Tonfrequenzspannungen sind entsprechende Abschwächer oder Vorwiderstände vorzusehen. Die Informationen dieses Ab­ schnitts gelten auch ir die noch folgenden Schaltungsvarian­ ten. 4.2.2.2. Stereoverstärker an smmetrischer Betriebsspnng

Abweichend von der Grundschaltung in Abschnitt 4.2.2 . 1 . ist folgendes zu beachten: In dieser Schaltung liegen Eingangs- und Ausgangspotential der Schaltkreise auf 0 V. Dazu ist es erforder­ lich, die Schaltkreisanschlüsse (1) über die 22-kl-Widerstände R2 1 . 1A und R2 1 .2A an Masse zu legen. Es entfallen der Span­ nungsteiler R27, R28, die 100-kl-Widerstände R2 1 . 1 , R2 1.2, die Z-Diode VDl . l und die Elektrolytkondensatoren l 8 . 1 , l8.2. Dair sind die Elektrolytkondensatoren 22.1 und 22.2 einzu­ setzen (ir l9 und 22 genügen 25-V-Typen). An Stelle von R20 . 1 wird ein Schutzwiderstand von 220 l eingesetzt. Ob die Lautsprecherauskoppelkondensatoren entfallen können, hängt vom Anwendungsfall ab. Es ist möglich, auf sie völlig zu verzichten. Damit ergibt sich eine sehr niedrige untere Grenzfre­ quenz des Endverstärkers. Das ist einerseits in vielen Fällen vor­ teilhaft. Andererseits haben die Schaltkreise den Nachteil, bei Ein- und Abschalten der Betriebsspannung, das heißt, wenn sich die Arbeitspunkte in den Verstärkerstufen änden, starke Schalt­ impulse an die angeschlossenen Lautsprecher abzugeben, die sich durch Koppelkondensatoren etwas unterdrücken lassen. Für hochwertige Anlagen kann aber auch ein Schaltrelais eingesetzt werden, das die Lautsprecher verzögert an die Verstärkeraus­ gänge schaltet. Der Bezugsmassepunkt der Betriebsspannung wird an den Steck­ verbinder verlegt. Dazu sind die Kontakte A3, 5 . . . und A24, 26 . . . des Steckverbinders miteinander und mit dem Mittelpunkt der Betriebsspannung zu verbinden ( � 0,8-mm-Cu). Von diesem Punkt ist je ein Elektrolytkondensator von 1 000 bis 2 200 JF/ 16 V gegen die Anschlüsse der negativen und positiven Betriebs­ spannung polaritätsrichtig zu schalten. Am Steckverbinder sind alle Anschlüsse fir negative Betriebsspannung miteinander zu verbinden (Al , 2 . . . mit A29). Die Lautsprecherrückleitungen sind an die entsprechenden Massekontakte der Verstärker anzu­ schließen (Kanal l an A24, 26 . . . , Kanal 2 an A3, 5 . . . ). Auf den Anschluß der Tonspannungsquellen wurde bereits in Abschnitt 4.2.2 , 1 . hingewiesen.

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I

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'

·

Bild 16 Endstufe des Sterea-Brückenverstärker-Bausteins in Brückenschaltung (VD2, VD3 : Y 34511)

4.2.2.3. Brückenverstrker n smmerischer Beriebsspannung

Abweichend von der Gundschaltung nach Punkt 4.2.2 . 1 . ist fol­ gendes zu beachten: Bei dieser Schaltung werden die Massever­ bindungen am Steckverbinder wie unter 4.2.2.2. angeschlossen. Gleiches gilt ür die Überbrückungs-Elektrolytkondensatoren am Steckverbinder. Die Lautsprecher-Rückleitungen entfallen, da nur ein Lautsprecher zwischen den zwei Ausgängen der Verstär­ ker angeschlossen wird. Bild 16 und der Belegungsplan (Bild 14) zeigen die eforderlichen Änderungen ür die Brückenschaltung. Der Widerstand R22. 1 entfällt. C15 . 1 bleibt erhalten. An Stelle des angedeuteten Elektrolytkondensators C15B ist eine Draht­ brücke vom unteren Anschluß des R22. 1 zum zweiten Anschluß­ punkt des C15B einzulöten. Als neue Bauelemente sind R22B und R29 einzusetzen. Bei symmetrischer Betriebsspannung wer­ den R2 1 . 1A und R2 1 .2A · eingesetzt. R2 1 . 1 und R2 1 .2 entfallen, wie auch die Spannungsteilewiderstände R27 . 1 , R28 . 1 , die Kon­ densatoren C18 . 1 , Cl8 .2 und die Z-Diode VDl . l . Für die Wider­ . stände R20.1 und R20.2 werden 220-0-Siebwiderstände einge­ setzt. Das ist ür die Siebung der Vorstufenbetriebsspannung erforderlich, da die starke Siebwirkung der Z-Diode entfällt. Der

Koppelkondensator 14.1 ist eingangsseitig durch eine Draht­ brücke an die Masse des Schaltkreises A l . l zu schalten (Fuß­ punkt C19.1). Der ausgeschlossene Lautsprecher darf keinen kleineren .Wert als 8 0 haben, da die Schaltkreise sonst überla­ stet werden. Es ist jedoch möglich, 2 gleiche 4-0-Lautsprecher phasenrichtig in Reihe zu schalten. Für die Brückenschaling braucht nur ein Voverstärker bestückt zu werden. Für viele Anwendungsfälle ist es jedoch besser, beide Voverstärker zu bestücken. Auf diese einfache t erhält man 2 Mischeingänge mit getrennten Höhen- und Tiefenstellem. Mit dem Balancesteiler kann eine Überblendschaltung aufgebaut werden. Bild 17 zeigt einen Schaltungsvorschlag. Die Steiler R1, R2 sind ür die Anpassung an Tonspannungsquellen mit größe­ ren Ausgangsspannungspegeln vorgesehen. Es können lineare Einsteller ·verWendet werden. Bei fest vorgegebenen Spannungs­ quellen kann man uch Festwiderstände vorschalten. Tonfre­ quenzquellen niedriger Ausgangsspannung werden direkt ange­ schlossen. Für die Ausührung als Mischverstärker kommen einzelne, lineare 100-kO-Potentiometer als Klangsteller in Frage. Mit R7 und R8 stellt man die Kanallautstärke ein, während das gegenläuig geschaltete Tandempotentiometer R91 R12 zur Ka­ nalüberblendung benutzt wird. Mit den Einstellem . R10, R l l läßt sich der noch erforderliche Gundpegel d e s jeweils ausge­ blendeten Kanals einstellen. R13 und R14 sind Entkopplungswi­ derstände. R15 wirkt als Summensteller, ist aber bei nur 2 Kanä­ len meist nicht erforderlich. Bei Vewendung einer zusätzlichen Steckeinheit kann die Ausgangsleistung verdoppelt werden. Es stehen dann 4 mischbare Eingangskanäle zur Verügung, wenn die Brückenverstärkereingänge parallelgeschaltet werden. Bei ge­ trennten Kanälen kann man einen Stereoverstärker mit je 2 mischbaren Eingingen und 2 x 35 W Ausgangsleistung an 2 x S-O-Lautsprechen aubauen (s. auch Abschnitt 3 . 1 .4.). 4.2.2.4. Brückenverstärker n unsmmeischer Beriebsspannug (Bild 1 6) Es gelten m wesentlichen die in Abschnitt 4.2.2. 1 . angeührten

Schaltungshinweise. Die Eingänge 1 beider Schaltkreise liegen über je 100 O an der Spannungsteilerbrücke R27, R29. Der Lautsprecher (RL = 8 0) wird zwischen beide Verstärkerausgänge geschaltet. Für die Vorstufenbetriebsspannung sind die Stabili­ sierungsdiode VDl . l und der R20.1 (1,5 kO) einzusetzen. Es entfallen R22. 1 und die Kondensatoren 20, 22. An Stelle des C1 5B wird entsprechend Abschnitt 4.2.2.3. eine Drahtbrücke ein­ gesetzt. R22B und R29 sind ebenfalls einzulöten. Für die Kon­ densatoren C19 gelten die Infomationen in Abschnitt 4.2.2 . 1 . Masse, Stromversorgungsleitungen und Stützkondensatoren am Stecverbinder sind ebenfalls nach Abschnitt 4.2.2 . 1 . zu schal­ ten. Eingangsbeschaltung der Voverstärker und Steileranord­ nung können Abschnitt 4.2.2.3. entsprechen.

4.2.3

Technische Daten (Meßwerte)

An einem aufgebauten Musterbaustein wurden in 4 unterschied­ lichen Schaltungen die Werte der Tabelle 1 ermittelt:

•U a

A14

E1

Vorverstärker 1 Endverstärker 2 x 2 030

A

82 8

�

E2

Bild 17 Vovestärker als 2fach-Mischstufe

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1 9 8 6

Kapitel 3

-

Blatt

Verstärker

3 -8

(Blatt 6)

Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver­

stärker Tabele

1

Meßegebnsse am Brückenverstärker nach Abschnitt 4.2. 2. 4.

Schaltung

Gesamtruhestrom

Stereo, einache

Stereo, symmetrische

Brücke, symmetrische

Brücke, einfache

Betriebsspannung

Betriebsspannung

Betriebsspannung

Betriebsspannung

( + 30 V)

( ± 1 5 V)

( ± 1 5 V)

( + 30 V)

95 mA

92 mA

94 mA

90 mA

2,1 A

2,1 A

7, S 0 ± 5 %

7,S O ± 5 %

Gesamtstromaufnahme bei Vollaussteuerung

2 X 1,1 A

2 X 1,1 A

Lastwiderstand

2 X 3 ,9 0 ± 5 %

2 X 3 ,9 0

Ausgangsspannung bei Vollaussteuerung

±

5%

f= 1 kHz u.,r

SV

SV

16,5 V

16,5 V

Ausgangsleistung P 0

2 X 16,4 W

2 X 16,4 W

34,9 W

34,9 W

Klirrfaktor k

'1 %

'1 %

'2 %

'2 %

Frequenzgang

40 Hz . . . > 2 5 kHz

2 5 Hz . . . > 2 5 kHz

25 Hz . . . > 2 5 kHz

25 Hz . . . > 2 5 kHz

( - 3 dB) Übersprechen

(C, = 2 200 1F)

(1

Kanal

Vollaussteuerung, 1 kHz)

von Kanal 2 auf K1 ' 3 mV an R L 1

von Kanal 1 auf 2 , 3 mV an R L2

Außerdem wurde in Brückenschaltung bei U8 ± 12 V die erreich­ bare Ausgangsleistung bei 1 kHz an RL = 7,8 n noch mit P. = 20 W ermittelt; Igesamt � 1,6 A. Die erreichbaren Parameter des Vorverstärkers entsprechen dem des in [1) vorgestellten Bausteins mit 2 x A 2 I OK. 4.2.4. Aubau

Auf einer Cevausit-Einlagenleiterplatte mit den Abmessungen 90 mm x 150 m sind die 2 Verstärkerkanäle nebeneinander an­ geordnet. Die Bauhöhe wird durch die Kühlbleche der A 2030 bestimmt und beträgt insgesamt 75 m Zur Kühlung wurde Aluminium-Blech 99,5 (1,5 bis 2 mm dick) verwendet, da Proil­ kühlkörper vom Amateur schwer beschabar sind. Ist die Bau­ höhe durch die senkrechte Lage der Kühlbleche zu hoch, so kön· nen sie oberhalb der Schaltkreise auch seitlich abgebogen werden. Es muß allerdings dair gesorgt werden, daß die Lut· strömung an den Blechen nicht behindert wird. Bild 18 zeigt den bestückten Baustein. Über eine Steckerleiste 1 02-58, TGL 29331103 werden Betriebsspannung, Steller, Eingangssignal und Lautsprecher angeschlossen. Wie aus Bild 18 zu ersehen ist, müssen einige Anschlußstite der B-Reihe entfent (abgeschnit­ ten) werden. Außerdem ist die B-Anschlußstitreihe, die original einen Rasterabstand von 5 mm zur A-Reihe aufweist, auf 2,5 mm Rasterabstand abzubiegen. Das geschieht zweckmäßigeweise über ein Blechstück. Die bisher verwendete 24polige Steckerlei­ ste nach TGL 200-3604 konnte wegen ihrer zu geringen Kontakt­ zahl nicht ir diesen Baustein eingesetzt werden. Die Leiter­ platte wurde aber so ausgelegt, daß die 24polige Steckerleiste dennoch benutzt werden kann, wenn zusätzliche Lötstifte ir fe­ ste Masse- und Minusanschlüsse vorgesehen werden. Das betrift die Masseanschlüsse des Vorverstärkers und die Minusleitung des Schaltkreises ALL Da jedoch die Minusleitungen der Schaltkreise an der Steckverbinderseite verbunden werden dür­ fen und man die Masseleitungen der 2 Vorverstärker ebenfalls bedenkenlos miteinander überbücken kann, verringert sich die erforderliche feste Lötverbindung auf einen Lötstit ir beide Vorverstärker. Die Leiterzüge ,wurden im Trennlinienverfahren entworfen. Mit dieser Technologie erhält man viel Masseläche, breite Leiterzüge ir stromUhrende Leitungen und eine gute Abschirmung der Leiterzüge gegeneinander. An Elektrolytkon­ densatoren wurden die stehende Ausiung nach TGL 35 807 und die axiale Ausihrung nach TGL 3 7 225 eingesetzt. Die 0,22- und 1-iF-Kondensatoren sind MKT-J -Ausihrungen. Für die Widerstände ist die Kenngröße 23.207 nach TGL 36 521 vor­ gesehen. Die Bohungsabstände wurden aber so groß gewählt, daß sich auch Widerstände der Kenngröße 25. 3 1 1 einsetzen las­ sen. .

Bild 18 Bestückter Baustein

4.2.5. Praktische Hinweise r Aubau und Inbetriebnahme

Einige dieser Hinweise sind speziell ir Anfänger gedacht. Sie zeigen aber, wie viele Punkte man beachten muß, damit Fehler vermieden werden. Aus Bild 19 sind die Abmessungen der Kühlbleche zu ersehen. Diese werden mit Zylinderschrauben M 2,5 x 6 auf der ,eiter­ platte befestigt. Zur Befestigung der Steckerleiste auf der Leiter­ platte werden 2 Zylinderschrauben M 2,5 x 10 benötigt. Dazu sind die entsprechenden Gewindelöcher in die Leiterplatte zu bohren. Als Gegenstück zur Steckerleiste 1 02-58 ist die Buch­ senleiste 222-58, TGL 29 331103 vorgesehen. Die Leistungsschaltkreise werden mit Schrauben M 3 x 6 n den Kühlblechen befestigt. Zur besseren thenischen Kontaktgabe ist eine metallhaltige Wäneleitpaste oder wenigstens Silikonett NP 12 zwischen Kühlblech und Kühlläche des Schaltkreises dünn aufzutragen. Eine gratfreie Bohrung und eine glatte Me­ talloberläche m Kühlblech sind Grundvoraussetzungen ür eine gute Wärmeleitung zwischen Schaltkreis und Kühlläche. Die Anschlüsse der A 2030 V müssen korrigiert werden, damit ihre Kühllächen mit dem unteren Rand am Kühlblech anliegen. Nach EinUgen der Wärmeleitpaste sind die A 2030 V an das Kühlblech zu schrauben. Dabei ist darauf zu achten, daß ihre ge­ samte Kühlläche am Kühlblech anliegt. Erst nach dem An­ schrauben (Federscheibe unter die Mutter) dürfen die Schalt­ kreise auf die Leiterplatte gelötet werden.

1.8

Kühl blech Kanal 2 A l 99 5 2 dick ,

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10

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Kühl blechanordn'ung auf der Lei terp(atte '

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Kühlblech Kanal 1 Al 99,5 2 dick

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148

·

Bild 19 Kühlblechabmessungen und Kühlblechanordnung auf der Leiterplatte

Die Kühlbleche werden so montiert, daß auf jeder Seite etwa 1,5 m Leiteplattenrand übersteht (Befestigungsschienen). Die Bauelementebohungen werden 0,9 mm (maximal 1 mm) ge­ bohrt. Für die Schaltkreise sind Bohrungen von 1,1 m erforder­ lich. Die Bauelemente werden mit einem leichten, spitzen Löt­ kolben von etwa 20 W Leistungsaufnahme bei guter Arbeitsplatz­ beleuchtung eingelötet. Auf jede Lötstelle ist mit einem kleinen Pinsel wenig säurefreies Flußmittel Nr. 25) aufzutragen. Steht kein industrielles Flußmittel zur Verfügung, so wird Kolopho­ nium, in Spiritus aufgelöst, vewendet. Vor dem Anlöten sind die verzinnten Anschlüsse älterer Bauelemente abzukratzen. Als Lot wird das niedrigschmelzende Fadenzinn LSN60 vewen­ det. Leiterplatten mit Trennlinienleiterzügen erforden Sorgfalt und Geschicklichkeit beim Löten. Die mit Flußmittel befeuchteten nschlußdrähte der Bauelemente werden allseitig gelötet. Es muß sich ein sauberer Lötkegel um den Bauelementeanschluß, der auf 1,5 bis 2 mm über der Leiterplatte abgeschnitten ist, bil­ den. Beim Anlöten ist das Bauelement von der anderen Seite mit einem Finger gegen die Leiterplatte zu dücken. Beim Löten düfen keine Lötbrücken über den Trennlinien entstehen. Jede Lötstelle ist nach dem Erkalten mit einer Lupe zu püfen. Zur Kontrolle sollte eventuell auch die Leiterplatte gegen das Licht gehalten werden. Bei unsicheren Stellen sind die Trennli­ , nien mit einer spitzen Pinzette nachzuziehen. Vor der Inbetriebnahme sind die Anschlüsse mit dem Durch­ gangspüfeT auf Schluß gegen Masse und gegeneinander zu prü­ fen. Bevor die Betriebsspannung an den Baustein gelegt wird, muß man in die positive und negative Zuleitung Schutzwider­ stände 15 l/10 W und je nach Betriebsart 1 oder 2 Strommesser schalten. Danach kann die Betriebsspannung, die 34 V bzw. ± 17 V nicht überscreiten sollte, eingeschaltet werden. Unter Beachtung der Stromaufnahme der Schaltung (Richtwet 100 bis 150 A) wird mit einem Spannungsmesser an den Verstärker­ ausgängen geprüt, ob Mittenspannung bzw. 0-Potential anliegt. Ist die Stromaufnahme größer oder entspricht das Ausgangspo-

·

42

tentiaf nicht den ewarteten Werten, so muß man die Schaltung noch einmal auf Schluß bzw. auf falsch eingesetzte Bauelemente überprüfen (Elektrolytkondensatorenpolung!). Zur dynamischen Püfung sind an die Verstärkerausgänge Laut­ specherersatzwiderstände ( ;;1 5 W) und an den zu untersuchen­ den Endverstärker ein Oszillograph anzuschließen. An den je­ weiligen Endverstärkereingang legt man das Signal eines RC-Generators, dessen Masseanschluß mit der Voverstärker­ masse verbunden wird. Danach können die Schutzwiderstände aus den Betriebsspannungszuleitungen entfent werden. Die Ausgangsamplitude des RC-Generators (1 kHz) wird langsam er­ höht. Mit dem Oszillographen wird dabei die Kuvenform des Ausgangsshnals beobachtet. Es muß eine saubere Sinusform zu erkennen sein. Mit steigender Aussteuerung tritt an der Lei­ stungsgrenze am Sinussignal eine gleichmäßige Begrenzung der positiven und negativen Halbwelle auf. Die Eingangsspannung wird nun so weit verringert, daß diese Begrenzung gerade nicht mehr zu erkennen ist. Damit ist die maximale Aussteuerung bei noch kleinem Klirrfaktor erreicht. Ausgangs- und Eingangsspan­ nung werden mit einem hochohmigen Wechselspannungsvolt� meter gemessen und die Werte in die Unterlagen eingetragen. Das gilt auch ir Ruhestrom und Stromaufnahme bei Vollaus­ steuerung. Danach wird die Amplitude der Ausgangsspannung etwa auf die Hälte verringert, und man mißt den Frequenzgang des Endverstärkers zwischen 30 Hz und 25 kHz. An unterer und oberer Frequenzgrenze ist ein Absinken der Amplitude auf das 0,707fache gegenüber 1 kHz festzustellen. Diese Messungen sind am zweiten Endverstärker zu wiederholen. Zusätzlich kann noch das Übersprechen von einem vollausgesteuerten Kanal zu dem nicht betriebenen Kanal gemessen werden. Danach werden die Voverstärker statisch eingestellt. Um die Stufen optimal aus­ steuen zu können, müssen die Arbeitspunkte an den Emitten von VT1 und T3 etwa auf der halben Voverstärkerbetriebs­ spannung, über C1 1 gemessen, liegen. Sie können ± 0,5 V von diesem Wert abweichen. Korrekturen sind mit R2 und R18 mög­ lich.

S C H A LT U N G S SA M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6

Kapitel 3

-

Verstärker

S�haltungspr.is modener integrierter Leisungsver­ stärker (Blatt 7)

Nach dem Anschließen der Höhen- und Tiefensteler (proviso­ risch können auch Einsteller eingesetzt werden) wird der RC-Ge­ nerator an den Eingang des zu untersuchenden Voverstärkers angeschlossen. Ausgangsspannung an 23 bzw. A8 ist mit einem Oszillographen zu beobachten. Die Höhen- und Tiefensteiler werden in Mittelstellung gebracht, der RC-Generator auf 1 kHz eingestellt und seine Ausgangsspannung, von 0 beginnend; er­ höht Die Ausgangsspannung muß einwandfreie Sinusform ha­ ben und an der Aussteueungsgrenze etwa gleichzeitig auf bei­ den Seiten begrenzen. Es muß eine unbegrenzte efektive Ausgangswechselspannung von mindestens 3 V einstellbar sein. Danach sind Höhen- und TiefensteHer in Maximalstellung zu bringen, und die Ausgangsamplitude ist auf etwa 0,5 V zu verrin­ gen. Von 1 kHz an wird die Generatorfrequenz nach kleineren und auch nach größeren Werten verändert. Bei den Eckfrequen­ zen 80 Hz und 10 kHz muß sich eine wenigstens 3fache Ampli­ tudenerhöhung gegenüber 1 kHz ergeben. Dabei darf kein Schwingen autreten. Schließlich sind die Höhen- und Tiefen­ steHer in Minimalstellung zu bringen. Der RC-Generator ist wie­ der durchzustmen. Bei den genannten Eckfrequenzen muß sich gegenüber 1 kHz eine wenigstens 3fache Amplitudenahsen­ kung ergeben. Der zweite Voverstärker ist ebenso zu prüfen.

5.

Inteierte Dulverstrker

Spitzenentwicklungen der letzten Jahre auf dem Gebiet der inte­ grierten Leistungsverstärker sind 2 komplette Endverstärker­ schaltungen in einem Gehäuse, sogenannte Dualverstärker. Stellvertretend ür viele Entwicklungen bekannter Schaltkreis­ hersteller soll der TDA 2005 der italienischen Firma SGS-ATES vorgestellt werden. Diese integrierte Schaltung, die in Brücken­ (M) und in Stereokoniguration (S) angeboten wird, enthält in einem l lpoligen Multwatt-Gehäse 2 Leistungsverstärker, die auch ür industrielle Anwendung geeignet sind. Die Schaltung ist speziell ür niedrige Betriebsspannungen bis 18 V vogesehen. Der maximale Ausgangsspitzenstrom der Endstufen beträgt 3,5 A. Die Totalverlustleistung P101 beider Verstärker wird mit 30 W bei einer Gehäusetemperatur von 60 oc angegeben. Der Dualvestärker enhält thermische Schutzschaltungen, Gleich-

Blatt

3 -9

spannungs- und Wechselspannungskurzschlußschutz der Aus­ gänge gegen Masse, SOAR-Schutz, Überspannungsschutz bis 40 V, integrierte Schutzdioden gegen induktive Übetspannungen und Lautsprecherschutzschaltung. Die Abmessungen und An­ schlußbelegungen sind aus Bild 20 zu ersehen. Ein ähnlicher Typ wird vom EB Halbleitewerk Frankfurt/Oder als A 2005 V und mit geringerer Ruhestromaufnahme sowie verringetem Ausgangsstrom als A 2000 V gefertigt (ür Brückenbetrieb A 200012005 Vm ) . Die Grenz- und Kennwerte dieser Typen sind in Tabelle 2 angegeben [5). Während der A 2000 V ir Radiorecorder und Portablegeräte vor­ gesehen ist, kann mit dem A 2005 Vm in Brückenschaltung mit Autoempfängen und PKW-Verstärkeranlagen eine große Aus­ gangsleistung erreicht werden. Ein besonderer Vorteil ist die Möglichkeit, über den Eingang 3 die Endstufen abschalten zu können. Dies geschieht durch Kurz­ schließen des Aischlusses 3 gegen Masse. Durch diese »Quasi­ Stummschaltung« wird der Ruhestrom des Schakreises auf 3 . . . 5 A verringert. Ein weiterer Vorteil dieses »Freigabe-Ein­ gangs« ist das sehr geringe Ein- und Ausschaltknacken des Laut­ sprechers, auch bei Direktanschluß in Brückenschaltung. Wird dieser Schalt�ingang mit entsprechenden Verzögeungsglieden betrieben, so kann selbst bei hochwertigen Anlagen auf eine Ab­ schaltung des Lautsprechers durch Relais beim Ein- und Aus­ schalten der Betriebsspannung verzichtet werden. Die Applikationshinweise des Halbleitewerks Frankfurt/Oder ir den Schaltkreis A 2030 gelten sinngemäß auch ir diese Schaltkreise. Zusätzlich sind folgende spezielle Hinweise zu be­ achten: - Die maximale Eingangsspannung U.r sollte 250 nV nicht übersteigen. - Die Verstärkung ist durch niederohmige Spannungsteiler vom · Ausgang auf den Gegenkopplungseingang im Bereich von 24 . . . 52 dB einstellbar. Eine Veringeung der Ruhestromauf­ nahme ereicht man durch die Ankopplung des Spannungstei­ lers nach dem Lautsprecher-Auskoppel-Elko. Die ·Erdpunkte dieses Spannungsteilers sind auf die Vorstufen-Masse zu schalten. - Wird keine Bootstrapbeschattung vewendet, muß der 120-kl-Widerstand zwischen Anschluß 3 und 9 entfallen. Die

Bild 20 Abmessungen und nschlußbelegung des TDA 2005

pI

---+--11

1

Eingang . ( )

z

Eingang -(1 )

4

Eingan g - ( Z J

5 6 7 8

Eingang . ( Z )

3

9

Brummunterdrückung (

Masse (GN D l

Bootstrap { Z ) Ausgang ( Z )

10

.U B A u sgang (1 )

11

Bootstrap ( 1

l

Freigabel

Tabelle 2

0

Grenz- und Kennwerte der Lestungsvest4rkeschaltkrese A 2 OOO V und A 2 005 V

I 25�

Grenzwerte, gültig ir den Betriebstemperaturbereich max.

min.

28 V

Betriebsspannung (maC. Gleichspannung) Betriebsspannungsbereich U,

18 V

Ausgangsspitzenstrom, IoM (A 2 000 )

2,5 A

(inten begrenzt)

Innerer Wärmewiderstand

i

j

i

3,5 A

(A 2 005 )

30 W

Gesamtverlustleistllg P.,, ( + 60 •q

Betriebstemperaturbereich

- · -·· - · - · - · - · - · ,

��� 1 0

R i• 8,

3 KIW -25

+ 7o •c

Statsche und ynamsche Kennwerte ür Stereobetrieb A 2 000 V und A 2 005 V mit V, = 40 dB Größe Ruhestrom I s

Ausgangsmil­

Bedingungen A 2 000 V, U8 = 14,4 V A 2 005 V, Ua = 1 4,4 V U8 = 14,4 V

min.

6,6

typ.

max.

30 75

40 115

7,2

7,8

lenspannung Ausgangslei­ stung P,

(A 2 000 ) (A 2 005 ) Klirrfaktor k

(A 2 000 ) (A 2 005 ) Eingangswider­ stand R ,

(A 2 000 ) (A 2 005 ) Grenzfrequenz (A 2 00012 005 ) (A 2 000 ) (A 2 005 )

Leerlaufspan­

u. = 14,4 v;

Rt = 4 n

! = 1 kHz, K = 1 0 %

u. = 14,4 v;

A A V

0,25

w w

0,15

%

70

220

kO

70

180

kO

5,0

6,25

6,0

6,52

RL = 4 n

f = l kHz, P0 = 50 mW

Bild 2 1 6-W + 6-W-Stereoverstärker mit A 2000 VIA 2005 V

%

f = 1 kHz

f, = - 3 dB /8 = - 3 dB

40

50

Hz

20

85

kHz

20

90

kHz

f = 1 kHz

nungsverstär­ kung

(A 2 000 ) (A 2 005 ) Übersprechen

(A 2 OOO ) (A 2 005 ) Bummspan­ nungsunterdrük­ kung (A 2 000 )

u. = 14,4 V; kL = 40 U0 ,r = 4 V; R, = 1 0 kO

spannung

(A 2 000 ) (A 2 005 ) Thermoschutz

dB dB

49

dB

47

dB

28

dB

27

!B

U8 = 14,4 V

Ua moo = 0,5 V; ! = 100 Hz

(A 2 005 ) Eigenrausch-

83 84

R0

= 10 kO

B = 20 Hz . . . 20 kHz

Bild 22 Leiterbild der kombinierten Schaltung ir A 2000 VI 3,5 3,6

A 2 0002 005 V

140

A 2005 V

Anschlüsse 7 und 1 1 sind dann an Betriebsspannung zu le­ gen. - Für ausreichende HF-Stabilität ist die Betriebsspannung mit mindestens 0,1 IF gegen Masse zu beschaiten. - Unter bestimmten Betriebsbedingungen (HF-Schwingnei­ gung) können die Niederfrequenz-Eingänge einen Konden­ sator von maximal 220 pF gegen Masse erhalten. Bild 21 zeigt eine vom Halbleitewerk Frankfurt/Oder vorgeschla­ gene Applikationsschaltung als Stereoverstärker (6 + 6) W an 4 0 bei 14,4 V Betriebsspannung und einer 100fachen Spannungsver­ stärkung. Mit dieser Schaltung wurden auch die Meßwerte der Tabelle 2 ermittelt. Vom Autor wurde dair eine geeignete Lei­ terplatte im Trennlinienverfahren entwickelt, die ir Stereo- und Brückenschaltung des A 20001A 2005 gemeinsam verwendet wer­ den kann. Bild 22 zeigt das Leiterbild dieser kombinierten Schal­ tung im Maßstab 1 : 1 . Aus Bild 23 ist der Belegungsplan zu erse­ hen. Darauf sind die variablen Bauelemente unterbrochen dargestellt. Für 3 ist immer der rechts oben liegende Elektrolyt­ kondensator zu bestücken. Der mittlere stehende, auch mit (3) bezeichnete Elektrolytkondensator wird bei Bedarf, z. B. Betrieb , im PKW, als 470 IF/16 V oder besser 1 000 IF/16 V eingesetzt Dadurch kann der Betriebsspannungsüberbrückungs-Elektrolyt­ kondensator am Steckverbinder entfallen. Der Freigabeeingang 3 des Schaltkreises wurde wegen der geringen zur Verfügung ste­ Bild 23 Bestückungsplan der kombinierten Stereo- und Brük­ kenschaltung ir A 2000 VIA 2005 V henden Steckerstite der 12poligen Steckerleiste nach

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Kapitel 3

-

Blatt

3 -10

Verstrker

Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver­

stärker

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(Blatt 8) '

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Bild 25 Kühlkörper ir Verstärkermodul mit A 2000 VIA 2005 V

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66

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Bild 2 4 Kühlblech ür Verstärkemodul mit A 2000 VIA 2005 V

TGL 200-3604 (ehemals Zeibina ) nicht herausgel. In Bük­ kenschaltung kann er bei Bedarf an Eingang 1 1 geührt werden. l ist dann direkt an die Eingangsmasse zu legen. Die Plätze ür MKT-Kondensatoren wurden so entwofen, daß die zylindrische Fom (MKTl) oder die prismatische Ausührung (MKT3) einge­ setzt werden kann. Für den Kühlkörper wird ein Wärmewider­ stand � 4 W gefordert. Dies kann entweder durch ein Kühl­ blech aus Aluminium (siehe Bild 24) oder durch einen Proilkühlkörper 03840 nach TGL 26 1 5 1 von 55 m Höhe reali­ siert werden (Bild 25). Wie schon beim A 2030, gelten auch hier die Forderungen nach gutem Wärmeüberang, großem Anduck, Wärmeleitpaste sowie eventuellem Schwärzen des Kühlköpers im Brückenbetrieb bei höheren Umgebungstemperaturen. Der obere, überstehende Rand der Leiterplatte dient als Stütze ür das Kühlproil, welches mit 2 M3-Scrauben an der Leiterplatte befestigt wird. Bei Vewendung eines Kühlbleches kann dieser Rand abgeschnitten werden, falls er nicht zur Befestigung der Bauguppe benötigt wird. Das Kühlblech wird, entgegen der An­ gabe auf dem Belegungsplan, mit 4 Schrauben M2,5 an der Lei­ terplatte angeschraubt. In Stereobetrieb lassen sich mit dieser Schaltung bei U8 = 14,4 V und f = 1 kHz fogende Werte erreichen: ·

Bild 26 20-W-Brückenverstärker mit A 2005 Vm

Ausgangsleistung Po Klirrfaktor 10 %, rfaktor 10 %, (nur A2005 V) Klirfaktor 1 %, Klrrfaktor 1 %, (nur A2005 V)

RL = 4 n RL = 2 n

2 2

X

6,5 w 9w

RL = 4 n RL = 2 n

2 2

X

4,5 w 6,5 w

X

X

C12 , C1 3

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Bild 27 A 2000 V-Modul in Stereoschaltung und 2 A 2005 V­ Modul in Brückenschaltung

Die maximale Eingangswechselspannung UEer beträgt dabei etwa 40 mV. Der Übertragungsbereich (- 3 dB) geht von 3 0 Hz bis 30 kHz (4-0-Last) . Der Stromlaufplan der Brückenschaltung ist aus Bild 26 zu ersehen. Da die gleiche Leiterplatte Vewen­ dung indet, ändern sich einige Bauelemente. So entfallen die Auskoppelelektrolytkondensatoren C1 2 und C1 3 , an deren Stelle zwei Drahtbrücken eingelötet werden. Die erforderlichen Bauele­ mente ür Stereo- oder Brückenschaltung sind in der folgenden Schaltteilliste aufgeührt: Rl Schichtwiderstand 120 kO, 5 % R2, R3 Schichtwiderstand 1,2 kO, 5 % S) R2 Schichtwiderstand 1 kO, 5 % B) R3 Schichtwiderstand 2 kO, 5 % B) Schichtwiderstand 10 0, 5 % S) R4, R6 Schichtwiderstand 39 n, 5 % B) RS, R6 Schichtwiderstand 1 n, 5 % R7, R8 Cl , 2 MKT-Kondensator l 1F, 20 %, 100 V (MKT3 oder MKTl) 3 Elektrolytkondensator 100 1F, 2 5 V, TGL 3 8 908 C6, 8 Elektrolytkondensator 100 1F, 25 V, TGL 3 8 92 8 C4, ClO, Cl l MKT-Kondensator 0 , 1 IF, 20 %, 100 V (MKT3 oder MKTl) es Elektrolytkondensator 10 IF, 40 V, TGL 3 8 928 Elektrolytkondensator 100 IF, 2 5 V, S), 7, 9 TGL 3 8 928 Elektrolytkondensator 220 IF, 10 V, B), 7, 9 TGL 3 8 928

Brl , Br2 Al · ·

Elektrolytkondensator 2 200 IF, 16 V, S), TGL 3 8 928 Drahtbücken, 0,8 Cu-Draht, verzinnt SchaltkreisA 2 000 VoderA 2005 Vbzw.VmbeiB) S) Stereoschaltung B) Brückenschaltung

Als Widerstände können die Kenngrößen 2 3 .207, 2 5 . 3 1 1 und 250.3 1 1 eingesetzt werden. Bei Elektrolytkondensatoren ist TGL 38 908 die axiale, liegende und TGL 38 92 8 die stehende Ausührung. An Stelle der prismatischen MKT3 -Kondensatoren 0 , 1 IF können auch keramische Kondensatoren 100 nF vewen­ det werden. Durch den Direktanschluß liegt der Lautsprecher in der Brük­ kenschaltung an der Mittenspannung. Dabei ist die Lautspre­ cherschutzschaltung, die bei Masseschluß eines Ausgangs auch den anderen Anschluß auf ein massenahes Potential zieht, von unschätzbarem Vorteil. Mit der vorliegenden Brückenschaltung erreicht man mit A 2005 Vm, bei U8 = 14,4 V; J = 1 kHz, folgende Werte: , Ausgangsleistung Po Klirrfaktor 10 %, RL = 4 n 20 w Klirrfaktor 1 %, RL = 4 n 14 w Die maximale Eingangswechselspannung UEer beträgt dabei etwa 85 mV. Der Übertragungsbereich (- 3 dB) geht von 1 5 Hz bis 3 0 kHz. Bild 2 7 zeigt ein 2fach-Modul (2 x die Leiterplatte nebeneinan­ der in Brückenschaltung mit Proilkühlkörpern und die Stereo­ ausührung mit Kühlblech.

Literatur

[1] D. Schiller; NP-Verstärker-Praxis. Amateurreihe »electro­ nica«, Band 2 10, 2. überarbeitete Aulage, Berlin 1 9 8 3 . [ 2 ] K. -H. Kresse ; D e r A 2030 H/V - ein NF-Leistungsverstärker mit universellen Einsatzmöglichkeiten. 10. Halbleiterbauele­ mente-Symposium 1 9 8 3 , Frankfurt/Oder. [3] Leistungstransistoren und lineare Leistungs-IC's. Informatio­ nen ür den Anwender, ' SGS-ATES, 2. Aulage, August 1 980. [4] Databook »Linear Integrated Circuits«. 2. Edition SGS­ ATES, 21198 1 . [5] H. Jahn ; Doppel-NP-Leistungsverstärker ü r den ökonomi­ schen Einsatz in Stereo-Auto-Koferempfängern. 1 1 . Mikro­ elektronik-Bauelemente-Symposium Fninkfurt/0., 1985

S C H A LT U N GS S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1 9 8 6

Kapitel

4

-

Neue Schaltungen r elektronische Orgeln

1.

4-1

Einleitung

Verfolgt man die Entwicklung der elektronischen Tasteninstru­ mente in der DDR vom ersten öhrenbestückten Modell »lo­ nika« bis zur Gegenwart, fallen die ständig verbesserten Schal­ tungskonzeptionen und die immer größer werdende Anzahl zusätzlich eingebauter Klangefekte ins Auge. Die entscheiden­ den Voraussetzungen dazu boten Halbleitertechnik und Mikro­ elektronik. Die Baugruppen konnten platz- und massesparend konstuiert und große Instumente 'sogar transportabel aufgebaut werden (zweimanualig mit Pedalzusatz u. a.). Die ersten Serien elektronischer Tasteninstumente (lonika, Ma­ tadormodelle) waren mit Generatoren ausgeüstet, die sägezahn­ formige Tonfrequenzen erzeugen. Verschiedene Ewägungen ührten später zum Einsatz von Generatoren, die rechteck- oder mäanderformige Schwingungen abgeben (Näheres hierzu ist im Buch »Musikelektronik« aufgeührt). In den Klangfomungstei­ len urden Verändeungen vogenommen, denen der Einbau teil- und vollintegrierter Generatorsätze folgte. Die Instrumente dieser Bauart haben einen arteigenen Klang, der sich z. B. von dem einer Hammond-Orgel unterscheidet. Ewähnenswert sind in diesem Zusammenhang die neuen Instrumente der Serie »Formation« aus Klingenthal, deren weiches Klangbild von vie­ len Musikfreunden als angenehm empfunden wird. In der Ver­ gangenheit bedienten sich schon der Rundunk und die Schall­ plattenindustrie bei ihren Produktionen häuig sogenannter Sinusorgeln, weil sie sich sehr gut ür die Darbietung von Tanz­ und Unterhaltungsmusik eignen. Um die Instumente besonders ür Alleinunterhalter noch attrak­ tiver auszustatten, wurden sie später im Ausland mit Sclagef­ fekteinrichtungen und Rhythmusgeräten, teilweise auch mit Ak­ kordbegleitautomaten ausgestattet. Auch unsere heimische Musikinstumentenindustrie folgte die­ sem Trend (ETG-2 mit Besenefekt und Bongos, ET3-2MR mit Rhythmusgerät). Da die bisher erschienene Literatur über Mu­ sikelektronik kaum Beiträge zu Sinusorgeln enthält, wird in den folgenden Abschnitten ein Beispiel ür die Sc.altungskonzep­ tion einer Sinuorgel vorgestellt. In den weiteren Abschnitten werden Schaltungen zur Erzeugung von Schlagzeug-Klangefekten in Verbindung mit elektronischen Tasteninstumenten und ein komplettes Rhythmusgerät be­ schrieben.

2.

(Blatt 1)

Musikelektronik und Effektschaltungen

B latt

Ausgang zum Enderstärker a)

üer Sch eller zum Endverstärker b)

•

üer.Schweller zum Enderstärker !--- ei ehrkanalier Wiedergabe J cl

Bild 1

Sinus-Orgel; a-Übersichtsschaltbild, b, c-Aubauvarianten

Schaltungsvorschläge r eine Sinusorgel

Mit den typischen Bauguppen einer Sinusorgel lassen · sich, ebenso wie bei Orgeln mit Generatoren, die obertonreiche Schwingungen erzeugen, unterschiedlich große Instumente kon­ zipieren. Der Tonumfang kann zwischen 6 und 8 Oktaven ge� wählt werden. Abstriche beim Tonumfang ühren stets zu klang­ lichen Qualitätsverlusten, bzw. es werden u. a. musikalische Ausducksmoglichkeiten und der Bedienungskomfort eingeengt. Es können ein- oder mehrmanualige Instrumente mit je 49 bis 60 Tasten oder gegeneinander versetzten oder geteilten Klaviatu­ ren, mit und ohne Pedal usw. fir den Selbstbau entworfen wer­ den. Die Planung der Ausstattung eines Instruments wird von mehreren Faktoren beeinlußt, z. B. vom Vewendungszweck, vom Einsatz (ortsfest oder mobil), von der Geräteart (Standgerät mit eingebauten Endverstärken und Lautsprechen) usw. Auch die fmanziellen, materiellen und arbeitszeitliehen AuWendun­ gen müssen bei einem eventuellen Selbstbau berücksichtigt wer­ den. Man bedenke dabei, daß auch das BeschaTen der Bauele­ mente Zeit erfordert! Man sollte aber stets beachten, daß die Freude an einem zu eipfachen Instument meist nicht von Dauer ist, weil sich die erzielbaren Klangfarben nur ungenügend voneinander abheben. Für eine gute Sinusorgel ist daher möglichst ein 8 Oktaven über­ streichender Generatorsatz zu vewenden. Ein 5- bis 6chöriges

(eventuell geteiltes) Manual und ein wenigstens 13 Tasten um­ fassendes (Stummel-)Pedal sollten vorhanden sein. In Bild 1a ist das Übersichtsschaltbild einer Sinusorgel dage­ stellt. Die Bilder lb und lc zeigen Aubauvarianten. Wirkungsvoll ist die Vewendung je eines Phases fir eine TasteAebene. Durch die unterschieilichen Phasenverschiebun­ gen bildet sich der erwünschte Chorefekt besondes gut aus. Entscheidend ür die Klangqualität eines Instuments sind U; a. die angeschlossenen Endverstärker und Lautsprecherboxen. Auf diese Bauguppen soll hier nicht näher eingegangen werden. Wird die Orgel im Heim aufgestellt, reicht der NF-Teil eines gu­ ten Rundunkempfänger' mit einer Ausgangsleistung von etwa 10 bis 15 VA aus, um ein ausreichendes Lautstärke- und lang­ volumen zu erhalten. In größeren Räumen sollten z. B. Verstär­ ker aus der »Regent-Serie« (Vemona), ein HSV 920 (921 , 926) oder ein HiFi SO eingesetzt werden. Dabei bieten Stereoverstär­ ker den Vorteil, z. B. das Manual und das Pedal über getrennte Kanäle wiederzugeben. Selbstverständlich ist auch der Eigenbau dieser Bauguppen möglich und lohnend. Verstärker- und Bo­ xen-Bauanleitungen wurden in der einschlägigen Literatur häu­ ig veröfentlicht.

des gesamten Generatorsatzes efolgt m zweckmäßigsten im

Vegleich mit einem neu gestimmten Klavier. 100125

Es ist günstig, alle Generatoren einer Tonfamilie auf einer ge �

meinsamen Leiterplatte unterzubringen. Die erste Platte trägt also alle Generatoren C, die zweite Platte alle Generatoren Cis

Ausgang zu m Tastsysm

usw. bis H (im Prinzip wie bei Ogeln mit Frequenzteilerkaska­ dei).

15

Tontastung

2.2.

Sinusömige Tonfrequenzen neigen beim Schalten mehr zu Ta­

stenklicken, als sich das bei obetonreichen Schwingungen be­ merkbar macht. Übliche DrahtumschaUkontakte scheiden daher

C-Werte I Näherungswerte, mit zugehörien O k t a ve

L- Wern abgleicen! Ois - F

C-D

Fis-Gis

r das Tastsystem einer Sinusorgel aus, wenn man die Vorzüge

A-H

eines solchen Instuments voll ausnutzen möchte. An Stelle

1

8,ZI

z

2,2l

1 ,5p

3

0,56p

4

0,15p

0,1 p

82 n

5

0,15 p

0,47p

0,1 p

8Z n

6

39 n

27n

22 n

7

10 n

,8n

4,7n

3,3 n

8

10n

,8 n

4,7n

3,3 n

Bild

2

6,8p

4,7p . 1p

eines jeden sonst vewendeten DrahtumschaUkontakts tritt eine Schaltung nach Bild 3a. Das bedeutet ür eine einmanualige Or­ gel mit 60 Tasten und z. B. 6 Chören (16', 8', 4', 2%', 2' und 1 '),

3,3p

,82p

0,33p

360 derartige Schaltungen einzubauen (!).

O. ZZp

56n 56 n

12 n

Schaltungsbeispiel ür einen Sinusgenerator mit Ta­

belle

der

frequenzbestimmenden

Kondensatoren

(Richtwerte); Frequenzkompensationsbeschattung des

A 1 09 nicht dargestellt

. 2.1.

Sinusgeneratoren (Sinusgeneratorsatz)

Da alle Gtmeratoren frei schwingen, benötigt man zum Aubau

einer Sinusogel vor allem frequenzstabile Oszillatoren. Es kom­

men nur LC-Generatoren nach Bild

2

in Betracht. Ihr Aubau ist

materialintensiv und zeitraubend, aber unugänglich, weil Re-Schaltungen ür Oszillatoren eine zu große Frequenzdrit aufweisen.

Wie Versuche zeigten,• ist es voteilhat, die Oszillatorspulen mit nicht zu dünnen Lackdrähten zu wickeln (Güte!). Für die Spulen der Oszillatoren zur Erzeugung der tiefen Frequenzen sollte man einen Drahtdurchmesser von mindestens 0,1 mm vorsehen und

Tasten

R1

RZ

c- H

'S k

150 k

c- h

2,2 k

120 k

c1 . h1

3, 3 k

1 00 k

c2 - h 2

4,7 k

82 k

c 3- h3

die Schalenkerößen entsprechend wählen. Die eforderlichen

lnduktivitätswerte lassen sich an Hand der fur di: Schwingkreis­ kondensatoren in der Tabelle zum Bild 2 angegebenen C-Richt­ werte emitteln. Nach den Daten der zur Vefugung stehenden

C1

68 k

5,6 k

Tonteqo1zen on en Sinuseerotoren c1 g C

Schalenkene können die eforderlichen Windungszahlen be­

stimmt werden. Sind die Schalenken-Kenngrößen unbekannt, ist empirisch zu vefahren. Versuchsaubauten sollten unbedingt angefetigt und eprobt werden, um das thermische und das An­

schwingverhalten, die erzielbare Frequenzvariation und -kon­ stanz, die Kuvenfom und die Ausgangsamplitude feststellen zu

b)

Sameldoht

können. Erst positive Versuchsegebnisse erlauben den Serien­ aubau der ür ein Instrument benötigten 72, 84 oder 96 Einzel­ generatoren. Allgemein ist auf einen soliden, stabilen Aubau

C hor

müssen straf sitzen. Als Schwingkreiskondensatoren eignen sich

1 6' ' 8

der Generatoplatten Wert zu legen. Die Spulenabgleichkene

MKT- oder Polyester-Kondensatoren (keine Elektrolyt-Konden­ satoren!). An Stelle des Thermistors von 150 bis 300

0

4'

(TPK)

1 .Taste (C l tPlitte

c, c

c

läßt sich auch eine Miniaturlampe 6 V, 30 bis 50 A vewenden.

_J'

g

gerechnet werden, da es sich meist um Typen mit eingeklemm­

1'

ct

2'

Allerdings muß dabei mit Verändeungen im Widerstandswert

ten und nicht geschweißten Glühfaden handelt. Metall-Kaltleiter

lositiw Sannung I

Z.Taste(Cl 3.Taste ! O l .Platte 2.Platte Ci� � 0 -Cis d cis

c1

gis cis1

a

-

dl dl

-

Tasenkon­ taktdrähte

Fortsetzu_ bis zur

60.Taste ( h ! J

. . . . e• em 8 O ktaen umfassenden Generator 1st Ret.t•on 1m ' 1 C hor in er o r sten Oktae (Tasten c3 bis h3 ) erforerlich. cis l

ür Regelzwecke dagegen sind geschweißt. Zur ArbeitspunkteiD­

cl

Generator ür

auf die

Bild 3a Schaltung zur Tontastung mit Tabelle ür frequenzab­

len ist. (Ein Oszillograph muß direkt an den Ausgang des OPV

3b Prinzip des Platinenaubaus ür die Tastschaltungen

stellung benutzt man ein Kleinpotentiometer von 1 kO, das beim den

tiefsten

zu

erzeugenden

Ton

größtmögliche unverzerte Sinus-Ausgangsspannung einzustel­ angeschlossen werden.) Alle anderen Generatoren sind danach

auf die gleiche Ausgangsamplitude abzugleichen.

Einfache Stellwiderstände sollten an dieser Stelle aus Stabilitäts­

und Verschleißgründen nicht eingebaut werden. Das Stimen

hängige Bauelemente;

(ir jede Klaviaurtaste ist eine Leiteplatte erforder­

lich) ;

3c Tabelle ir die Tongeneratoranschlüsse an die Platten nach Bild 3b

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vie.rte Lieferung · 1986

Kapitel

Es handelt sich im Prinzip um Diferenzverstärker, die gespert sind, solange keine Klaviaturtaste betätigt wird. Beim Nieder­ dücken einer Taste öfnet sich der Transistor I3 (in Bild 3a unten) nach einem durch die Schaltung vorgegebenen Span­ nungsverlauf an dessen Basis. Das hat zur Folge, daß der Dife­ renzverstärker ir die jeweils anliegende Tonfrequenz, dem Spannungsverlauf n der Basis des Transistors VT3 folgend, durchlässig wird. Da die Tonfrequenz am Eingang des Transi­ stors VT1 ständig anliegt, lassen sich mit dem Zeitkonstanten­ Glied an der Basis des Transistors VT3 auch Nachklang- (Su­ stain-) Efekte erzielen. Für die 1. Taste z. B. ist eine Leiteplatte nach Bild 3b aufzu­ bauen, die ir das genannte Beispiel 6 Schaltungen nach Bild 3a trägt (entsprechend der Anzahl der vorhandenen 6 Chöre). Vom Tongeneratorsatz sind folgende Tonfrequenzen über dünne, abgeschirmte Leitungen anzuschließen: 16' Cl > 8' C, 4' c, 2%' g, 2' c l , 1' c2• Für jede weitere Taste sind Leiterplatten in analoger Weise anzu­ fertigen. Die Tonrequenzanschlüsse werden nach Bild 3c auf den Leiter­ platten »chronologisch« fortgesetzt. Jede Leiteplatte erhält einen Drahtumschaltkontakt, der von der jeweils zugehörigen Klaviaturtaste mechanisch betätigt wird. In Bild 3b sind noch zusätzliche Kontakte eingezeichnet, um spätere Eweiteungen an der Orgel zu erleichten.

.. .1 z.a samme l - I A1� schiene 8' 620

E i ngong

[v

2� 25� =

Ausga n g 8'- Chor

---1-----' . ., 22 0125

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l-15V

Bild 4 Ausglngsverstärkerstufen einer jeden Chorsammel­ schiene

T

T

T

a)

T

--c-..

lngfomngsteil

2.3.1. Additive Miseher

Die Einrichtungen zur vorliegenden, rein additiven Klangbil­ dung sind verhältnismäßig einfach aufgebaut und erforden we­ niger Bauteile als die selektiven Registerilter eines Instruments mit obertonreichen Generatoren. Unterschiedliche Klangfarben werden bei der additiven Methode durch ZusammenUgen von Teiltönen unterschiedlich großer Amplitude erzielt. Hierzu las­ sen sich passive Miseher nach Bild Sa vewenden. Zur Nachverstärkung folgen den Mischschaltungen wieder Ope­ rationsverstärker, so daß die Ausgänge der Miseher der einzel­ nen Tastenebenen (Manuale oder Baß- und Diskantbereich eines Manuals und Pedal) ückwirkungsfrei zusammengeschlos­ sen werden können. Durch Parallelschalten 2er Miseher nach Bild Sb kann mit einem Wahlschalter jeweils zwischen zwei voreingestellten Klangfarben gewählt werden (Spielhilfe, freie Kombinationen).

Nach Bild S werden entweder die Ausgänge der Klangfomung über Entkopplungswiderstände von 47 kO zusammengefaSt und nach Bild 1b einem gemeinsamen Phaser zugeührt, oder man schließt nach Bild 3c die Signale jeder Tastenebene an getrennte Phaser an, was klangliche Vorteile bringt. Grundsätzlich ist der Einsatz industriell hergestellter Phaser an dieser Stelle möglich. Die damit zu ereichende Zeiterspnis beim Bau eines Instuments schlägt sich allerdings auf die Ko­ sten nieder, so daß es sich lohnt, den (die) Pbaser s�lbst aufzu­ bauen. Dazu gibt es Bauanleitungen, z. B. in der Zeitschrit »Funkamateur«.

8'

4' .

i --C -:.+

1'

2.3.

1 6'

8'· --C -:.+

2' --{=H

Die Ausgänge aller Torschaltungen (Diferenzverstärker) sind ge­ mäß Bild 3b choweise miteinander zu verbinden (Chorsammel­ schienen). An die Sammelschienen werden nach Bild 4 Verstär­ kerstufen angeschlossen, die eine Entkopplung und eine günstige Anpassung an die folgenden Bauguppen bewirken (Ausgang niederohmig, störende Abstrahlungen von Tonfrequen­ zen durch die Leitungen veringen sich).

2.3.2. Phaser

+1 5 V

f

4- 2

(Blatt 2)

4 - Musikelektronik und Effektschaltungen

Neue Schaltungen r elektronische Orgeln

�

B latt

M i sehr I

!nach Bildol

?'

1'

Ausgong

--. zum-

Phaer

Bild Sa Prinzipschaltung des Choraddierers (Mischer); S b Zwei parallelgeschaltete Miseher mit nachgeschalteten OPV zur Realisieung langkombinationsumschalters eines ( t freie Kombinationen)

M i seher I'

! ach Bi ld5nl

t

1,

_t _ _ _ _..

---..-__.. Von n Chorsame l s ch ienen n ach Bild 3 b üer die Chrerstärkerstufen nach B il d t

b)

�.15v 2-5...: Occenh B3Y, BHeHee 3anOMHHaO;ee YCTPOHCTBO BHM, speMeHHaI HMYibCHl:MOl� BK, B03BpaT KapeTH BK, BbiOOpKa KPHCTia BK, BlpaBHHBao;Hß KOHYP BKY, KpeMHHeBlH ynpaBlleMlß seI BKY, B;eOKOHTPOihHOe ycTPoßcno BM, B3aHMH8I MOzyli�I BM, BhNHCI reILHl:MaiHHa BMOII, sepTHKihHhlH MeTI-OKC;-nonynpoBoHK BH, Bhlcmee HanpKeHHe BIIY, BH;eonpHeMHoe YCTPOHCTBO BP, Bhloop peKHMa BCr, sepTHKihlH cnn rameHI BT, BhiXO�oß TpaHcpopMaTop BY, BhWpMaMHTeibHoe ycTpoßcrno BIIX , BOihT-pap�aI xapaTepHCTKa Bx., BX., BXO;, BXO�OH B:, BhlqHcIHTelbhlH �eHTP Bq, BbiCOK8I qacTOTa BqB, BbiCOKoqacTOTbiH BlnpMMHTeib BqC,BhlcoKpqacToml: CBM3h BbiX., BbiX., BhlXO;, BbiXO�OH B3q, BTOpHIbiH 3TIOH qaCTOThl r

B, roIOBKa BOCUpOH3Be;eHI fBM, rHOp�aI BbNHCIHTelbHU MaHHa f3, rDIOBKa 3aHCH f3B, DIOBKa 3anHCH H BOCnpOH3Be;eI f3M, roIOBKa 3ByKOB8I MHHU f3C, rOIOBKa 3anHCH·CqßTbiBaI f3q, reHepaTop 3ByKOBOH qal fHH, reHepaTop YibCOB HanpKeI fHl, r830P83P�8I H;KaTOPHl: UaHelb fHC, mopHTHaI HHTepibH8I cxeMa fK, reHepaTOp KOMaH; fKq, reHepaTOp Kaqao;eßcM qacTOThi fMB, reHepaTOp MeTOK BpeMeHH fMB, reHepaTOp MCTPOBbiX BOIH ; , rHOKHH MamHThif ;HCK fOB, reHepaTOp oopaTHOH BOlhl fOH, reHepaTOp onopxoro HanpKeHI P, reHepaTOp pa3BePTKH fC, reHepaTOP CHnaia fC, roIOBKa CTHpaHI fCH, raCHTeib. CepJ HYibCOB fCC, reHepaTOP CTa;apTbX CnaIOB fCC M reHepaTOp CTa;apThlX CrHIOB C aMIHTy�OH MOyI�HeH fCC qM, reHepaTOp CTa;apTbX CnIOB C qaCTOTHOH MOyll�eß fCTC, reHepaTop CTYneHIamoro cHnna fY3K, reHepaTOp YlbTpa3BYKOBbiX KOieOaHH fll, reHepaTop >83 ii, reHepaTOp myMa ,

zeitabhängige automatische Verstärungsregelung, zeitabhängige AGC Strom-Spannungs-Kennlinie vertikale Blochlinie VHF, Höchstfrequenz (engl. vey high frequency) Hilsgenerator HF-Drossel extener Speicher TM, Puls-Zeit-Modulation R, Wagenücklauf CS, Chipauswahl (engl. chip select) Entzerer SCR, Siliziumstromrichter, Thyristor (engl. silicon controlled rectiier) Videosteuerplatz IM, Intermodulation Rechenmaschine, Rechner VMOS , Vertikal-MOS Höchstspannung Bildempfanger Modenauswahl BAS, Bildaustastsignal Ausgangstransfomator Gleichrichter Spannungs-Kapazitäts-Kennlinie E, Eingang, Eingangs­ Rechenzentrum HF, Hocfrequenz HF-Demodulator HF-Verbindung A, Ausgang, Ausgangs­ Sekundär-Frequenznomal

Tonwiedergabekopf, Lesekopf Hybridrechner Aufnahmekopf, Aufzeichnungskopf A-W-Kopf, Aufnahme-Wiedergabe-Kopf, Kombikopf Magnettonkopf, Magnetkopf Screib-Lesekopf NP-Generator, Tonfrequenzgenerator Impulsspannungsgenerator Gasentladungs-Anzeigeeinheit hybride integrierte Schaltung, Hybridschaltkreis Befehlsgenerator Wobbelgenerator Zeitmarkengenerator Metewellengenerator Floppy Disk, Diskette, Magnetfolienplatte RWO, Rückwärtswellenoszillator Bezugsspannungsgenerator (Zeilen-) Ablenkgenerator Signalgenerator Löschkopf IU, Impulsunterdrücker Standardsignalgenerator M Standardsignalgenerator -

FM -Standardsignalgenerator Treppengenerator Ultraschallgenerator Phasengenerator Rauscgenerator

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1 9 8 6 Musikelektronik und Effektschaltungen Kapitel 4

(Blatt 1)

-

Elektronische Trommeln und Perkussionsinstrumente

1.

Einleitung

Das stürmische Entwicklungstempo der Elektronik wirkt auch auf das Gebiet der Musikelektronik. In rascher Folge wurden ne­ ben den bemerkenswerten Neuerungen bei Geräten zur Signal­ behandlung und -verstärkung neuartige Klangerzeuger entwik­ kelt. Ende der 60er Jahre fand der monophone Synthesizer in das Instrumentarium der Rock-Pop- und Jazzgruppen seine Auf­ nahme. Ihm folgten Melotron, E-Piano, E-Strings und neuer­ dings der polyphone Synthesizer. Seit efnigen Jahren setzen vor allem Rockgruppen elektronische Schlagzeuge - sogenannte Electronic Drums - ein. Diese elektronischen Schlagzeuge sind keine Schlagzeugautoma­ ten mit internem Taktgeber und festen Rhythmusprogrammen, sondern werden von einem Schlagzeuger analog dem akusti­ schen Schlagzeug mit Trommelstöcken gespielt. Im Unterschied zum akustischen Schlagzeug wird j edoch von den Electronic­ Drums nur ein Impuls nach erfolgtem Schlag abgegeben. Dieser Impuls startet (triggert) die eigentliche Klangerzeugerschaltung. Es entsteht eine gedämpte Schwingung, die in der Frequenz, der Abklingdauer (Decay), bestimmten Geräuschanteilen und einer Frequenzmodulation dem angestrebten Percussionsklang ent­ spricht. Je mehr Parameter des Klanges frei gewählt werden kön­ nen, um so umfangreicher muß der elektronische Schaltungsauf­ wand sein. Im folgenden soll deshalb eine Schaltungspalette vom angestoßenen Parallelschwingkreis bis zum umfangreichen Syn­ thesizerprinzip vorgestellt werden. So wird wohl jeder interes­ sierte Amateur eine Anregung bzw. eine Schaltungskonzeption inden, die seinen inanziellen und technischen Möglichkeiten entspricht.

2.

Die akustischen Perkussionsinstrumente

Wohl die wenigsten Elektronikamateure werden gleichzeitig Schlagzeuger (Perkussionisten) sein, so daß eine kurze Darle­ gung der wichtigsten Begrife und des akustischen Verhaltens von Perkussionsinstrumenten ir das Verständnis des folgenden Stofes sehr hilfreich ist. Perkussionsinstrumente sind alle Instrumente, bei denen der Klang durch einen Schlag bzw. Stoß, also eine impulsartige me­ chanische Erregung, erzeugt wird. Der Klang dieser Instrumente hat demzufolge keine quasistationäre Phase, sonden geht sofort nach der Einschwingphase (Attack) in die Abklingphase (Decay) über. Nach dieser Deinition gehören alle Zupf- und Schlagin­ strumente wie Gitarre, Baß, Klavier, Cembalo, Vibraphon usw. zu den Perkussionsinstrumenten. Im engeren Sinne des Begriffes sind aber die Schlagzeuge und lateinamerikanischen Rhythmus­ instumente gemeint.

Bild 1

Modemes Schlagzeug aus der Drummerperspektive (Erläuterungen der einzelnen Instrumente im Textteil)

B latt

4-6

Bild 1 zeigt ein Schlagzeug in der üblichen Mindestausstattung: a) Große Trommel (eng!. Base-Drum) Die große Trommel wird mit einem harten Filzschlägel, der sich an einem Fußpedal (Fußmaschine) beindet, angeschlagen. Die Grundschwingung des erzeugten Klangs liegt je nach Abmes­ sung der Trommel und Fellspannung zwischen 40 und 100 Hz. Im allgemeinen wird die große Trommel stark gedämpt (z. B. Resonanzfell entfent und Schlagfell mit textilem Material ge­ dämpft), um einen kurzen, trockenen Klang zu erhalten. b) Kleine Trommel (eng!. Snare-Drum) Sie wird oft als das »Herz« des Schlagzeugs bezeichnet - ein Hinweis auf die zentrale Stellung der kleinen Trommel im Drum-Set. Am unteren Resonanzfell liegt im Unterschied zu al­ len anderen Trommeln ein Federsatz (Snares) leicht an, von dem der typische Geräuschanteil der kleinen Trommel herrührt. Der Grundton der kleinen Trommel liegt je nach persönlichem Ge­ schmack im Bereich von 100 bis 200 Hz. Auch diese Trommel wird meistens stark gedämpft, um einen kurzen, intensiven Klang zu erhalten. c) und d) Hänge-Tom Tom Die Tom Toms sind Trommeln mit relativ tiefem Kessel. Sie weisen keine Snares am Resonanzfell auf. Um möglichst einfa­ che, grundtönige Schwingungen zu erhalten, wird oft das Reso­ nanzfell völlig entfent und das Schlagfell stark gedämpft. Die Tom Toms werden im allgemeinen auf bestimmte Intervalle un­ tereinander gestimmt, z. B. große Terz, Quart- oder Quint-Stim­ mung. Der Frequenzbereich der Gundschwingungen erstreckt sich von etwa 100 bis 300 Hz. e) Stand-Tom Tom Es gilt sinngemäß das vorher Gesagte. Das (oder die) Stand-Tom Tom hat lediglich größere Abmessungen als die Hänge-Tom Toms. Sein Grundton liegt etwas höher als der Grundton der gro, ßen Trommel. ) Ride-Becken Das Ride-Becken wird mit der Stockkuppe auf dem äußeren Teil der konvexen Oberläche angeschlagen und erzeugt ein nach · mehreren Sekunden verklingendes Geräusch mit deutlichen For­ mantgebieten (Frequenzgebiete im Bereich 3 bis 6 kHz, die deutlich aus dem Geräuschspektrum herausgehoben sind). Zum Schlagzeug gehören weitere Becken, die nicht in Bild 1 dar­ gestellt sind, z . B . Crash-Becken; ein Becken, das am Rand ange­ schlagen wird und ein krätiges, aber schneller verklingendes Ge­ räusch erzeugt (eng!. Crash entspricht Krach). g) Beckenmaschine (eng!. High-Hat) Durch eine Zugstange, die im Ständerrohr der High-Hat läut und mit einem Pedal gekoppelt ist, können zwei kleine, harte Becken aufeinandergeschlagen werden. Es entsteht ein kurzes durchdringendes Geräusch mit vielen hohen Frequenzantei­ len. Bild 2 zeigt Oszillogramme der komplexen Schwingungsvor­ gänge verschiedener Schlaginstumente. Aus diesen Oszillo­ grammen können die jeweils gegebenen Abklingzeiten der In­ strumente abgelesen werden. Weitere Schlaginstrumente sind: Bongos - kleine Trommeln, die nur ein Schlagfell aufweisen und oft mit den lachen Händen gespielt werden. Sie haben einen kurzen trockenen Klang. - eine unten. ofene lange bauchige Trommel mit Conga (Tumba) einem sehr dicken und sehr straf gespannten S chlagfelL Sie wird mit der lachen Hand angeschla­ gen, wodurch neben der Fellschwingung die im In­ neren beindliche Luftsäule zu einer gedämpten Schwingung angeregt wird. Claves - 2 runde Hartholzstäbe (meist aus Palisanderholz), die gegeneinander geschlagen werden. Sie erzeugen einen hohen und kurzen, energischen Klang im Fre­ quenzbereich von 1 bis 2 kHz. Cow Bell - metallische Kuhglocke, die entweder einzeln, zu zweit oder im gestimmten Satz zum Perkussionszu-, behör des Schlagzeugs gehören kann.

Bild 2

Oszillogramme des Intensitätsverlaufs einiger ausge­ wählter Schlaginstumente: a - Große Trommel (t : 100 ms/cm, Abklingdauer etwa 1 1 0 ms); b - Kleine Trommel ungedämpt (t : 5Ö ms/ cm, Abklingdauer etwa 120 ms); c - Hänge-Tom Tom (t : 50 ms/cm, Abklingdauer etwa 300 ms) ; d - Ride­ Becken (t : 1 00 ms/cm, Abklingdauer etwa 1 s) ; e Stand-Tom Tom ungedämpft (t : 100 ms/cm, Abkling­ dauer etwa 0,6 s) f - Stand-Tom Tom gedämpt (t: 100 ms/cm, Abklingdauer etwa 150 ms)

Diese kurze Auswahl an Perkussionsinstrumenten soll genügen. Die Vielzahl an existierenden Perkussionsinstrumenten ist ot­ mals den vorgestellten Instrumenten ähnlich bzw. mit ihnen ver" wandt.

3.

Elektronische Nachbildung von perkussiven Klängen

Die elektronische Erzeugung. von perkussiven Klängen kann auf drei unterschiedlichen Wirkprinzipien basieren: 1. Erregung eines LC-Schwingkreises durch einen schmalen Impuls. Der Schwingkreis ührt eine gedämpte Schwingung aus, die dem Abklingverhalten von Naturinstrumenten in einem hohen Maß vergleichbar ist. 2. Triggerung eines Sinus-Kurztongenerators, der allgemein als RC-Phasenschiebergenerator aufgebaut ist und durch einen Impuls zu einer kurzen Oszillationsphase angeregt wird. 3. Dauertongenerator mit anschließender Modulationsstufe und wahlfreier Einstellmöglichkeit der Attack- und Decay-Dauer. Das letztgenannte Prinzip gestattet viele Möglichkeiten, den Perkussionsklang zu beeinlussen, z. B. Frequenzmodulation des Oszillators mit dem Attack-Decay-Steuersignal, so daß es gerechtfertigt erscheint, VOl - Synthesizerprinzip zu spre­ chen. Die Bilder 3a bis 3c sollen die drei grundsätzlichen Verfahren nochmals verdeutlichen. Es versteht sich von selbst, daß man die erzeugten Wechselspan­ nungen einem Verstärker mit angeschlossenem Schallwandler zuührt, um sie schließlich als Klang, d . h. als akustisches Phäno­ men, wahnehmen zu können. Die Box dieser ELA-Anlage sollte

al

n�� J

b)

c)

Bild 3

Übersichtsschaltplan ür drei Möglichkeiten der Erzeu­ gung von gedämpften Schwingungen: a - Erregung eines Schwingkreises durch einen Impuls; b - Kurzton-Sinusoszillator; c - Ton-Burst-Generator­ schaltung mit spannungsgesteuertem Oszillator

4

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6

Kapitel

(Blatt 2)

-

Musikelektronik und Effektschaltungen

Elektronische Trommeln und Perkussionsinstrumente

mit einem krätigen Tietonlautsprecher bestückt sein, der die tiefrequenten Klänge des elektronischen Base-Drum bei ausrei­ chendem Schalldruckpegel abstrahlt. Allen 3 gezeigten Blockschaltbilden ist die Trigger-Impulser­ zeugung gemeinsam. Der Triggerimpuls kann auf die unter­ schiedlichste Weise gewonnen werden. Im Anschluß an die Dar­ legungen zu den Klangerzeugen werden die entsprechenden Möglichkeiten erläutert. Es sei voweggenommen, daß der Trig­ gerimpuls z. B. durch die Sensorlächen der elektronischen Trommeln, durch eine Triggerschaltung an elektronischen Key­ boards oder durch einen automatisch arbeitenden Taktgenerator erzeugt wird.

3.1.

B latt

4-7

Klangerzeugung durch Parallelschingkreis

Die Realisierung mit LC-Parallelschwingkreisen ist schaltungs­ technisch wenig aufwendig und somit dem noch nicht versierten Amateur zu empfehlen. Das Abklingverh:lten angestoßener Schwingkreise folgt exakt einer e-Funktion und entspricht damit sehr gut dem Abklingverhalten akustischer Instrumente. Die akustischen Instrumente· werden allerdings nicht nur auf ihrer Gundfrequenz fo erregt, sonden auch auf den ganzzahligen Vielfachen dieser Grundfrequenz, also 2[0, 3[0 usw. Bei Trom­ meln werden besonders die Oktave 2fo und die Quinte in der 2. Oktave, also 3[0, mit erregt, so daß es zu komplizierten Ampli­ tuden- und Phasenänderungen während des Abklingvorganges kommt. Dieser als Ausgleichsvorgang bezeichnete Prozeß ist re­ lativ gut in den Oszillogrammen (Bild 2) zu erkennen. Demge­ genüber klingt ein LC-Parallelschwingkreis nur auf seiner Grundfrequenz aus, ist also sehr oberwellenarm. Das ist jedoch kein Nachteil, denn bei den akustischen Schlagzeugen versucht man, durch Einsatz verschiedener Dämpfer aus Filz, Zellstof oder Schaumstof und mit Doppelschichttrommelfellen die Obertöne weitgehend zu dämpfen. Wer jedoch den Originalklang nachbilden möchte, muß entsprechend mehr Schwingkreise zur Klangbildung anstoßen und die Einzelspannungen rückwir­ kungsfrei summieren. Ein entsprechender Schaltungsvorschlag ist im Bild 6 dargestellt. Bild 4 zeigt die praktische Schaltung ür einen Schwingkreisge­ nerator mit Impulserregung. Der Stoßimpuls an E (vgl. B ild 5) sollte eine Breite von etwa 1 ms haben. Mit R4 kann die Abkling-

A

Bild 5

Oszillogramm der gedämpten Schwingung eines Paral­ lelschwingkreises nach impulsartiger Erregung: a - Schwingung ohne zusätzliche Bedämpfung des Schwingkreises; b - Schwingung mit zusätzlicher Be­ dämpfung des Schwingkreises

dauer in bestimmten Grenzen variiert werden. Diesel Wider­ stand darf nicht zu 0 n werden, da dann der Parallelkreis kurzge­ schlossen ist und keine gedämpte Schwingung ausührt. Der am Ausgang A angeschlossene Vorverstärker muß einen hochohmigen Eingang aufweisen. Als Richtwert wird mindestens 300 kl angegeben. Eingangswiderstände dieser Größenordnung lassen sich durch Emitterfolgerstufen mit hochverstärkenden Si­ Transistoren, Bootstrapstufen, PET-Stufen oder Operationsver­ stärker in Elektrometerschaltung realisieren.

L1 RZ 100k Bild 4

Tabelle

Dimensionierte Schaltung eines Parallelschwingkreises mit Impulseinkopplung. Die Werte ür Cl, C2 und C3 sind Tabelle 1 zu entnehmen

1

A

Dimensionierung ds Schwingkreses ür die nachzubildenden Instru­ mente

R4

Ll

C l!C2

Große Trommel

lO H

33 nF

lOO k

0,47 JF

Stand-Tom Tom

lO H

33 nF

250 k

0,22 JF

Hänge-Tom Tom groß

lO H

10 nF

250 k

0,1

JF

140 Hz

Hänge-Tom Tom klein

lO H

10 nF

250 k

68

JF

1 8 0 Hz 2 5 0 Hz

C3

fo

70 Hz 100 Hz

Bongo groß

SH

1 0 nF

250 k

68

nF

Bongo klein

SH

1 0 nF

250 k

47

nF

300 Hz

Claves

2H

2,2 nF

250 k

10

nF

1 000 Hz

Bild 6

Schaltungstechnische Realisierung ür eine Tom-TomKlangnachbildung mit 1. und 2. Harmonischer. (Die Kreis-Kapazitäten des zweiten und dritten Kreises werden nach Gehö. auf doppelte und dreifache Frequenz des ersten Kreises abgestimmt)

Die in Tabelle 1 angegebenen Frequenzen fo sind als Orientie­ ungswerte zu verstehen, den als frequenzbestimmende Kon­ densatoren urden Werte aus der E6-Reihe angegeben, so daß mit Frequenzabweichungen gerechnet werden muß. Eine weitere Frequenztoleranz ist durch die Schalenkene mit hohem AL­ Wert bedingt, so daß ein Feinabgleich erforderlich wird, wenn die angegebenen Frequenzen genau ereicht werden sollen, was im allgemeinen nicht eforderlich ist. Da erfahrungsgemäß Scha­ lenkenspulen bestimmter Abmessungen und elektrischer Werte beim Amateur nicht vorrätig sind, werden einige Windungszah­ len ür verschiedene A L-Werte in Tabelle 2 angegeben. Zur Orientieung über die mögliche Wndungszahl in Abhängig­ keit vom Drahtdurchmesser und den Schalenkenspulen der op­ timalen Reihe soll Tabelle 3 dienen. Tabelle 2

Efoerliche Windunszahl zum Eeichen von lnduktivitäwerten in Abhängigkeit vom Ac Wert er Manfer-chaenkeme

Ac-Wert

1 000

1 600

2 200

3 200

4 200

5 400

7 000

lO H 5H 2H

3 160 2 240 1 410

2 500 1 170 1 120

2 1 30 1 5 10 950

1 770 1 250 790

1 550 1 100 690

1 360 960 610

1 200 850 540

Tabelle 3

Maximale indungszahl af Spulenköper von Schaenkenen er optimaen Reihe in Abhängigeit vom · Drahduchmsser

Schlenkemtp

14 X 8

Drahtdurchmesser 0,05 m 0,1 m 0,2 m

1 700 500 150

.

18 X 1 1

22 X 1 3

26 X 16

30 X 1 9

3 6 X 22

3 500 1 000 300

6 000 1 700 500

2 500 750

3 500 1 000

4 500 1 100

Bild 8

Stromlaufplan eines Kurztongenerators nach dem RC­ Phasenschieberprinzip

einer Frequenz, die durch die Dimensionieung des RC-Phasen­ schiebenetzwerks festgelegt ist. Eine Besonderheit der Schal­ tung besteht darin, daß der Transistor V1 keine feste Basisver­ spannung erhält. Die Basis liegt über der Reihenschaltung von R6, R7 und R8 an Masse. Damit arbeitet V1 nicht, die Schaltung erzeugt keine Wechselspannung. Wird nun eine positive Gleich­ spannung an den Eingang E2 gelegt, lädt sich CS durch einen La­ destrom, der über R7 und R8 ließt, auf diese Gleichspannung auf. An der Reihenschaltung von R7 und R8 fallt entsprechend dem nach einer e-Funktion abklingenden Ladestrom eine Span­ nung ab. Über R6 kann jetzt ein Basisstrom ließen, die Schal­ tung beginnt zu oszillieren. Da aber die Spannung über R7 und R8 mit der durch R8 veränderbaren Zeitkonstante gegen 0 geht, folgt die Oszillatoramplitude diesem Verlauf. Der am Ein­ gang E2 anliegende positive Impuls muß also mindestens eine Impulslänge entsprechend der Zeitkonstante T = es (R7 + R8) haben. Wenn der steuende Impuls kürzer ist als die eingestellte Zeit­ konstante, bricht die Schwingung mit der Rücklanke des Steuer­ impulses spontan ab, wodurch der Klang in unvertretbarer Weise beeinlußt wird. Die Zeitkonstante ist bei der angegebenen Di­ mensionierung in den Grenzen 0,02 bis 0,3 einstellbar. Eine schnelle Entladung von es in den Impulspausen bewirkt die Diode V2. Am Eingang E2 kann z . B . der Triggerimpuls einer elektronischen Sensorläche (elektronische . Trommel) ange­ schlossen sein, während E1 mit dem entsprechenden Ausgang eines elektronischen Taktgebers (hythm-Controller) verbunden ist. Dadurch ist es möglich, den Klangerzeuger von zwei ver­ schiedenen Quellen anzusteuen. Beide Eingänge sind durch die Dioden VJ und V4 entkoppelt. Bild 9 zeigt eine praktische Möglichkeit dieser Ansteuerung. Der Klangerzeuger nach Bild 8 wird zum einen von einem Takt­ geber angesteuert und erzeugt eine exakte rhythmische Folge von Kurzklängen (Discosound!). Zum anderen ist an den glei­ chen Klangerzeuger eine elektronische Trommel angeschlossen, so daß der Trommler die Möglichkeit hat, manuell rhythmische Einürfe wie Vorschläge, Triolen, Achtel-Sechzehntel-Figuren Und dergleichen mehr in das rhythmische Grundmuster einzu­ bauen. Bild 10 zeigt eine Schaltung, die aus Bild 8 weiterentwickelt wurde. Diese Schalung stellt keine besonderen Ansprüche an die Impulsbreite des Steuerimpulses. Die Impulsbreite sollte sich jedoch im Bereich von 1 bis 20 ms bewegen. Bei breiteren ·

3.2.

Klangerzeugung drch Kurztongeneratoren

Als Kurztongeneratoren werden Sinusoszillatoren bezeichnet, bei denen die Oszillationsbedingung k v = 1 nur durch einen Impuls kurzzeitig gewährleistet ist. Diese Oszillatoren benötigen eine kurze Einschwingphase und hören entweder abrupt oder weich auf zu schwingen, je nach 'der Steuergröße, die den Aus­ duck k v steuert (üblich ist es, die Verstärkung v zu steuen). Bild 7 zeigt als Übersichtsschaltbild den Aubau und die prinzi­ pielle Wirkungsweise des Kurztongenerators. Kurztongeneratoren lassen sich nach wie vor ökonomisch mit diskreten Bauelementen aubauen, da der Einsatz integrierter OPV keine entscheidenden Vorteile bringt. Bild 8 zeigt die Schaltung eines RC-Phasenschieber-Kurztonge­ nerators, die sinnvoll ür automatische Dums bzw. als manuell gesteuertes Dum vewendet werden kann. Vom Kollektor des Transistos V1 ist ein dreifach gestafelter Re-Hochpaß als Phasenschiebenetzwerk zur Basis zurückge­ koppelt Zu der Phasendrehung von 180•, die durch die Emitter­ basisstufe V1 bedingt ist, addiert sich ür eine ganz bestimmte Frequenz fo eine weitere, durch das Phasenschiebenetzwerk ver­ ursachte Phasendrehung von 1 80•, so daß ein gleichphasiges Si­ gnal an die Basis gelangt. Die Signaldämpfung des RC-Netz­ werks muß durch entsprechende Verstärkung von V1 wieder ausgeglichen werden. Damit sind die Oszillationsbedingungen fir die Schaltung efillt, und sie arbeitet als Sinusgenerator auf ·

·

-J ELA

Bild 7

Übersichtsschaltbild eines Kurzton-Sinusoszillators: a - RC-Phasenschiebenetzwerk; b - spannungsge­ steuerter Verstärker; c - Verstärker mit Phasenumkehr

Bild 9

Schema ür die Steuerung eines Kurztongenerators von zwei Impulsquellen

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986

Kapitel

4

-

(Blatt 3)

R1Z,Z k P1

1��r

]0

IRS 1l0

k

L

C4

RB 33

Ub 1ZV

0�

I0,1 p

vz

r fJo k ! �� I .�p

R9

�

V3 .., _-1

m �z V1, V2 : SC 2 3 6 d V3 V4 • SAY 32

L

.Bild 10 Modiizierte Schaltung zu Bild 8 ür die Ansteuerung mit schmalen Impulsen T = 2 ... 20 ms) Ansteuerimpulsen kommt es zu einer Plateaubildung der erzeug­ ten Sinusschwingung entsprechend der lmpulsbreite, bevor die Schwingung nach einer e-Funktion verklingt. Dadurch wird d er natürliche Klangeinduck in unerwünschter Weise verändert. Die Wirkungsweise der Schaltung entspricht den zu Bild 8 gege­ benen Erläuteungen. Die Widerstände der Re-Phasenschieber­ kette sind einstellbar ausgeührt, wodurch eine Frequenzvaria­ tion von etwa 1 Oktave erzielt wird. Dadurch ist eine Stimmung des gesamten elektronischen Dum-Set in weiten Grenzen mög­ lich. Die e-Funktion der Steuerspannung wird bei dieser Schal­ tung im Gegensatz zur Schaltung in Bild 8, bei der dazu ein Diferenzierglied vewendet urde, mit einem Integrieglied aus R 8 und es realisiert. Ein positiver Impuls m Steuereingang (El und E2) öfnet den Transistor V2, so daß ein Ladestrom über R8 und die �eöfnete Kollektor-Emitter-Strecke von V2 in den Kondensator es ließen kann. es lädt sich innerhalb von etwa 1 ms auf eine Spannung Uc = Ub - U8E = Ub - 0,7 V auf. Die Entladung von es geschieht über die Reihenschaltung von P2 und R5. Die Zeit dieser Entla­ dung ist in den Grenzen von 50 ms bis 0,5 s durch n einstellbar. Die erzeugte Sinusschwingung ist leicht frequenzmoduliert, wo­ durch der Klang belebt wird und dem Klang natürlicher Schlag­ instumente in guter Näherung entspricht. Das leichte Absinken der Frequenz am Ende der Oszillationsphase ergibt sich aus dem Ansteigen des Eingangswiderstands des Transistors V1 bei klei­ ner werdendem Basisstrom. In Tabelle 4 sind die Kapazitätswerte von l bis .0 ür die ver­ schiedenen Frequenzbereiche angegeben. Eine genaue Fre­ quenzeinstellung erfolgt mit Pl . Tabelle 4

Dimensionierung der Kondensatoen kelte nach Bild

Große Trommel

8

und Bild I 0

- kleines Hänge-Tom Tom

Hänge- Tom Tom - Bongo

Cl/C2/C3

der Phasenschieber­

0,047 'F 0,022 'F

Bongo

- Holzblock

0,01

1F

Holzblock

- Claves

4,7

nF

3.3.

4- 8

Musikelekronik und Effektschaltungen

Elektronische Tromeln un R7 10k

B latt

Erzeugug von Rausch-Bursts

Einige Schlaginstrumente erzeugen außer den periodischen Schwingungen noch ein intensives Geräusch (z. B. kleine Trom­ mel und Becken), andere erzeugen nur Kurzgeräusche (soge­ nannte Rausch-Bursts; z. B. Rumbakugeln, auch als Maracas be­ zeichnet, und das Trommeln mit Besen auf der kleinen Trommel). Die elektronische Nachbildung derartiger Kurzgeräusche wird durch eine Rauschgeneratorschaltung mit anschließender m · plitudenmodulation realisiert.

Perkussionsinsmente

RauschGenerator

Trigg!r

•

L

Modulator

I --

Ua

�

S- Geeratr

Bild 1 1 Übersichtsschaltbild (Noise-Burst)

eines

Rausch-Burst-Generators

Das Übersichtsschaltbild (Bild 1 1) soll wieder den allgemeinen Fall verdeutlichen. Bild 12 zeigt eine schaltungstechnische Realisierungsmöglich· keit ür einen Noise-Burst-Generator. Der Einsatz der integrier­ ten Schaltung A 2 74 D als Modulator erscheint bei dieser Schal­ tung besonders sinnvoll, da der Bauelementeaufwand niedrig ist und die Schaltung gegenüber anderen Modulatoren (Multiplizie­ rer) einige Vorzüge auweist. Die in Sperrichtung betriebene Emitter-Basis-Strecke des Transi­ stors Vl erzeugt ein homogenes Rauschen ohne Funke!- und Schrot-�fekte. Diese Rauschspannung wird mit der nacolgen· den Transistorstufe verstärkt. m Kollektor dieses Transistors kann eine Rauschspannung U" von etwa 2 V bei kurzgeschlosse­ nem Steiler R4 abgegrifen werden. R4 wird jedoch so eingestellt, daß m Kollektor eine Spannung von etwa 0,5 V steht, da sonst die nachfolgenden Modulatorstufen übersteuert würden. Über den Koppelkondensator l und den Widerstand R5 gelangt das weiße Rauschen an den Eingang des oberen Verstärkungska­ nals von N l . Jeder steuerbare Verstärkungskanal besteht aus zwei in Reihe geschalteten spannungsgesteueten Operationsver­ stärken. Eine positive Steuerspannung von 0 bis 10 V an 4 steuert den oberen Trakt von - 70 dB bis + 20 dB. Die gleiche Steuersteilheit gilt natürlich auch ür den unteren Verstärkungs­ kanal, ür den die Steuerspannung an 12 geschaltet wird. Der große Regelbereich von 90 dB, geringer lirfaktor, guter Fre­ quenzgang und die gute Unterdrückung der Steuerspannung am Ausgang sowie die Tatsache, daß zwei unabhängige Modulatoren in einem Je vereinigt sind, lassen den A 2 74 D nahezu ideal ir diesen Zweck erscheinen. Die Steuerspannung ir beide Modu­ latoren wird auf die bereits beschriebene t gewonnen, d. h., auch diese Schaltung erfordert positive Impulse von + 10 bis + 15 V mit einer Breite zwischen 1 und 20 ms. Da die Steuer­ spannung ir N 1 12 V nicht übersteigen darf, sind Z-Dioden (V5 und V6) zwischen Masse und Basis der Stromquellen-Transisto­ ren V3 und V4 geschaltet, die in Verbindung mit den Basisvorwi­ derständen (R1 5 bzw. R16) ür eine Begrenzung der Eingangsim­ pulse auf die Z-Spannung von Uz = 10 V sorgen. Bild 13 zeigt eine weitere Schaltungsmöglichkeit ir einen Rausch-Burst-Generator. Der Modulator dieser Schaltung wird durch die drei Transistoren der integrierten Schaltung N2 in Form eines sogenannten Ein­ quadranten-Multiplizierers gebildet (Einquadranten-Multiplizie­ rer deshalb, weil nur positive Signale multiplikativ verknüpft werden können) [1], [2]. Das weiße Rauschen gelangt vom bereits beschriebenen Rausch­ generator V3 und V4 über den Koppelkondensator 0 an die po­ sitiv vorgespannte Basis des linken Transistors von N2 (An­ schluß 5 ). Die zweite Basis des Diferenzverstärkers liegt wechselstrommäßig über 4 an Masse. Im gemeinsamen Emit­ terzweig des Diferenzverstärkers beindet sich eine Stromquelle, die durch den Basisstrom, der in Anschluß 3 eingespeist wird, steuerbar ist. Diesen Steuerstrom liefert der 1. Operationsverstär­ ker des Doppel-OPV 8 2 761 D, der als Summierverstärker ge­ schaltet ist. Mit den Transistoren V1 und V2 ist die bereits be­ kannte Auf-Entladeschaltung ür das Hüllkuvensignal realisiert.

22k Brush

V1 V.: SC 236 d o. ö. VS, V6 : •••

SM

SZX 2119,5 .ö.

Bild 12 Stromlaufplan eines Rausch-Burst-Generators unter Vewendung des integrieten Lautstärkestellers A 2 74 D

R22 2k

L

2 Ok

--o- Ub 15V

N1 : B 2761 0 N2: B 3.1 c ( d ) V 1 : S C 30 7 c V2 ... V4 : S C 236 d

Bild 13 Rausch-Burst-Generator mit Doppel-OPV B 2 761 D und integriertem Transistor-Array B 341 c (d)

Da der Summieverstärker das Signal invertiert, wird eine nega­ tive Steuerspannung erzeugt. Um die Schalung universell iir einen positiven Triggerimpuls auszulegen, ist der Transistor V2 zur Phasenumkehr und Pegelanpassung dem Transistor V1 vor­ geschaltet. Am 2. Eingang des Steuersignalsummierers kann die abklingende Schwingung des Kurztongenerators »kleine Trom­ mel«, der vom gleichen Triggerimpuls ausgelöst wird, angeschal­ tet werden. Bei richtigem Spannungsverhältnis der beiden Steuersignale und entsprechend gewählter Abklingdauer, die mit P2 eingestellt wird, erhält man eine gute Klangnachbildung der kleinen Trommel. Der iir die Becken- oder High-Hat- Klangnachbildung erforderli­ che Schwingkreis wird entsprechend der gestrichelten Verbin­ dungslinie an Anschluß 5 der integrierten Schaltung N2 ange­ schlossen. Das amplitudenmodulierte Signal wird von Anschluß 7 der inte­ grierten Schaltung N2 abgegrifen und an den nichtinvertierten Eingang (5) des 2. OPV der integrierten Schaltung N1 ange­ schlossen. Dieser OPV ist durch die Widerstände R23 und R24 auf eine Verstärung von v. = 3 eingestellt. Mit R4 wird die Rauschspannung an 5 von N2 etwa auf maximal 50 mV einge­ stellt. . Die maximale Verstärkung des Diferenzverstärkers ist etwa 30fach, so daß ein Signal von Uu = 1,5 V an den Eingang des 2. OPV gelangt. Am Ausgang ist ein Signal mit einer Signal- , höhe von 4,5 V abgreibar. An Stelle des Doppel-OPV B 2 761 D können selbstverständlich auch zwei A 109 D eingesetzt werden. Auf die andere Anschlußbeleguns und die zusätzlichen Bauele­ mente zur extenen Frequenzkompensation sei an dieser Stelle hingewiesen. Es entfallen die Lastwiderstände R14 und R22 . ·

3.4.

Ton-Burst-Erzeugung

Die schaltungstechnisch aufwendigste Realisierungsvariante ir die elektronische Nachbildung perkussiver Klänge ist die Ton­ Burst-Erzeugung mit VCO, Hüllkuvenformer und AD-Hüllkur­ vengenerator (AD-Attack-Decay). Alle aufgezählten Module sind Baugruppen eines Synthesizers, so daß es gerechtfertigt ist, vom Synthesizerprinzip zu sprechen. Es spricht im übrigen nichts gegen die Einbeziehung eines spannungsgesteuerten Fil­ ters in d.en Klangfomungstrakt Der Auwand erhöht sich zwar um einige Bauelemente - multipliziert mit der Anzahl der nach­ gebildeten elektronischen Instumente - jedoch ist die weitere Möglichkeit, den Gang auf ganz spezielle Weise zu beeinlus­ sen, von großem Reiz. Besonders die experimentierfreudigen Musiker bzw. Musikelektronik.Amateure werden langfor­ mungsmöglichkeiten, die bei den Naturinstumenten nicht gege­ ben sind, interessieren. Zum besseren Verständnis des Synthesi­ zerprinzips zeigt Bild 14 ein Übersichtsschaltbild dieser Anordnung. Der VCO schwingt ständig auf einer Frequenz, die von der Steuergröße U51 abhängt. Mit dem entsprechenden Potentiome­ ter wird eine Frequenz eingestellt, die der Grundwelle des nach­ zubildenden Instuments oder anderen Fordeungen entspricht. Die dreieckfömige Ausgangsspannung ist auf einen Eingang des Audiosummierers geschaltet. Am zweiten Eingang kann wahl­ weise Rauschen eingespeist werden. Die Rauschspannung wird zentral von einem Rauschgenerator erzeugt. Auf die weiteren Eingänge des Audiosummierers können die erste und zweite Hamonische geschaltet werden, um durch additive Klangfor­ mung den Naturklang weitestgehend zu ereichen. Das Aus-

SCHALTUNGSSAMMLUNG Vie rte Liefe rung · 1 986 ·

Kapitel 4 - Musikelekronik und Efektschaltungen

Elektronische Tromeln und Perkussionsinstmente (Blatt 4)

Bild 14 Blockschaltbild eines Ton-Burst-Generators nach dem Synthesizerprinzip: a - Steuersummierer ür die Bildung eines Steuersi­ gnals für die Tonhöhe des VCO; b - spannungsge­ steuerter Oszillator VCO und Audiosumierer; c spannungsgesteuertes Filter VCF (Voltage Controlled ilter); d - Hüllkuvenformer VCA (voltage controlled ampliier); e - Attack-Decay-Hüvengeneratoren; f - Analoginverter

gangssignal des Audiosummierers gelangt an das spannungsge­ steuerte Filter-VCF bzw. sofort an den Hüllku.venmodulator VCA. Ein Triggerimpuls am Eingang E löst bei den beiden AD-Hüll­ kuvengeneratoren die Erzeugung einer entsprechenden Funk­ tion aus. Sie bewirkt zum einen die entsprechende Steueung der Filtemittenfrequenz und prägt zum anderen dem kontinuierli­ chen Wechselspannungssignal den erforderlichen percussiven Intensitätsverlauf auf. Das AD-Steuersignal kann in der origna-

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4-9

len bzw. invetierten Fom benutzt werden, um zusätzlich den VCO in seiner Frequenz zu steuen. Mit der vorliegenden Schaltungskonzeption lassen sich sowohl herkömmliche Schlaginstumente gut nachbilden als auch ganz ungewöhnliche, in der elektronischen Musik vielfach vewendete Perkussionsklänge erzeugen. Bild 15 zeigt die Schaltung eines Ton-Burst-Generators nach dem Synthesizeprinzip. Auf das spannungsgesteuerte Filter sowie den Audiosummierer wurde in der Schaltung nach Bild 15 aus Übersichtlichkeitsgrün­ den verzichtet. Der vesiete Elektronikamateur kann diese bei­ den Funktionsguppen ohne große Mühen in den Signalweg schalten. Beide Funktionsguppen sind in Bild 16 dagestellt. Sie werden vor den Engang E2 des Modulators N4 geschaltet. Es ist darauf zu achten, daß der Eingang E2 des Modulators N4 mit einem Signalpegel von maximal 100 mV angesteuert wird, da sonst der Klirfaktor des Ausgangssignals stark ansteigt. Der NP­ Generator, der nach dem VCO-Prinzip arbeitet, ist mit dem Dop­ pel-OPV N2 B 2 761 D) aufgebaut. Die Wirkungsweise des VCO kann in [3], [4], [5] nachgelesen werden. Die negative Steuerspannung des VCO erscheint am Ausgang des als Steuersignalsummierer geschalteten OPV N1a. Am Ein­ gang des Summierers werden . zwei Steuersignale zusammenge­ faßt. Zum eine. wird eine Steuergröße, die mit 1 veränderbar ist, über den Widerstand R2 an den Summenpunkt des OPV N1a geschaltet. Zum anderen gelangt das Hüluvensignal in origi­ naler Fom und um 180° phasengedreht (mit S 1 umschaltbar) an den gleichen Summationspunkt Mit 1 wird die Tonhöhe des VCO eingestellt, mit l die Frequenzmodulationstiefe des VCO. Durch die Frequenzmodulation des VCO in Abhängigkeit von den eingestellten Parameten des Hüllkuvengenerators (Attack­ Zeit und Decay-Zeit) lassen sich ungewöhnliche Perkussions­ klänge erzeugen. Das symmerische Dreiecksignal des VCO wird vom Ausgang des OPV N2a abgegrifen, über den Pegelsteller R20 und den Vowiderstand R2 1 sowie die antiparallel geschalte­ ten Dioden V3 und V4 grob einer Sinuskuve angenähert und

N1 ... N 3 • 8 2 761 0 N 4: A Z 7 4 0 V Z . . . V 7, V1 0 : SAY 3Z

Bild 1 5 Stromlaufplan eines Ton-Burst-Generators nach dem Synthesizeprinzip

A - A udi­ ----;:;;;- ------ m i x tur ----�-���--�-���L��-��-�o + Ub

15V

R4 33k

+ Ust

R12 1k

R14 1k

V1 ...V12 ' z. . AY 30 1 32, 40, 42)

Bedingung: a l le gleicr Typ

Bild 16 Audiosummierer mit drei Eingängen und modiiziertes Moog-VCF. Mit P1 wird die Cutof-Frequenzverschie­ bung des Filters und mit P2 die Güte des Filters (Tief­ paß-Bandpaß-Verhalten) eingestellt

nach nochmaliger Pegelabsenkung mit R18 an den Eingang 1 0 des Modulators N 4 geschaltet. Der Eingangspegel darf 100 mV nicht überschreiten, da der Modulator einerseits eine maximale Verstärkung von 10 hat, andererseits aber keine Ausgangssignale von mehr als 1 V mit vertretbarem Klirrfaktor zuläßt. Da die in­ tegrierte Schaltung N4 zwei gleichartige Modulatoren enthält, kann der zweite Kanal entweder iir einen weiteren NP-Genera­ tor mit zugehörigem Hüllkuvenfomer benutzt werden, oder er wird als Modulator iir weißes Rauschen vewendet (�eine Trommel, Becken, High-Hat bzw. bei sehr kurzen Rausch­ Bursts - Gewinnung eines Anschlaggeräusches). Mit dem Doppel-OPV N3 ist der Hüllvenformer aufgebaut. N3a wirkt dabei als Monolop, dessen Rücksetzung vom La­ dungszustand des zeitbestimmenden Kondensators 12 abhängt. Je nach Einstellung von 3 (Attack) wird die Schaltwelle schnell oder langsam erreicht. Nach dem Rückkippen des Monolop ent­ lädt sich 12 über P4 (Decay). Dadurch kann die einer e-Funk­ tion folgende Entladungsdauer mit P4 eingestellt werden. Der hochohmige Elektrometeverstärker N3b wirkt als Pufeverstär­ ker und gibt ein belastungsfahiges Hüllkuvensignal ab. Weitere Erläuterungen zum Wirkungsprinzip dieser Schaltung inden sich in [2).

4.

Erzeugng des Triggerimpulses

Die unter 3 . 1 . bis 3.4. beschriebenen Generatoren müssen einen Triggerimpuls erhalten, damit sie eine einmalige gedämpte Schwingung abgeben. Die Triggerimpulse können auf die unter­ schiedlichste Weise gewonnen werden, jedoch interessieren nur zwei Möglichkeiten: a) Erzeugung der Impulse durch manuelles Trommeln auf einer Sensorläche (Electronic Drum), b) Gewinnung der Triggerimpulse durch einen automatischen Taktgeber (Automatie Drum). Während die erste Möglichkeit häuig in Rock-Pop-Guppen ge­ nutzt wird, ist die zweite Möglichkeit entscheidend iir die Pro­ duktion elektronischer Unterhaltungsmusik im elektronischen Tonstudio. Aber auch ür Live-Autritte werden vereinzelt auto­ matische Rhythmussteuergeräte eingesetzt. Für beide grundsätz­ lichen Techniken soll je ein praktisches Beispiel gezeigt werden. Dem engagierten Musikelektronikliebhaber bzw. Amateur wer­ den sicher weitere Anwendungen bzw. Steuemöglichkeiten ein­ fallen; der hantasie sind dafir keine Grenzen gesetzt.

15V

J� 181 N1 , 8 2 7 61 0 V1 ... V4 ' SAY 32

Bild 17 Gewinnung eines Triggerimpulses aus dem Mikrofon­ signal der elektronischen Trommel

4

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Kapitel

(Blatt 5)

-

Musikelektronik und Effektschaltungen

Elektronische Trommeln und Perkussionsinstrumente 4. 1 .

Aubau und Wirkungsweise einer elektronischen Trom­ mel

Eine elektronische Trommel soll einen Triggerimpuls als Folge eines Anschlags, z. B. mit einem Trommelstock, liefen. Den Klang (besser die elektrisch analoge Form) erzeugt einer der ge­ triggerten Kurztongeneratoren. Demzufolge muß die elektroni­ sche Trommel eine Sensorläche mit einem elektromechani­ schen Wandler enthalten, der nach jedem Anschlag eine kurze elektrische Schwingung abgibt. Das gesamte mechanische Sy­ stem muß stark gedämpt sein, damit bei schnellen Anschlagfol­ gen synchrone kurze Schwingungen erzeugt werden. Diese Schwingungen werden von einem Mikrofon in elektrische umge­ wandelt, hoch verstärkt und mit einer Triggerstufe bzw. einem Monolop in exakte Impulse mit steilen Flanken und mit dei­ nierter Länge umgeformt. Als elektromechanische Wandler eignen sich prinzipiell alle Schwingungsaufnehmer, Mikrofone, invers betriebene Lautspre­ cher bzw. dynamische Hörkapseln sowie alte magnetische Schallplattenabtastsysteme. Es ist lediglich abzusichern, daß die mechanische bzw. akustische Schwingung spätestens 10 bis 15 ms nach der schlagartigen Erregung abgeklungen sein muß, da andernfalls keine hohen Repetition sraten (Anschlagfolgen) möglich sind. Vom Verfasser wurden erfolgreich Ohrhörer als Mikrofone eingesetzt. Bild 18 zeigt das Foto einer derartigen elektronischen Trom­ mel.

Bild 18 Ansicht eines Aubaumusters einer elektronischen Trommel

Bild 19 gibt die Schnittdarstellung des mechanischen Aubaus wieder. Diese Skizze bedarf sicher keiner detaillierten Beschrei­ bung. Im übrigen sind bezüglich der äußeren Form sowie des konkreten Aubaus viele Varianten möglich. Auch die Befesti­ gung dieser elektronischen Trommel am Schlagzeug bzw. der Einbau ins Drum-Set muß am konkreten Beispiel konstruktiv festgelegt werden. Stabile Teleskopständer mit kurzem schwenk­ barem Auslegearm und mit Rastschwenkkopf, der an der elektro­ nischen Trommel angeschraubt wird, sind eine zwar aufwendige, aber universelle und optimale Lösung. Die kurzen Schwingungen, die der als Mikrofon geschaltete Ohr­ hörer abgibt, werden an die Impulsformerschaltung nach Bild 1 7

B latt

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geührt. Das Siebglied R 1 , 2 sorgt daür, daß keine HF-Störsi­ gnale an den Verstärker N1a gelangen und ungewollte Impulse auslösen. Mit P1 wird die Empindlichkeit der elektronischen Trommel, d. h. die Triggerschwelle, eingestellt. P1 sollte so justiert werden, daß die elektronische Trommel nur bei mäßig starken Anschlä­ gen einen Triggerimpuls abgibt, da bei zu hoch gewählter Ver­ stärkung versehentliches Berühren der Sensorläche bzw. unver­ meidliche Erschütteungen bereits zur Auslösung von Triggerim­ pulsen ihren. Die positiven Halbwellen des verstärkten Signals gelangen über die Diode V1 und den Kondensator 0 an den ( + )Eingang des OPV N1b, der als Monolop geschaltet ist. Im Ruhezustand liegt das Ausgangssignal des OPV auf negativer Be­ triebsspannung und der Ausgang A damit an MassepotentiaL Ein positives Signal am ( + )Eingang startet das Monolop und läßt den Ausgang ir etwa 12 ms auf positives Potential gehen. m Ausgang A erscheint ein positiver Impuls mit einer Höhe von 10 V. Weitere Hinweise sind in [6] zu inden.

4.2.

Taktgeber eines automatischen Perkussionssteuerge­ räts

Alle Impulsaubereitungen ir automatische elektronische Schlagzeuge - ot als Perkussions-Kontroller bezeichnet - arbei­ ten nach dem gleichen Prinzip: Ein in seiner Frequenz veränder! barer Impulsgenerator steuert entweder einen vier- bzw. ünfstel­ ligen Binärzähler an, dessen Ausgangszustände in 1 aus 16 bzw. 1 aus 32 dekodiert werden, oder ein 16stelliges Schieberegister mit einer umlaufenden 1. Die Dekaderausgänge sind an die Spalten einer festverdrahteten Diodenmatrix bzw. eines Pro­ grammierfeldes geschaltet, an deren 4 bis 12 Zeilenausgängen Impulsmuster ir die einzelnen Kurztongeneratoren erscheinen. Fest verdrahtete Diodenmatrizen gestatten eine schnelle Um­ schaltung auf andere Rhythmen. Die Anzahl der ixierten Rhythmen ist jedoch begrenzt und nicht modiizierbar. Eine pro­ grammierbare Impulsauswahl ist sehr universell und ir experi­ mentelle Zwecke ideal, dair aber etwas zeitaufwendig bei der Neuprogrammieung. In jüngerer Zeit sind aus der Mikrorechen­ technik abgeleitete Rhythmus-Memory-Schaltungen entwickelt worden, die eine große Anzahl polyrhythmischer Impulsmuster aus einem ROM-Speicher zyklisch abfragen. Darüber hinaus enthalten sie einen RAM-Speicher, in dem selbstentwickelte Rhythmen gespeichert werden können. Die im RAM-Speiche­ beindlichen Impulsmuster können wiederum auf Kassettengerät gespeichert bzw. in einem EPROM abgelegt werden und stehen somit ir eine Wiederverwendung zur Verfügung. Als Beispiel ir eine Impulsaubereitung soll eine Schaltung vorgestellt wer­ den, die sich mit relativ geringem Aufwand realisieren läßt. Ein derartiger Aubau eignet sich im Zusammenwirken mit den vor­ her beschriebenen Perkussions-Klang-Generatoren hevorragend ir musikalische Experimente und ür die Produktion elektroni­ scher Musik. Auch ir Liye-Autritte ist ein derartiges Gerät ge-

Bild 1 9 Schnittdarstellung d e r »Electronic Drums« nach Bild 18: a - PUR-Schaumstof etwa 5 mm dick; b - Alumi­ niumscheibe aus 3 -mm-Al; c - Al-Ring aus 3-mm-Al; d - Gummischeibe aus 2 bis 3 mm dickem Gummi; e Metallring wie Teil c) ; f - Grundkörper aus 16-mm­ Spanplatte; g - Aubauplatte ür Mikrofon und Dioden­ buchse aus 2-mm-Al; h - Diodenbuchse; i - Ohrhö­ rer - als Mikrofon benutzt

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eignet, wenn ein gewisser Zeitaufwand (1 bis 3 min) r die Um­ programmieung in Kauf genommen werden kann. n Hand des Übersichtsschaltbildes (Bild 20) soll die prinzi­ pielle Wirkungsweise des Steuergeräts erläutert werden. Der in seiner Frequenz einstellbare Rechteckgenerator a liefert eine lmpulsfolge, die an den Zähleingang des vierstuigen Binär­ zähles c gelangt. Durch ein entsprechendes Steuersignal der Start-Stopp-Schaltung b ist der Binärzähler in eine defmierte Ausgangsstellung gebracht (im allgemeinen RESET, d. h., alle Ausgänge QA bis Q0 stehen auf »L«) und zum Zählen nicht frei­ gegeben. Der dekodierte Zustand des Binärzählers würde m Ausgang 0 des Dekoders d ein Signal erscheinen lassen. Durch das Stopp-Steuersignal wird jedoch auch der Dekoder von d en Eingangssignalen abgetrennt, so daß alle Ausgänge L-Pegel üh­ ren. Nach Starten der Start-Stopp-Einheit wird der freilaufende Rechteckgenerator auf diese Startlanke synchronisiert, damit der 1. Taktimpuls tatsächlich mit dem Betätigen des Schalters S l (zweckmäßig als Fußschalter ausgebildet) zeitlich exakt zusam­ menfallt. Zugleich wird durch das Steuersignal der Binärzähler c freigegeben, und über den Chip-Select-Eingang CS wird der De­ koder d zugeschaltet Die Ausgänge 0 bis 15 des Dekoders ühren jetzt nacheinander H-Signal. Je nach Belegung des Diodenmatrixfeldes durch Kon­ taktstite erscheint an den Ausgängen Al bis Al l ein zeitliches lmpulsmuster. Die Programmieung ür das Matrixfeld, ausge-

Bild 20 Übersichtsschaltbild eines Taktgebers mit lmpulsaus­ wahlmaeld ür universelles elektronisches Schlag­ werk: a - Taktgeber, in seiner Taktfolge in weiten Gren­ zen einstellbar; b - Start-Stopp-Schaltung mit Synchro­ nisiereinrichtung des Taktgenerators; c - 4stuiger Binärzähler mit Rücksetzeinrichtung; d - BCD-zu1-aus-16-Dekoder mit Chip-Select-Eingang

Bild 21 Vollständiger Stromlaufplan eines Taktgebers mit Aus­ wahlmatrix zur Ansteueung der Kurztongeneratoren nach den Bilden 10, 1 1 , 12, 1 3 , 1 5 . Soll die Schaltung nach Bild 8 vewendet werden, ent­ fallen die Diferenzierglieder zwischen den Zeilenaus­ gängen der Diodenmatrix und den Steuereingängen der Kurztongeneratoren.

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Kapitel 4 - Muskelektronik und Effektschaltungen

Elektronische Tromeln und Perkussionsinstrmente (Blatt 6) hend von der hythmus-Notenvorlage, ist in [7] ausührlich dar­ gelegt. Mit den Schalten S2 bis S12 können beim Spielen die einzelnen Instrumente zu- bzw. abgeschaltet werden, wodurch eine gewisse A�chslung in den ansonsten etwas monotonen Rhythmuscharakter gebracht wird. Sie können selbstverständlich auch weggelassen werden. Bild 2 1 zeigt das komplette Schaltbild der Impulsaubereitung ür ein automatisches Schlagzeug, das durch die Vewendung der MSI-Schaltkreise D 1 93 D und MH 74 1 54 mit relativ wenig Bauelementen auskommt. Eine .andere Taktaubereitung, die unter Vewendung des 4-Bit­ Schieberegisters D 1 95 D aufgebaut wurde, ist. in [8] zu inden. Aus Gründen guter Frequenzkonstanz bei den niedrigen Impuls­ folgefrequenzen urde der Rechteckgenerator mit dem analogen Schaltkreis A 1 09 D aufgebaut. Die Wirkungsweise dieser Schal­ tung ist in [5], [6] ausührlich dagelegt. Der Transistor V1, der im Inversbetrieb arbeitet, schließt den Ladekondensator l kurz, wenn seine Basis mit einem positiven Steuersignal angesteuet wird. Die negative, diferenzierte Flanke dieses Reset-Signals, das von Anschluß 8 der Monolop-Schaltung 02 an die Schalt­ transistoren V1 und V2 gelangt, schaltet den gesperrten Recht­ eckgenerator in die stabile Lage u. auf Ub. Das Reset-Signal (H-Pegel) mit einer Impulsdauer von 25 IS ist weiterhin an den Reset-Eingang 1 4 des Binärzählers D3 geschaltet und setzt die­ sen auf (QA . . . Q0) = »L« zurück. Das Reset-Signal wird von der negativen Rücklanke des Stoppsignals (Anschluß 3 des RS­ Flip-Flop D2) abgeleitet. Bringt man den Schalter S2 in die Lage »STOP«, so wird der Dekoder D4 abgeschaltet (alle Ausgänge ühren H-Potential). Beim Umschalten vol S2 in die Lage »START« wird der Dekoder D4 nach einer Verzögeungszeit von etwa 100 IS (durch R13 und J) eingeschaltet. Gleichzeitig trig­ gert das Monolop 02 und startet den Rechteckgenerator N1 mit seiner positiven Vorderlanke am Ausgang des Operationsver­ stärkers. Da ler Rechteckgenerator eine starke lmpulsunsymme­ trie auweist, ist dieser positive Ausgangsimpuls nur 1,5 ms breit. Der Transistor V3 invertiert diesen positiven Ausgangsimpuls und sorgt ür die Pegelanpassung an den TL-Baustein D l . Über den Schalter S3 gelangt der negative Impuls an den Diferenzier­ kondensator CS und triggert das Monolop D l . Die urzen nega­ tiven Ausgangsimpulse des Monolop sind an den Zähleingang »vowärts« .des Zählers D3 geschaltet (Anschluß 5 ) . Dieses Mo­ nolop wirkt nur im Zusammenhang mit dem RS-Flip-Flop D1 zur Erzeugung deinierter kurzer Zählimpulse. Nach Umschal­ ten des Schalters S3 in die Lage »STEP« können die Ausgangs­ impulse mit dem Taster S 1 erzeugt werden. Die Schaltung mit den Dioden V6 und V7, dem Diferenzierkon­ densator lO, dem Transistor V8 und der LEO kann über den Wahlschalter SS an die Ausgänge QA, Q8 oder Q0 des Binärzäh­ lers gelegt werden. Die Leuchtdiode V9 blinit entsprechend im Rhythmus der Achtel-, Viertel- oder Halb-Taktzeiten. In den meisten Fällen wird der Schalter auf »Viertel« stehen, so daß der Bedienende das Tempo, das sich über den gesamten musikali­ schen Tempi-Bereich mit P1 einstellen läßt, in Viertel-Zeiten nach der blinkenden Anzeige H1 kontrollieren kann. Bei beson­ ders schnellen Gundtempi ist alerdings die Einstellung nach halben Zählzeiten und umgekeht bei sehr langsamen Tempi nach Achtel-Zeiten günstiger. Außerdem können bei Verzicht auf sechzente! Notenwete zweitaktige rhythmische Phrasen -

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programmiert werden. In diesem Fall wird SS in die Stellung »Achtel« gebracht; die angezeigten Lichtimpulse haben dann je­ doch Viertel-Wert. Da der Dekoder MH 74 1 54 an den Ausgängen L-aktiv ist, müs­ sen die Ausgangsimpulse invertiert werden. Das geschieht mit den 3 Inverter-Bausteinen D 1 04 D, von denen jeder 6 Inverter enthält. Die Ausgänge der Inverter speisen die 16 Spalten des Diodenmatrixprogrammierfeldes. Jeder Kreuzungspunkt der 16 Spalten mit den 1 1 Zeilen verköpert eine Stöpselmöglichkeit sowie eine Diode. Insgesamt 176 Dioden werden benötigt, so daß dem Amateur empfohlen wird, billige Germanium- bzw. Bastei­ dioden, die man sich von preiswerten Bastler-Leiterplatten aus Rechen- und Steueungs-Leiterplatten auslöten kann, einzuset­ zen. Der mechanische Aubau eines Matrix-Stöpselfeldes ist et­ was problematisch und verlangt saubere Arbeit und Geschick. Als günstig hat sich ewiesen, zwei einseitig beschichtete Cevau­ sit-Platten der Abmessung 200 mm x 150 mm iit einem Qua­ dratnetz von 10 mm Kantenlänge anzuzeichnen und mittig 16 x 1 1 Löcher zu bohren, in die nach dem Ätzen Messing­ Hohlniete eingelötet werden. Auf der hinteren Platte müssen beim Abdecken der Augen die stehend anzuordnenden Dioden berücksichtigt werden. Beide Tafeln werden anschließend in einem Abstand von etwa 10 mm mit Abstandshalten zusam­ mengeschraubt. Ein geringer, nur wenige Zehntel Millimeter be­ tragender Versatz der Platten gegeneinander ist bei der Montage . zu justieren. Dadurch klemmen die aus 2 bis 2,5 mm dickem Messing-Rundmaterlai gefertigten Programmstöpsel in den ein­ gelöteten �essinghohlnieten und ergeben ausreichend Kon­ takt. Weitere Aubaumöglichkeiten eines Stöpselfeldes sind denk­ bar.

iteratur

(1] -, Spannungsgesteuerter Diferenzverstärker. Applikation aus dem VEB Halbleitewerk Frankut/Oder (HFO), referiert in: radio fensehen elektronik 25 (1976), Het 14, Seite 448. [2] H. -J. Schulze ; Musiksynthesizer-SchaltUngen mit dem · A I 09. Schaltungssammlung ür den Amateur, Dritte Liefeung 1 982, Berlin, Blatt 4- 1 1 bis 4- 16. [3] H. Kühne ; AO-Umsetzer. Mikroelektronik r der Amateupra­ xis, Berlin 1980. [4] H.-J. Schulze ; Musiksynthesizer selbstgebaut Reihe »electro­ nica«, Berlin 1980, Band 1 80. [5] H. Kühne ; Schaltbeispiele mit dem Operationsverstärker A 1 09. Reihe »electronica«, Berlin 1978, Band 170. [6] U. Tietze/Ch. Schenk; Halbleiterschaltungstechnik. Berlin, Hei­ delberg, New York 1 974. [7] G. Enge/R. Petemann ; Elektromechanische und vollelektroni­ sche Musikinstrumente. Reihe »electronica«, Berlin 1 978, Band 165 (Teil 5 : Elektronische Rhythmusgeräte). [8] H. -J. Schulze ; Modeme Schaltungskonzeptionen der Musik­ elektronik. Mikroelektronik in der Amateurpraxis, 2. Aus­ gabe, Belin 1984.

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LW, Langwelle Ge-Diode, Germaniumdiode LP, Langspielplatte Lichtbogengenerator LP, Langspielplatte BCD, binär kodierte Dezimalzahl (engl. binay coded decimal) Doppeldiode-Pentode Doppeldiode-Triode Divisionsglied DT, Verzögeungszeit (engl. delay time) Langzeitspeicher IG, lmpulsgeqer LP, Langspielplatte PLM, Pulslängenmodulation; PDM, Pulsdauermodulation Display Diferenzkaskadenschaltung Si-Diode, Siliziumdiode Zweikanalkopf, Halbspurkopf BCD, binär kodierte Dezimalzahl (engl. binary coded decimal) DM, Deltamodulation Dezimeterwelle Spannungsteiler Richtdiagrarm FB, Fenbedienung Fehlersuchunterprogramm, Diagnoseunterprogramm Dielektrikum - Halbleiter (Reihenfolge von Schichten) FFF, Funkfefeuer Drossel Binärzähler Wortlänge Zufallsgenerator dynamischer Trigger, dynamisches Flip-Flop, D-Flip-Flop DTL, Dioden-Transistor-Logik Diferenzverstärker Hall-Generator (Geber) dynamische Kennlinie Dezimetewelle Diferenzierglied

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KK, KHH KpHCTII K;, KIKOKpHCTaIHIeCKHH IHCieH

3

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NE, Nachrichteneinheit, Informationseinheit Einheitskreiswiderstand ESP, Einheitliches System der Automatischen Projektieung ESKD, Einheitliches System der Konstuktionsdokumentation ES SR, Einheitssystem - Rat der Kleinrechner ESER, Einheitssystem der elektronischen Rechentechnik

LC, Flüssigkristall (engl. liquid cystal) LCD, Flüssigkristallanzeige (engl. liquid cystal display)

NP-Generator, Tongenerator Tonkopf Schallmeßstation Speicher

4

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1 9 8 6

Kapitel

Equalizer

1.

B latt

4-1 2

(Blatt 1)

-

Musikelektronik und Effektschaltungen

Einleitung

Equalizer sind elektroniSche Vorentzerrer, die in einer elektro­ akustischen Anlage zwischen dem Eingangsverstärker (oder Mischeinrichtung) und dem Endverstärker angeordnet werden. Ihre Hauptanwendung besteht darin, raumakustische Einlußgrö­ ßen, wie Resonanzen oder Absorptionen, durch Anheben oder Absenken bestimmter Frequenzabschnitte m Übertragungsweg auszugleichen. Daüber hinaus sind noch viele andere Anwen­ dungen mögli ch. So eignet sich ein Equalizer zum Erzielen be­ stimmter Tonefekte bei Hörspielen o. ä., zum Aufarbeiten alter Tonaufzeichnungen, bei denen bestimmte Störgeräusche unter­ dückt werden müssen, oder auch zu Entzerrungsmessungen an dynamischen Tonabnehmen oder an Wiedergabe- und Aufnah­ meverstärken v-n Rekorden. Im folgenden werden zwei Equalizer vorgestellt. Der erste hat 10 einstellbare Filter auf der Basis von RCL-Reihenschwingkrei­ sen. Der zweite ist ein Equalizer mit 5 variablen Filten, die mit aktiven Re-Kombinationen realisiert werden. Von den 5 Fre­ quenzen liegt jeweils eine in der Kontra-Oktave, in der kleinen Oktave, in der viergestrichenen, der ünf- und der sechsgestriche­ nen Oktave. Bei beiden Equalizen können die technischen Daten ausrei­ chend genau eingehalten werden, so daß sie sich bei zweifachem Aubau ür Stereobetrieb eignen. Die Ein- und Au sgänge haben gleiche Pegel und können durch einen Eingangs- und einen Aus­ gangsspannungsteiler zwischen jedem Vor- und Hauptverstärker angepaßt werden. Bei den vorliegenden Schaltungen sind Ein­ und Ausgänge auf 0 dB ( = 0, 77 5 ) nomiert. Die Ausgänge ha­ ben zusätzlich einen 200-mV-Ausgangsteiler. Während der 5-Kanal-Equalizer aus Modulen besteht, liegt der 10-Kanal­ Equalizer in integrierter Form vor.

Bild 2

I

Uz

Schematische Darstellung des Reihenschwingkreises

gelangt die Eingangsspannung auf den Voverstärker (N1), - der mit R6 entweder auf Verstärkung oder auf Dämpfung eingestellt werden kann. Der Steuerbereich beträgt - 10 dB bis + 20 dB. Da­ mit werden die jeweils auf Anhebung oder Absenkung eingestell­ ten Filter ausgeglichen. Der Kondensator 2 vermindert die Schwingneigung. Der Doppeloperationsverstärker N2 ist der Korrektuverstärker. Als Filtergrundelement wirkt der Reihenschwingkreis (Bild 2). Die Verstärkung dieser Schaltung ergibt sich aus: U2 V = -· Dabei sind

( �) ( c).

U2 = Rs + j wL -

U1 = R + R5 + j wL

Equalizer mit zen einstellbaren Filten

2.1.

Technische Daten

Betriebsspannung: U, = 30 V Frequenzgang: 20 Hz bis 20 kHz Verstärkung bzw. Dämpfung der Korrektufrequenzen: 15 dB Eingangsspannung: UE = 0 dB (0,775 ), (R E = 100 kO) Ausgangsspannung: UA = 0 dB (R L = 2 kO) maximale Ausgangsspannung (bei voller Anhebung aller Steller) = 8,5 V. Bild 1 zeigt die gesamte Schaltung. Ü ber einen Spannungsteiler

Bild 3

und

C

(2)

(3)

�

Im Resonanzfall sind wL und 2.

(1)

1 gleich und heben sich damit wC

l

Schematische Darstellung des Korrekturilters

A

N1

ｾ＠

1

Bild 1

z 3

� �

1 ( 6,8,1 0,1 2,14

N2

1

2

3 4

Equalizer mit (R 7 = R 32 = 4,7 kO)

10

einstellbaren

Filten

..

9

3

l I N

Q

0

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J

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1

0 := l

SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vie rte Liefe rung · 1 986

ｾ＠

Kapitel 4

-

4-13

Equalizer (Blatt 2)

auf. Damit erechnet sich die Verstärkung im Resonanzfall aus (2) und (3) : Rs V., = R + Rs .

(4)

Da je nach Schleiferposition des Korekturstellers enweder verstärkt oder gedämpt werden soll, urde folgendes Prinzip angewendet (Bild 3): R 3 entspricht dem Reihenwiderstand des Schwingkreises. Wenn der Schleifer des Potentiometers R am oberen Anschlag steht, tritt R nicht in der Rechnung nach (4) auf (R 0) . = R1 4,7 kO, R3 1 kO, = = R3 1 kO 1 kO 0 175 · V, = " 3 = 1 k0 + 4 , 7 k0 = 5 7 k0 = · 1 ' Eine Dämpfung von 0,175 entspricht etwa - 15 dB. Wenn R am unteren Anschlag liegt, berechnet sich am invertierenden Eingang die Verstärkung wie folgt:

- R + R 3 - 4,7 k0 + 1 k0 R 2 4,7 kO, 2 - 2 5,7 + 15 dB . V R3 1 k0 =

N

I

2000

1500

1 000

A

Damit können alle Korrekturilter bei dieser Schaltungsvariante ± 15 dB Verstärkung bzw. Dämpfung ereichen. 500

Bemessg von R5, L und C

2.2.

R s soll 1 kO betragen. Da aber der ohmsehe Widerstand der Spule mit berücksichtigt werden muß, wird beim Abgleich R s durch einen Einsteller ersetzt und die Kanalverstärkung auf 15 dB eingestellt. Danach wird Rs gemessen und durch einen naheliegenden Festwert ersetzt.

·

Blatt

Musikelekronik und Efektschaltungen

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Bild 4

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5

I I II I V I V V I ;r;Vv /Vv I I

I II I I I

1

2

2

3

I II I

I__

Abhängigkeit der Induktivität N, Parameter A L-Wet

/V

I I

I

I

I

I

630

3

Bild 5

160

1 00 63

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I

j

I I

1

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L

II

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N N

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I

L

0 ,8

N

0 ,1 8

V

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0,2

0 , 25

0 ,3

1

Wickelschnitt in cZ

Abhängigkeit der Windungszahl N von Wickelraumquerschnitt und Schalenkengröße, Parameter Drahtdurchmesser

Zur Herstellung der Induktivitäten vewendet man Schalenkene (mit oder ohne Lutspalt). Schalenkene mit Lutspalt haben eine bessere K)nstnz der Werte und geringere Verluste. Man sollte ihnen daher trotz höherer Windungszahlen den Vorzug geben. Bei der Berechnung der Windungszahl geht man vom SchaIenken und vom vorhandenen Drahtquerschnitt aus. Für den Drahtquerschnitt ist der größtmögliche . zu wählen. Die erforderliehe Windungszahl erechnet sich über den At·Wet. Auf dem Schalenken sind A L·Wert und (dahinter) Manifer-Materialnummer aufgeduckt (gebräuchliche Manifematerialien: 150, 163, 1 83). Mit dem AL·Wert kann ür die erforderliche Induktivität L über die Formel N

2

I

0 ,1 2

Z50

I

10

I

1

0 ,1

I V L I 1 1 V I I 1/ V V I I / / J _ V II L L 1/ II I V / 1/ V L / I II V L L � _ I II _ _ L II 1/ V V _ I I LL L I !j V V / �V V I I V LL V II / ;L LV / III Y V L h V v '... ..,� L

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II I

V II

5

V V

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V I V!

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II I I

I

I

O <

8 88 g g ��� � �

r

0

. 0 ,08

L von der Windungszahl

=

f

AL '

AL in nH

(5)

aus dem Diagramm Bild 4 die Windungszahl N emittelt werden. Danach kann mn mit dem Digramm Bild 5 den Drahtdurchmesser aus dem vorhandenen Wickelraumqueschnitt des Schalenkens r die erforderliche Windungszahl bestimmen. Die Abmessungen der Schalenkene sind im Diagramm eingetragen. Ein Maß ür die Qualität eines Schwingkreises ist die Güte u=l rL

ff C

rL - Velustwiderstand der Spule

(6)

0

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0

-o,o

O ...... J

I

j

0

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0

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I

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ii

- Musikelektronik und Efektschaltungen

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986

Kapitel 4

ｾ＠

B latt

4-14

Equalizer (Blatt 3)

Hohe Güte erreicht man also b e i kleinem rL und großem L. Für große lnduktivitätswerte sind aber durch die Schalenkene geometrische Grenzen gesetzt. Unter Berücksichtigung der mit Amateumitteln erreichbaren Windungszahlen wurden über die Schwingkreisformel ' 1

Tßbelle 2

w: · c w = 2nf die

2.3.

H

K L M

Spule L

N

LJ = 5,6 H L, = 2,9 H L, = 1,62 H L , = 862 mH L, = 460 mH H L, ' 253 mH L, = 93 H L, = 34 mH L• = 18 mH L 10 = 10

c, = 4,7 lF c, = 2,2 JF c, = 1 F c, = 470 nF c. = 220 nF C 10 = 100 nF C 11 = 68 nF Cu = 47 nF C 1 3 = 22 nF C l , = 10 nF

0

p

Q

R

s

T

u V w

r

Aubau und Abgleich dB

Die gesamte Schaltung. nach Bild 1 indet auf einer Leiterplatte Platz (Bild 6 und Bild 7). Die Anschlüsse ür Betriebsspannung, Masse und Potentiometer sind mit Großbuchstaben gekennzeichnet und in Tabelle 2 zusmengefaßt. Für die Potentiometer zur Filtereinstellung werden Schichtschiebepotentiometer 4,7 kO (!in.) benötigt. Der Abgleich der Widerstände R2 1 bis R30 wurde schon erläutert. Sie werden zunächst durch 1-kO-Einstellef ersetzt. m Eingang des Equalizers wird mit einem Tongenerator die entsprechende Filterfrequ enz eingestellt. Mit einem Millivoltmeter am Ausgang wird die NF-Spannungsverstärkung gemessen und mit dem Einsteller auf 15 dB Verstärkung gebracht. Dabei ist zu beachten, daß der Voverstärker mit R6 und 0 dB Verstärkung eingestellt ist. Das kann mit dem Millivoltmeter durch Spannungsvergleich an Ein- und Ausgang von N1 kontrolliert werden. Außerdem wird die Kurvenform der Sinusspannung des Tongenerators am Ausgang überwacht. Wenn am Tongenerator 0,5 V NF-Eingangsspannung eingestellt werden, müssen bei 15 dB Verstärkung 2 , 8 1 V am Ausgang erscheinen. Nach erfolgtem Abgleich und Austausch der Einsteller durch Festwiderstände wird jeweils ein Filterpotentiometer auf volle Verstärkung oder Dämpfung gestellt. Dabei ergeben sich etwa die Kuven nach Bild 8. Bei Stellung aller Frequenzpotentiometer auf Verstärkung bzw. Dämpfung sind die Kuven nach Bild 9 meßbar.

z dr o +10 0

zo z

-10

Bild 8

/..

�

...

3

\

� l , �"" ..'�� ' \ ... V \V

V 1... ' \

5

.

I

Kondensator C

3 1 Hz 63 Hz 125 Hz 250 Hz 500 Hz 1 kHz 2 kHz 4 kHz 8 kHz 16 kHz

Ausgang O dB Ausgang 200 iV Betriebsspannung + 30 V Masse Eingang Potentiometer Potentiometer R 6, Schleifer Potentiometer R 6 Potentiometeranschlüsse R l l, R 13, R 15, R 17, R 19 Potentiometeranschlüsse R l l, R 13, R 15, R 17, R 19 Potentiometeranschlüsse R 12, R 14, R 16, R 18, R 20 Potentiometeranschlüsse R 12, R 14, R 16, R 18, R20 Potentiometeschleiferanschluß R 12 Potentiometerschleiferanschluß R 1 1 Potentiometerschleiferanschluß R 14 Potentiometerschleiferanschluß R 13 Potentiometerschleiferanschluß R 16 Potentiometerschleiferanschluß R 15 Potentiometerschleiferanschluß R 18 Potentiometerschleiferanschluß R 17 Potentiometerschleiferanschluß R 20 Potentiometerschleiferanschluß R 19

G

1

Frequenz /

A B D E F

mit Werte der Spulen und Kondensatoren in Tabelle 1 ür die Korrekturfrequenzen ermittelt. Tabelle

Anschluß

c

(7)

L=-

Buchstabe

102

z

.., \ 3

5

\ I \ I� ) � ..; . ::103

! I

X \

k

z

Frequenzkuven der Korrektursteller

3

s

+1 0 0

II

-10 -20

Bild 9

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2

-

3

5V

,

'

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1'

\

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'

L

103

�

2

3

5

�� �J .

C3T

V

t

104

in Hz

3. 3.1.

1/

2

3

1/ ...

104

f

in Hz

2 3

Frequenzverlauf des Equalizers, wenn alle Korrektursteller auf voller Verstärkung bzw. Dämpfung stehen R1

�

\

I

R3

Bild 10 Doppel-T-Glied, Prinzip

/ \/ 1\ I \

ro /

v

Equazer mit f einstellbaren Filten

Technische Daten

• Betriebsspannung: U5 = 2 7 V Frequenzgang: 30 Hz bis 20 kHz bei ± 1 dB Verstärkung der einzelnen Korrekturegler: + 15 dB Dämpfung der einzenen Korekturregler: - 12 dB Eingangsspannung: UE = 0 dB (R E = 50 kO) Ausgangsspannung: UA = 0 dB (RL = 50 0)

6

! L._.

4

R2 R4 56k 1k 8

10

_ __

I

Bild 12 Filter-Leiterplatte, Bestickungsplan

j

Bild 1 1 Realisiertes Doppel-T-Filter. Werte ir Cl, C2, C3 und R 3 , R 5 , R6 siehe Tabelle 3 Tabelle

3

Frequenz

Cl, C2, C3

R3

RS, R6

40 Hz 200 Hz 3kHz 7 kHz •14 kHz

100 nF 20 nF 1 , 5 nF 680 pF 330 pF

22 k 22 k 22 k 22 k 22 k

47 k 39 k 39 k 39 k 39 k

Bezeichnung der Bauelemente nach Bild

11

I I I�

Bild 1 3 Filter-Leiterplatte, Leiterbild (Ml : 1)

3.2.

Bemessug der Flter

Bei diesem Equalizer sind die einzelnen Filter aus Doppel-T­ Schaltungen aufgebaut. Die Vierpol-Darstellung eines Doppel-T­ Gliedes ist in Bild 10 dargestellt. Wenn alle R und C unter­ schiedliche Werte annehmen, gestaltet sich die Berechnung kompliziert, obwohl damit die größte Filtersteilheit zu erreichen ist. Hier werden die Filter aus Anpassungsgründen und zur Nachbausicherheit wie folgt dimensioniert: ·

R 1 = R 2 , R 3 = 0,6 R 1 , C l = C2 = C3 .

Die Werte sind in Tabelle 3 zusammengefaßt. Die Resonanzfrequenz des Doppel-T-Gliedes mit dieser Dimen­ sionierung errechnet sich überschlägig aus:

Bild 14 Musterplatte eines Einzelilters

J, = 0 , 1 8

1

(8)

R C" .

Bild 15 Gesamt-Stromlaufplan des Equalizers mit 5 Filten. (Bitte ergänzen: C107 = 47 J; VT9 - pnp-Transistor; bei T8 Verbindungen an Basis und Emitter herstellen!)

Damit können auch bei Bedarf Filter mit anderen Resonanzfre­ quenzen aufgebaut werden.

_z_z _ 27 _--.. 47 20mA 1k (113 R121 10n

J

->'

v

�--'

1z l z 1 6

VT3 4 1 8 1 1o

VT4

VTS

4 1 8 1 1o

4 j sj 1 o

I

VT 6

4 J 8J1o

I

R120 1Zk VT1-VT8: SF 127E VT9 : KFS17 VT10:SF1270

�R115�-�77 R111 R113 33k Z2 k � · p

VT7

4 1 8 1 1o

�·

�vr9 c-1311_ 10 09 o tB ,�_ l ----�l---tt- 11u 1 .1+--_ l---l�--:-8-.. ,Rk �· [·> Ausgan g rc1og vr. � 47 . R11 8 + 7,S k '1R1S R106 R107 1S k 47 k R114 (10 4 R11Z l�56k 680 Z,2 k R109 � 200 mV 1k R117 4 7J 100 T _ � l ---"- -- 4-- -6-- ------_----._c106 4,7 k R119 27 k T1oop '

-

-

-

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r

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4

S C H A LT U N G S S A MM L U N G

Kapitel

Equalizer

-

1986

Musikelektronik und Effektschaltungen

(Blatt 4) VT6

YT1

· Vierte Lieferung ·

VT2

Bild 1 6 Grundplatte des Equalizers, Bestückungsplan

Bild 17 Gundplatte ; Leiterbild (M1 : 1)

VTf

VT 10

B latt

4 -1 5

Abgleich nd Inbetriebnahme

3.4.

Wenn die Werte aller Bauelemente genau eingehalten werden, ist kein Abgleich erforderlich. Die Schaltung wird bei Inbetrieb­ nahme über die Stromaufnahme mit einem Ampermeter kontrol­ liert. Dabei dürfen 20 A nicht wesentlich überschritten werden. An den einzelnen Filtertransistoren VT3 bis VT7 liegen dann am Kollektor etwa 17 V Gleichspannung und am Emitter etwa 7 V. Diese Spannungen müssen bei allen Filtertransistoren glei­ che Größe haben. Am Eingang wird dann mit einem Tongenera­ tor eine NP-Spannung von 0 dB (= 0,775 V) eingespeist. Am Ausgang übewacht man mit einem Oszilloskop die Sinusform und mißt die Spannung mit einem AC-Voltmeter. Bei am Ton­ generator eingestellter Resonanzfrequenz kann die Arbeitsweise der einzelnen Filter überprüt werden. Bild 20 zeigt die Meßkur­ ven des Versuchsmodells. Man erkennt, daß mit der Doppel-T­ Schaltung die Steilheit eines Reihenschwingkreises wie beim er­ sten Equalizer nicht erreicht werden kann. Jedoch genügt die Wirkung dieser Filter den meisten Anwendungsfällen. Die Ge­ samtanhebung bzw. -dämpfung ist in Bild 21 dagestellt. Man muß beachten, daß dabei am Ausgang eine NP-Spannung von etwa 8 V liegt, die vom Equalizer verzerungsfrei abgegeben wird (K = 1 %). Man beachte, ob die nachfolgenden Geräte diese Spannung verarbeiten können. Ist das nicht der Fall, kann ent­ weder auf den 200-mV-Ausgang ausgewichen werden, oder man muß ein zusätzliches Dämpfungsglied vorsehen.

Bild 18 Muster der Gundplatte

Tabele 4

Steckerbelegung

Stit

Masse

1, 2, 23, 24 13, 14 5 3 21 17

u.

Eingang O dB Eingang 200 mV Ausgang O dB Au'sgang 200 mV

dBI

f+

20 /

/

+1 0

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/ '

'

0

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2

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3

f in H z

Bild 2 0 Frequenzkuven der einzelnen Korrektursteller

Bild 19 Voll bestückter Equalizer

3.3.

Mechanischer Aubau

Jedes Filter beindet sich auf einer Leiterplatte. Die Schaltung (Bild 1 1) ist auf einer steckbaren Leiteplatte gemäß Bild 12 und Bild 13 untergebracht und über diese Steckverbindung (12poli­ ger Zeibinastecker) senkrecht auf der Grundplatte (siehe Bild 18) angeordnet. Die entsprechende Gesamtschaltung zeigt Bild 15. Die Kontaktbelegungen sind in das Schaltbild eingezeichnet. Der Schichtschiebewiderstand R l l ist gegenüber dem Stecker m rechten Winkel an seinen Lötfahnen auf die Leiterplatte auf­ gelötet (siehe Bild 14). Auf der Gundplatte sind zur Aufnahme der Filter 5 12polige Zeibina-Buchsenleisten aufgelötet Aus dem Bild der Leiterseite der Gundplatte (siehe Bild 1 7) geht die Lage der Zeibina-Buch­ senleisten hevor. Die parallelen Leiterzüge verstärkt man vor­ teilhat mit einem dünnen aufgelöteten Draht, da sie auch me­ chanisch die Filterstecker halten. Die Numerieung der einzelnen Kontaktstite ist in Bild 16 an der letzten Filter-Steck­ einheit eingetragen. Der Widerstand R122 muß eine Belastbar­ keit von 0,25 W haben, ür alle anderen R genügen 0,1 W. Die richtige Lage der Elektrolytkondensatoren ist durch ein + ge­ kennzeichnet. Die gesamte Einheit wird über einen 24poligen Zeibinastecker mit der Geräteeiheit verbunden. Die Steckerbe­ legung geht aus Tabelle 4 hevor.

z

3

5 '

102

3

s

f in H z

-

Bild 2 1 Frequenzverlauf des Equalizes, wenn alle Korrektur­ stellet aufvoller Verstärkung bzw. Dämpfung stehen Literatur

[1] M. Chmela ; Desetipäsmoy nf korektor. Amaterske Radio, 1 9 8 1 , Het 7, Seite 10- 14. [2] E. Becker/P. Byer; Amateurreihe, »electronica« Band 124, Teil 1., Weichmagnetische Ferritbauelemente und ihre An­ wendung, Berlin 1 974, S . 65 f. [3] E. Philippow ; Taschenbuch Elektrotechnik. Berlin 1978, Band 2 und 3 . [4] Katalog: RIM-Elektronik München 1 9 8 1 , Franzis-Verlag. [5] Katalog: Manifer-VEB Kombinat Keramische Werke Hems­ dof.

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Kapitel 4

-

· 1986 Musikelektronk und Effektschaltungen

Gitrrenelektronik (Blatt 1)

1.

Einleig

Die ersten elektrisch verstärkten Gitaren wurden bereits in den 30er Jahren gebaut; die entscheidende technische Entwicklung setzte jedoch erst in den SOer Jahren ein. Einen großen Auf­ schwung erfuhr die Verbreitung durch die spektakulären Erfolge der Beatles. Während die mechanische Gundkonzeption der E-Gitaren in den letzten Jahrzehnten m wesentlichen erhalten blieb, vollzog sich in der Gitarrenelektronik und bei den Spezialverstärken ür Gitaren eine technische Entwicklung. Besonders bei zusätzli­ chen Efektgeräten oder Efektschaltungen konnten bemerkens­ werte technische Fortschritte bis n zur Integration von aktiven Verstärker- und Efektschaltungen in die Gitare (aktive Gitar­ renelektronik) registriert werden. Die klanglichen Ausducksmöglichkeiten sind heute überaus vielfältig geworden. Der Mode entsprechend bildete sich eine Vielzahl von Stilrichtungen und Klangvorstellungen heraus, die selbst mit der heute intenational zur Verügung stehenden brei­ ten Palette von E-Gitaren nicht in jedem Fall befriedigt werden kann. Dem Amateur bieten sich deshalb zahlreiche Möglichkei­ ten zur Verbesseung oder nderung des Klangcharakters eines Instruments im Sinne seines eigenen langideals. Der vorliegende Beitrag kann dazu nur enen Einblick in die wichtigsten Gundlagen geben und einige Beispiele industrieller Schaltungen der Gitarrenelektronik sowie Anregungen ür wei­ tere Experimente vermitten, soweit sie die Gitare unmittelbar betrefen. Die sehr komplexe Problematik der Spezialverstärker, Lautsprecher und Efektgeräte bleibt einem späteren Beitrag vor­ behalten.

2.

Tonerzeug bei E-Girren

Bild 1 zeigt die Tonübertragungskette bei E-Gitarren. Die eigent­ liche Tonerzeugung - m physikalischen Sinne handelt es sioh dabei um einen Klang - geschieht mit den Saiten, deren Schwin­ gungen vom Tonabnemer abgetastet werden. Die den Klang prägende Schwingungsform der Saite hängt dabei von den Eigen­ schaten der Saite (Durchmesser, Aubau, Material usw.), von der t der nregung durch den Spieler (angezupt oder ange­ schlagen, Anspiel mit oder ohne Plectrum; Fom und Material des Plectums u. a.) sowie vom Anregungsort (obertonreicherer Klang bei Anspiel in Stegnähe) ab. Zwischen den Saiten und den übrigen konstuktiven Elementen der Gitare, wie Korpus, Steg, Saitenhalter und Hals, besteht stets eine Wechselwirkung. Bei vollakustischen Gitarren ist dies durchaus erwünscht, da die Saite selbst nur wenig Schall abzustrahlen vemag. Erst die Kopplung mit einem großlächigen Resonanzkörper ermöglicht

a1

Bild 2

1

l

Gi tarren konstru ktion K orpus ( Form, Hol zarten, Aufbau ), Steg, Hals, oi tenhal te r, M ischpu l t

kurve, Abnahmeort, Schaltung ( Einzel- , Dopelspule l

1

Klang- und Laut­ stärkesteUer

l

Zusammen schaltung von TA

Anschlußka bel

Bild 1

Tonerzeugung b e i E-Gitarren

E ienkapaz i tät

-t

Übersteueungsverhalten von Gitarrenverstärkem: a - Transistoverstärker; b - Röhrenverstärker

eine nennenswerte Schallabstrahlung. Bei E-Gitarren mit massi­ vem Korpus (solid body) interessiert die direkte Schallabstrah­ lung überhaupt nicht. Um eine möglichst große Klangdauer zu erhalten, die ein wesentliches Qualitätsmerkmal darstellen kann, muß die Schwingungsübertragung von der Saite auf den Korpus möglichst gering gehalten werden. In der Praxis läßt sich ein ge­ wisses Mitschwingen des Korpus jedoch nicht vollständig verhin­ den. Abklingverhalten und Klangfarbe hängen deshalb auch bei E-Gitaren relativ stark von der Konstruktion, von den verwende­ ten Hölzen, von der Form des Steges usw. ab, was jedoch einen besonderen klanglichen Reiz ausmachen kann. Die Saiten­ schwingungen werden von einem oder von mehreren Tonabneh­ men in entsprechende elektrische WechselSpannungen umge­ wandelt. Neben der Bauart (Übertragungseigenschaften) beein­ lussen dabei vor allem ire nordnung auf dem Instument und, in Verbindung mit der nachfolgenden Klang- und Laltstär­ kestellschaltung, die npassung an den Verstärker die langcha­ rakteristik. Eine besondere Rolle im Übertragungsverhalten spielt das Anschlußkabel zwischen Verstärker und Gitare. Auf Grund seiner relativ großen Eigenkapazität von einigen hundert Pikofarad bis zu einigen Nanofarad wirkt es wie ein Tiefpaß und beeinlußt damit ebenfalls die Klangfarbe. Die von den Tonab­ nehmen abgegebene Spannung liegt meist nur bei einigen hun­ dert Millivolt Daher braucht man in jedem Fall eine angemes­ sene Verstärkung, bevor die elektrischen Signale in Schall umgewandelt werden können. Gitarrenverstärker unterscheiden

-- Bauform, Ü bertrog ungs­ e ienschaf ten, I mpedanz, Frequenz­

4-16

b)

Tonabnehmer Spiettechnik, - Durcheser, A u f bau, Plectrum I Form, Härte l, Mo ter i a l, Anregungsart ferromagnetische Eigenschaften

j

B latt

Lautsprecher und Boxen Frequenzgang . l i neare und nich l i neare Ve r z e rrungen, Boxenkonst ruktion

l

Ver stärkr Vorverstärker, Endstufe, Ü ber steuerungs­ verhalten, Frequenzgang

l

Bild 3

so

Abklingverhalten von Gitarentönen: a . unverstärkt, nicht übersteuert; b - Transistover­ stärker, übersteuert; c - Röhrenvestärker, überstepet

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10 5 Fre quenz in k Hz

-.. \ \ \

20

--.'

.2

,5

1

i

�

Freq!nz in k Hz

10

,

die Saiten feromagnetisch sind. Die Kopusresonanzen prägen dann den Klang natürlich wesentlich stärker, da der Tonabneh­ mer m einen selbst ewas mitzuschwingen vemag, zum ande­ ren aber vor allem die Wechselwirkung zwischen Saite und Reso­ nanzköper die Saitenschwingung viel stärker beeinlußt. Semiakustische oder Halbresonanzgitaren nehmen eine Zwi­ schenstellung zwisch�n E-Gitaren und elektrisch vestärten Austikgitaren ein. Häuig vewendet man ir akustische Gitaren auch sogenannte Köperschallaufnehmer (.ontakttonabnehmer), die auf der In­ stumentendecke, m oder auch direkt m Steg angebracht wer­ den. In diesem Fall werden die Saitenschwingungen nicht direkt abgenommen, sonden die Schwingungen am Abnahmeot wer­ den übertragen. Die Klangfarbe wird dann sehr stark vom Ab- · nahmeort geprägt. Für den Klang sind alle Glieder der Tonübertragungskette wich­ tig. Bestimte Stil- und langvorstellungen lassen sich nur rea­ lisieren, wenn alle Baugruppen sinnvoll aufeinander abgestimmt werden, wobei auch Fragen der Raumaustik Berücksichtigung fmden sollten. Was allerdings m Einzelfall als »guter Klangersteuerungsverhalten wie­ der. Wegen ihrer besonderen Klangeigenschaten haben Röhren­ verstärker bis heute noch nicht an Bedeutung verloren, obwohl man mit Transistoverstärken eine ähnliche Klangcharakteristik inzwischen erzielen kann. Röhrenvestärker begrenzen das Aus­ gangssignal viel weicher. Das entstehende Obertonspektum er­ reicht in Intensität und Frequenzumfang nicht die Werte von Transistoverstärken. Das macht den Klang weniger rauh und kratzend. Auch der Abklingvorgang vollzieht sich nicht so ab­ upt (Bild 3). Weitere Unterschiede sind m Ausgangsübetrager und im Innenwiderstand der Röhrenverstärker begründet. Line­ are Verzerungen im Frequenzgang sind durchaus ewünscht, weil sie den lang beleben. Das gilt auch ür Lautsprecher und Boxen, die die Tonübertragungskette abschließen. Im Bild 4 ist der Frequenzgang eines typischen Gitarrenlautsprechers m Ver­ gleich zu einer HiFi-Lautsprecherkombination dagestellt. Ne­ ben linearen Verzerungen können zusätzlich noch nichtlineare Verzeungen autreten, was besonders· bei Instumentalboxen mit starker Membranauslenkung der Fall ist. Als Lautsprecher vewendet man meist Breitbandtypen mit hoher Belastbarkeit und hohem Wirkungsgrad. Die Komplexität von linearen und nichtlinearen Verzerungen in Vor- und Endstufen des Verstärkers und der Lautsprecher macht also den besonderen Klang aus und läßt den Bau viel komplizieter erscheinen als den von HiFi-Anlagen. Bei vollakustischen Gitaren kann der Ton im Pzip auf die gleiche Weise wie bei E-Gitarren abgenomen werden, sofen

0 0 0 0 0 0 o o o o o o

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W i c k l ung

Bild 5

\

Mag net

Gundfomen von Tonabnehmen: a - Einzelspulentonabnehmer mit Einzelmagneten; b - Einzelspulentonabnehmer mit Stellschrauben; c - Doppelspulentonabnehmer mit Einzelmagneten; d - Doppelspulentonabnehmer mit Stellschrauben; e - Doppelspulentonabnehmer mit Weicheisenken

SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vie rte Liefe rung · 198 6 Kapitel 4

-

Musikelekronik und Effektschaltungen

Gitarenelektronik (Blatt 2)

Blatt

4-17

�� r-o ICw

Da die (ferromagnetische) Saite im Magnetfeld schwingt, wird durch die ndeung des magnetischen Flusses eine entspre­ chende Wechselspannung in der Spule erzeugt. Die Höhe der Wechselspannung hängt von der Stärke des Magnetfeldes, von der Windungszahl der Spule und natürlich auch von der Saite selbst ab (z. B. Durchmesser, Abstand vom TA, Schwingungsge­ Bild 6 Ersatzschal�bild eines Tonabnehmers schwindigkeit bzw. Schnelle, Schwingungsebene). Bezüglich der Baufomen existiet eine große Vielfalt. Bild 5 zeigt einige typische Gundfomen. Im einfachsten Fall besteht der TA aus 6 (bei TA ür den E-Baß sind es - oder 8) zylindefor­ migen Einzelmagneten und einer Drahtwicklung zwischen 4 000 2 bis 10 000 Wndungen bei ener typischen Drahtstärke von 0,05 bis 0,07 mm. Häuig sind TA mit Stellschrauben versehen, die einen gewissen autstärkeabgleich zwischen den einzelnen Saiten emöglichen. Das ist nützlich, weil die schwingende Eisenmasse der einzelnen Saiten natugemäß stark diferiert und weil auch die Saitenab­ --� 10 stände vom Grbrett nicht gleich sind. Große. Bedeutung haben Doppelspulen-TA erlangt. Wie die eng­ Frequenz in kHz lische Bezeichnung »humbucking pick-up« schon besagt, eignen sie sich zur Bummunterdrücung. Darüber hinaus bieten sie die Möglichkeit, ohne großen schaltungstechnischen Aufwand durch - zo Reihen- und Parallelschalung, Schaltung der Spulen in Phase und gegenphasig eine breite Skale von Klangabstuungen u er­ zielen (vergleiche Abschnitt 4.2.). . Bild 7 Impedanzkuve ei,es Tonabnehmers Für den langcharakter ist die Bauweise des TA (Gestaltung des Magnetkreises, Spulengeometrie, Magnetwerkstof, Magnetmate­ rialquerschnitt und -menge, Gehäuse u. a.) ausschlaggebend. Bei­ spielsweise kommt es je nach Breitenausdehnung in Saitenlängs­ richtung zu Auslöschungsefekten bei höheren Teiltönen, wenn lm!nz in kQ positive und negative Halbwellen in den Abtastbereich des TA fallen. Starke Magnete begünstigen eine hohe Spannungsabgabe, jedoch werden auch die Saitenschwingungen stärker gestört und auch bedämpt, so daß daraus nicht unbedingt ein Vorteil er­ wächst. Die Spannungsabgabe ist allerdings insofen von Inter­ esse, als sich der Verstärker mit hohen Spannungen leichter übersteuen läßt. Besonders wichtig ür das Übertragungsverhalten des TA ist der 1 Aubau der Spule. Das Ersatzschaltbild weist den TA als Tiefpaß aus (Bild 6). Von besonderem Interesse ist das Wechselstromver­ halten, das sich an Hand der Impedanzkuve veranschaulichen 1 ,2 0,5 5 läßt. Bild 7 zeigt als Beispiel den Impedanzverlauf eines TA nach Bild 5a. Bild 8 stellt den typischen Frequenzgang eines TA dar. Die Impedanzkuven haben in ihrem Verlauf ein mehr oder Bild 8 Frequenzgang eines Tonabnemers weniger stark ausgeprägtes Maximum, das meist im Bereich von 5 bis 15 kHz liegt. Bei tiefen Frequenzen übewiegt der omsehe Widerstand. Die Impedanz ZTA entspricht dort dem Gleich­ stromwiderstand R. Mit zunehmender Frequenz steigt die Impe­ dem Bereich, in dem die Impedanz propotional der Frequenz f danz, bedingt durch die Induktivität der Spule, zunächst an. ln ist, kann davon die Induktivität rA berechnet werden:

30 I0 tg,in dB 10 0 0,05 0,1 O,Z 0,5 1 2 5 -10

\

l 1000 100 10

Tabelle I

Elektsche Kennaten von Gita"entonabnehmem

Typ

R

Msima (DDR)

O

Zmu

Bauat

fa.,

kHz

rA Cw H

pF

4, 1

10,0

2,7

100

800

Irs (:SSR)

9, S

8,8

4,0

8S

8SO

Stratocster

5 ,7

1 1,0

2,4

9SO

Einzelspule

9,3

s,o

9,0

ss

120

600

nach Bild Sa Einzelspule

8,0

3S

1 200

kO

Einzelspule nach Bild Sa Einzelspule nach Bild Sa

(Fener, USA) SDS-1 (DiMazio, USA) Dstonion

13,7

9,9

nach Bild Sb

(in Reihe geschaltet)

USA)

X2N

(DiMazio, USA)

Doppelspule nach Bild Sd

(Mighy Mite, 1 3 ,6

9,3

6,0

60

1 000

Doppelspule nach Bild Se (in Reihe geschaltet)

,OZ ,05 ,1

\io

10 20

�

LTA = 2 ! � I ZTA 1 2 - I R 1 2 .

Bei noch höheren Frequenzen schließt sich ein Impedanzmaxi­ mum an, das dem eines Parallelschwingkreises entspricht. Aus der Lage der Resonanzfrequenz fRes läßt sich die Wicklungskapa­ zität C. bestimmen: 1

C. = 2 ( nfR.J2 LTA •

·

In Tabelle 1 sind einige Wete zusamengestellt. Die Höhe des Impedanzmaximums und die Resonanzfrequenz hängen entscheidend von der nachfolgenden Beschattung ab. Weil der Maximalwert bei den meisten TA einige hundet Ki­ loohm beträgt, ührt eine iiederomige Belastung unweigerlich zu einer Bedämpung der Resonanz. Durch Parallelschalten von Kapazitäten läßt sich die Resonanzfrequenz zu tieferen Fre­ quenzen verlagen. Schon die Kabelkapazität reicht aus, um eine krätige Resonanzverschiebung zu bewirken. Unterchiedliche nschlußkabel zwischen Gitare und Verstärker können daher die Klangfarbe merklich verän� en.

3.2.

�

Kontakttonabnehmer

Kontakttonabnehmer arbeiten meist nach dem piezoelektrischen Prinzip. Ihr wesentlicher Bestandteil ist ein Piezokristall, der bei Druckbelastung eine Spannung abzugeben vermag. Der Kontakt-TA wird entweder direkt in den Steg eingebaut, in­ dem ein oder mehrere Kristallplättchen unter die Saitenaulage m Steg gelegt werden, oder aber der Aufnehmer wird an einem geeignet erscheinenden Ort auf die Decke oder auch auf den Steg aufgeklebt, aufgewachst oder aufgeschraubt. Im ersten Fall besteht eine direkte Duckwirkung der Saite auf den TA. Anson­ S$en ·entsteht infolge der Schwingbeschleunigung am Abnahme­ ort die erforderliche Kratwirkung. Diese t der Tonabnahme eignet sich jedoch nur ür Akustikgitaren. Die abgegebene Spannung eines Kontakt-TA ist meist kleiner als die eines elektromagnetischen TA. Nachteilig kann sich auch der erforderliche hohe Eingangswiderstaid des anzuschließen­ den Verstärkers auswirken, der außerdem auf Gund des kapazi­ tiven Innenwiderstands des TA nur eine geringe Kapazität auf­ weisen sollte. Im allgemeinen empiehlt sich daher die Vewendung eines Vorverstärkers. 4.

Schaltbeispiele

4. 1 .

Schaltungen mit Einzelspulentonabnehmen

Im Prinzip könnte auf jede Klang- und Lautstärkeeinstellung m Instument verzichtet werden. Es ist jedoch nicht sehr praktisch, die nötigen Einstellungen ausschließlich am Verstärker voneh­ men zu müssen. Jede E-Gitarre enthält daher eine Schaltung zur Klang- und Lautstärkebeeinlussung, die allerdings häuig nur das Nötigste enthält. Bild 9 zeigt die einfachste Ausührung (Elektrina 112). Die Klang­ steHer arbeiten meist nach dem Prinzip einer einfachen Höhen­ absenkung (Bild 10); vereinzelt werden auch die Tiefen beschnit­ ten. Typische Werte ür den Kondensator liegen zwischen 1 und 4 7 nF. Probieren lohnt sich auf alle Fälle. Die ür die Klang- und Lautstärkesteller verwendeten Potentiometewerte bewegen sich zwischen 100 kl und 1 MO und richten sich nach den verwende­ ten TA (Impedanzmaximum). Vorzugsweise werden logarithmi­ sche Potentiometer eingesetzt. Vielfaltige Möglichkeiten eröf­ nen sich durch die Zusammenschaltung von 2 oder 3 Tonabneh­ men, wobei die Anordnung der TA unter den Saiten zur Klangbeeinlussung ausgenutzt wird. Der Klang eines TA wirkt um so heller, je näher er am Steg angeordnet ist. In Gribrett­ nähe ergibt sich dagegen ein dunkler Klang. In den Bilden 1 1 bis 15 sind einige Beispiele dargestellt. Die prinzipielle Wir­ kungsweise sei an Hand der Schaltung der Elgita (Bild 1 1) erläu­ tert. Es ergeben sich folgende Schalterstellungen: R (Rhythmus) : Es wirkt nur der Steg-TA, dessen Lautstärke über P1 zusätzlich· vorgewählt werden kann. S (Solo): Die Spannungen des Steg- und Gribrett-TA überlagen sich, das Vorwahlpotentiometer P1 der Rhythmusstellung ist kurzgeschlossen. B (Banjo) : Es wirkt nur der Steg-TA, tiefe Frequenzen wer­ den zusätzlich über Cl unterdrückt. Sb (Shearing) : Nur der Gribrett-TA wirkt, die hohen Frequenzen werden über C2 abgeschnitten. Zu den bekanntesten Schaltungen zählt die der Fender Strataca­ ster (Bild 13). Ursprünglich wurde ein Kippschalter mit nur 3 Stellungen eingesetzt. Neuere Modelle ermöglichen die Kom­ binationen 1, 1 + 2, 2, 2 + 3 und 3 .

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Bild 1 1 Musima Elgita

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Bild 12 Musima Etema

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Steg

Bild 1 3 Fender Stratocaster

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53

SOO k

Bild 9 Einfacher Lautstärkesteller (Elektrina 112) Bild 10 Einfache Klangstellerschaltung

I

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1M

Bild 14 Fener Jaguar

51

4

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·

Kapitel

-

(Blatt 3)

1986

Musikelektronik und Effektschaltungen

Gitarrenelektronik

0

B latt

4-18

150n 39

Ubertrager

Bild 1 5 Gibsan Les Paul Recording

Eine Besonderheit zeigt die Schaltung der Fener Jaguar (Bild 14). Da die Magnete der beiden TA unterschiedlich gepolt sind, ergibt sich ein »humbucking«-Efekt. Die Klangwirkung der vorgestellten Schaltbeispiele hängt natür­ lich in starkem Maße von den verwendeten TA ab, was bei einem eventuellen Austausch d er Original-TA beachtet werden muß. ·

4.2.

Schaltungen mit Doppelspulentonabnehmen

Auch die Phasenlage spielt bei der Zusammenschaltung von TA eine wichtige Rolle. Bei gleichphasiger Zusammenschaltung 2er TA werden nur Teiltöne der Saitenschwingungen verstärkt, die an den Abnahmeorten in gleicher Richtung auf die TA schwin­ gen. Bei gegenphasiger Zusammenschaltung würde hingegen eine Auslöschung stattfmden. Hier addieren sich nur gegenpha­ sig schwingende Teiltöne, z. B., wenn über TAl die positive und über TA2 die negative Halbwelle eines Teiltones gleichzeitig ab­ getastet werden. Diese klangwirksamen Efekte werden insbeson­ dere bei Doppelspulen-TA ausgenutzt, lassen sich aber durch einen Phasenumschalter auch bei Einzelspulen anwenden. Unter Umständen können dann weitere passive Bauelemente zur Klangeinstellung sogar entfallen. Dies kann vorteilhaft sein, da eine zusätzliche Bedämpfung des Signals durch die sonst übli­ che Höhenbeschneidung vermieden wird. Bild 16 zeigt die wichtigsten Beschaltungsmöglichkeiten von

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s

.

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Bild 17 Universalschaltung ir einen Doppelspulentonabneh­ mer

Doppelspulen-TA, stets unter der Voraussetzung, daß gemäß B ild 5c bis Se das Magnetfeld in beiden Spulen gegensinnig ver­ läuft, d. h., daß bei einer Spule der Nord- und bei der anderen der Südpol oben ist. Bei Vewendung 1 er Einzel-TA mit gleicher . Magnetpolung kehren sich die Phasenverhältnisse um und ent­ sprechen dann der üblichen Phasenlage. Bei gekapselten TA kann zusätzlich die Blechkappe mit in die Beschattung einbezo­ gen und auf Masse gelegt werden. Die Bestimmung von Spulen­ anfang und -ende sowie der richtigen Phasenlage kann sich s sehr problematisch erweisen. Als »heißes« Ende wird äuig das von der äußeren Wicklung stammende Spulenende vewend et. Bild 17 zeigt eine universelle Beschattung ür einen Doppelspu­ len-TA. Im Bedarfsfall können auch noch ein Lautstärkesteller nach Bild 9 und eine einfache Klangstellerschaltung nach Bild 10 nachgeschaltet werden. Sinngemäß läßt sich diese Be­ schaltung auch ür zwei Einzel-TA bzw. zwei Humbucker an­ wenden. Die verschiedenen Schaltungen ergeben jeweils einen charakteri­ stischen Klang. Die eigentliche »Humbucker«-Schaltung ent­ spricht Bild 16c bzw. Schaltstellung 6 in Bild 17. Die Spulen sind dabei gegensinnig in Reihe geschaltet. Bei vielen Gitarren mit Doppelspulen ist nur diese Schaltung vorhanden. Die Variationsmöglichkeiten lassen sich durch Vewendung von zwei oder drei Doppelsputen-TA beträchtlich steigen. In der Praxis wird jedoch kaum von allen denkbaren Möglichkeiten Ge­ brauch gemacht, weil das zu sehr vewirren würde. In den Bil­ den 18 und 19 sind einige Schaltungen dargestellt.

a)

[

b)

s

s

.

N

d)

Bild 16 Beschaltungsmöglichkeiten ür einen Doppelspulenton­ abnehmer bei gegensinniger .Polarität der Magnete: a - Parallelschaltung, gegenphasig; b - Parallelschaltung, gleichphasig; c - Reihenschaltung, gleichphasig; d - Reihenschaltung, gegenphasig

Bild 18 Einfache »Humbucker«-Schaltung

Schltgen r E-Bisse

4.4.

TA r Eleko-Bässe unterscheiden sich nicht wesentlich von den TA ür die E-Gitare. Lediglich die Zahl der Einzelmagnete und manchmal auch die elektrischen Kenndaten tragen der ge­ ingeren Saitenzahl und dem Tonumfng Rechnung. Schaltungs­ technisch weisen daher E-Bässe nur wenige Besonderheiten auf. Die klanglichen Variationsmöglichkeiten sind sogar meist einge­ schränkt. Einige Hersteller vewenden ür Baß und E-Gitare die gleiche Schaltung und tauschen lediglich die Kondensatoren aus. Die in den Bilden 22 bis 24 dagestellten Beispiele geben einen Überblick über einige ypische Beschaltungen. Der Fender ecsios Bss weist dabei s Besonderheit einen geteilten TA auf, so daß ein »humbucking«-Efekt möglich wird. Jeweils 2 Saiten ist eine Spule zugeordnet.

Stereoschltgen

4.3.

Es gibt eine Reihe von Möglichkeiten, einen Stereoefekt zu er­ zielen. Im einfachsten Fall sind zwei TA getrennt zu betreiben. Es können auch die Spulen eines Doppelspulon-TA aufgetrennt werden, jedoch geht dann der »humbucking«-Efekt verloren. Bild 20 zeigt eine einfache Schaltung. n Stelle der Einzelspu­ lon-TA können auch zwei Doppelspulen stehen. Allein schon der Klangunterschied zwischen dem TA am Hals und m Steg eignet sich vorzüglich, um einen Stereoefekt zu ereichen. Eine etwas auwendigere Schaltung ist in Bild 2 1 dagestellt, wobei in den Schaltstellungen 2 bis 6 des sechsstuigen Drehschaiters durch die Serienschwingkreisschaltung jeweils entsprechende Fre­ quenzbereiche herausgeiltert werden.

TAI

TAn

[

51 SOOk

L

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SOO k

Aktive Gitrrenelekronik

5.

Bild 19 Gibsan SG Cstam

Viele Probleme passiver Gitarrenschaltungen lassen sich umge­ hen, wenn man zu einer aktiven Gitarenschaltung übegeht. Die meisten Hersteller bescränken sich dabei auf reine Impedanz­ wandler, Voverstärker, Vovestärker mit aktiver Klangregelung und Verzerer. Der Einbau weiterer Efekte in die Gitarre ist zwar möglich, bildet aber die Ausnahme. Der Trend geht derzeit mehr zu exten betriebenen Efektgeräten. Infolge der in der Re­ gel sehr hohen Eingangsimpedanz der Voverstärker entfallen alle Belasungspobleme des TA. Im Bedarfsfall können die bei passiven Schaltungen autretende TA-Belasung und die Ver­ schiebung der Resonanzfrequenz mit einfachen Mitteln simu­ liet werden, so daß es keine Schwierigkeiten bereitet, auch den Originalklang der passiven Schaltung nachzuvollziehen. Außer­ dem läßt sich mit einem Voverstärker eine weit größere Aus, gangsspannung erzielen. Das Übersteuen eines Gitarenverstär-

·

Hals

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Bild 22 Fender Jazz Bss

Bild 20 Eifache Steeoschaltung

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Bild 2 3 Fender Pecsion Bss

Bild 21 Gibsan ES 345 TD V

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Bild 24 Gibsan EB 3

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250k -

SCHALTUNGSSAMMLUNG · Vie rte Lieferung · 1 986 Kapitel 4

-

Blatt

4-19

Musikelekronik und Efektschaltungen

Gitrrenelekronik (Blatt 4)

kes bereitet nun keine Schwierigkeiten mehr. Man ist auch nicht mehr darauf angewiesen, hohe Windungszahlen iir hohe TA-Ausgangsspannungen vewenden zu müssen. Mit nieder­ ohmigen TA lassen sich ebefalls hevoragende Klangegeb­ nisse erzielen, was den Eigenbau von TA auch iir den Amateur interessant macht. Fener wirkt sich die geringe Ausgangsimpedanz der aktiven Schaltung sehr vorteilhat aus. Das ist der wesentliche Vorteil eines reinen lmpedanzwandlers. Die Kabellänge bleibt nunmehr ohne Eiluß auf den Klang, und auch die Empfmdlichkeit ge­ genüber kapazitiv eingestreuten Bummstöungen wird verin­ get. Whrend bei passiven Schaltungen fast ausschließlich die freie Verdrahtung vorherscht, empiehlt sich bei aktiver Beschattung eine Leiteplatte s Träger der Schalung. Sie paßt n die mei­ sten Gitaren problemlos. ' Als schwieriger dürte sich hingegen die Unterbringung der Batterie beim nachträglichen Einbau er­ weisen. Die eforderliche Stromversogung ist einer der Gründe, weshalb sich die aktive Gitarrenelektronik bei der vollelektri­ schen E-Gitare nch nicht völlig durchgesetzt hat. Dagegen hat der Voverstärker Ur Kontakttonabnehmer .bei akustischen Gi­ taren weite Verbreitung geunden. Große Bedeutung kommt dabei einem geringen Strombedarf der Schaltung zu. Derzeit läßt sich eine Betriebsdauer bis zu einem Jahr ereichen. Das in Bild 2S dagestellte Schaltbeispiel zeigt einen zweistuigen Voverstärker, der gleichzeitig als Impedanz­ wandler arbeitet. Die Verstärkung ist von 0 bis 10 dB einstellbar und reicht im allgemeinen auch zum Anschluß von Piezo-TA aus. Je nach t des TA empiehlt sich die Angleichung des Übertragungsfrequenzgangs an die TA-Charakteristik. Der Ver­ stärker ist bis Uer " l V aussteuerbar, so daß bei sehr krätigen magnetischen TA bereits die Gefahr der Übersteueung besteht, falls kein Spannungsteiler vogesetzt wird. Der Vestärker wird est mit dem Eüren des Klinkensteckers des Gitarenkabels in Betrieb gesetzt, wodurch sich die Lebensdauer der Batterie er­ höht.

·

Der in Bild 2 6 dagestellte vierstuige Vovestärker wurde eben­ falls auf der Basis des Doppel-SFET KPS 1 04 D aufgebaut. Er eignet sich vowiegend zur Verstärkung sehr kleiner- Signalspan­ nugen, wie sie bei sehr niederohmigen magnetischen TA oder piezoelektrischen Wandlen autreten können. Die Gesmtver­ stärkung läßt sich mit P1 in weiten Grenzen (16 bis 40 dB) verän­ den und den Efordenissen npassen. Der Kondensator C wirkt der bei starker Gegenkopplung autretenden HF-Schwingnei­ gung entgegen. Aktive Schaltungen lassen sich vorteilhat auch mit Operations­ vestärken aubauen. Mit dem Beispiel nach Bild 27 ereicht man einen sehr hohen Eingangswiderstand (etwa 5 MO), wo­ durch bei allen gängigen TA die Resonanzspitze voll erhalten bleibt. Die Lautstärke wird mit dem SO-kO-Potentiometer einge­ stellt. Bei Bedaf können Voverstärker ohne weiteres mit einfachen langregelschaltungen kombiniert werden. Jedoch läßt sich auch eine aktive langregelung bequem realisieren. Bild 28 zeigt eine entsprechende Schaltung. l wirkt je nach Dimensionieung zur zusätzlichen Höhenanhebung, Mit Pl können der Grad der n­ hebung und der Einsatzpunkt verändert werden. Mit den Poten-

Bild 27 Voverstärker mit sehr hohem Eingangswiderstand 5

30 p A

es

100 k

Bild 25 2suiger Voverstärker

V1 , V Z K P 30 3 G

PZ Höh e n P4 Tiefen

P3

M i tten

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Bild 28 Voverstärker mit aktivem langsteller

R6

Bild 2 6 4stuiger Vovestärker

Bild 29 Einfacher Verzerer

tiometen 2 bis P4 erzielt man getrenntes Anheben m Baß-, Mitten- und Höhenbereich. Vor dem Gate von Tl kann m Be­ dafsfall zwischen mehreren TA umgeschaltet werden. Die Laut­ stärke wird mit 5 eingestellt, wobei der Überbrückungskonden­ sator es entfallen kann. Durch Übersteuen des Voverstärkers läßt sich in jedem Fall ein Verzerungsefekt erzeugen. Zweckmäßigeweise sollte jedoch ein getrennter Verzerrer eingesetzt werden, der ebenfalls bequem in die Gitarre paßt. Verzerrer werden vowiegend zum Solospiel vewendet, da beim gleichzeitigen Anschlagen mehrerer Saiten auch zwangsläuig eine Anzahl von Diferenz- und Summentö­ nen entstehen, die nicht so recht ins Klangbild passen. Der in Bild 29 dargestellte Verzerrer arbeitet (wie die meisten Verzer­ rer) ebenfalls nach dem Übersteueungsprinzip. Mit P1 wird der Übersteueungsgrad optimal eingestellt. s sehr zweckmäßig er­ weist es sich, mit dem Umschalter Su zwischen verzerrtem und normalem Klang umschalten zu können. Damit dabei kein hör­ barer Lautstärkesprung autritt, muß mit 2 die Lautstärke des verzerrten Tons dem Originalton angeglichen werden.

Literaur

[1] H. emme; Elektrogitaren. Frech-Verlag, Stuttgat 1977. [2] H. F. Oson ; Music, Physics and Engineering. Dover Publica­ tions, lnc., New York 1967: [3] H. Godjn ; Elektronik in der Popmusik. Franzis-Verlag, München.

[4] M. Pitzmann ; Elektronische Musik. Telekosmos-Verlag, Stuttgart.

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HMnyILCHo-qacTOTHI MOzyIXII H3MepHTeib qaCTOTHbiX xapaKTepHCTHK

HMnyJibCbiH 3JieMeHT

·

UND (Gatter, Verknüpfung) I, IntegralInterface-Adapter PM , ulsamplitudenmodulation ITAE, integriertes Produkt von Zeit und absolutem Fehler (eng!. integrated [product o] time and absolute error) Ausgangsmesser, Output-Meter Inteface Meßgenerator Impulsgenerator Funkengenerator Frequenzänderungs-Meßgerät Impulsleitungsmesser IIL, J2 L, integrierte Injektionslogik (eng!. integrated injection logic) IR, infrarot Infrarotstrahlen PCM, PKM, Pulskodemodulation (eng!. pulse code modulation) integrierter Spannungskomparator RPG, Röhrenpüfgerät ODER (Gatter, Verknüpfung) Impuls IC, IS, integrierte Schaltung, integrierter Schaltkreis (eng!. integrated circuit) Inverter, Negator ind., induktiv Klirrfaktomesser Magnetisieungsimpuls Impulsoszillograf Stellglied Inkrementalprozessor Stellort Stromquelle Übergangskennlinienmesser Impulsrelais IR, Inderegister RPG, Röhrenprüfgerät Auswahlschaltung IC, IS, integrierte Schaltung, integrierter Schaltkreis (eng!. integrated circuit) künstlicher Erdsatellit Impulsübertrager Fensehtestbild negierender Verstärker, Negatoverstärker Aussteuerungsanzeiger Frequenz1eßgerät PFM, Pulsfrequenz1odulation Frequenzkennlinien-Meßgerät l1pulsglied, l1pulsgatter

SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vie rte Liefe rung · 1986 Kapitel 5

-

Blatt

5 -1

llgemeine Digitaltecik

Überblick der ogik-Familien; ogik-Inteface (Blatt 1)

1.

Einleig

Tabele 1

Logikschaltungen gehören zu den Gundschaltungen der Elek­ tronik. Vewendete man anfangs diskrete Bauelemente, so fm­ den seit über einem Jahrzehnt integrierte Schaltkreise (IS) mit steigendem Integrationsgrad Vewendung. Die Vorteile dieser Technik sind ot genannt worden. Es soll nur an den Wegfall der Verdrahtung, die Miniaturisieung, die hohe Zuverlässigkeit und die Senkung des Enegiebedarfs erinnert werden. Mit der Ent­ wicklung der Halbleitertechnologie haben sich auch verschie­ dene Logiktechnologien und damit regelrechte Logikfamilien entwickelt. Die nachstehenden Ausührungen sollen dem Amateur helfen, durch dieses manchmal vewirrende Typenangebot hindurchzu­ inden und die einzelnen Logikfamilien zweckentsprechend ein� zusetzen. Auf weitere wichtige · Technologien wie Dick- und Dünnilmtechnik wird nicht eingegangen, da sie ür den Ama­ teurbereich kaum Bedeutung erlangt haben. Nach der t der vewendeten Grundbausteine unterscheidet man bipolare und unipolare Logikfamilien.

Intenationale Bezeichnung

DDR

RGW

Standardreihe

74x

D l x'

High-Speed-Reihe

74Hx

D 2 x'

Schotty-n

74 S x

Low-Power-Reihe Low-Power-SchottkyReihe

74Lx 74LS x

KlSSx', 74xPC UCY74 x, MH 74x K l 3 1 x', 74 HxPC KS3 1 x', MH74 S x K158x' KSSSx', 74 LS xPC

Bipolare Loflien

2.1.

Einteilung

}

Es sind folgende bipolare Logikfamilien mit größerer Bedeutung bekannt: kaum oder Direktgekoppelte Transistor-Logik keine Bedeu­ Widerstands-Transistor-Logik tung mehr Dioden-Trnsistor-Logik Transistor-Transistor-Logik Komplementäre Transistor-Logik Emittegekoppelte Logik Integrierte Injektionslogik Hochvolt-Logik (ür hohen Störabstand)

DCTL RTL DTL TL CTL ECL J2L HLL

-

2.2.

DTL-Bausteine

Die DT-Logik war bis Ende der 60er Jahre die am weitesten ver­ breitete Schaltungsart fir digitale Systeme. Der relativ einfache Aubau ist der Hauptvorteil dieser Logikfamilie (Bild 1). Im Ver­ gleich zur TL-Technik haben aber Ausgangsimpedanz und Ver­ zögeungszeit deutlich schlechtere Werte. Die Dioden VD1 und VD2 bilden eine AND-Verknüpung, der Transistor VT1 arbeitet als Inverter. Die Gesamtschaltung stellt somit ein NANO-Glied dar. Die Dioden VD3 und VD4 sind ür ein sicheres Speren von VT1 erforderlich. Insbesondere Bausteine der Serie KME 3 können ür Amateur­ aubauten noch Bedeutung haben.

Typenreihe (z. B. D 1 92 74 1 92 und nicht 74 92 !) ' Anwend�ng eines eigenen Buchstaben-Zifen-Codes =

Innenschaltung einer DTL-NAND-Verknüpung

Bild 2

Gatter der TL-Standardbaureihe

TL-Bausteine

Die TL-Technik ist auf Gund ihrer Einheitlichkeit und Aus­ tauschbarkeit nach wie vor die am weitesten verbreitete Logikfa­ milie. Innerhalb dieser Familie haben sich ir speziische Aufga­ ben bestimmte Baureihen herausgebildet. Soweit sich die Hersteller an den 74er Schlüssel halten, sind die mit x ange­ deuteten Bezeichnungen im allgemeinen ür ein bestimmtes Funktionselement (z. B. NANO-Gatter, Flip-Flop, usw.) verbind­ lich. Die einzelnen IS stimmen dann meist in ihren Anschlußbil­ den überein. Beispiel: Das bekannte 4fach-2-Eingangs-NAND 7400 D J OO) existiert auch als 74HOO D200), 74SOO (MH 74SOO), 74LOO (K1 58A3) und 74LSOO (DL OOO). Allerdings kann daraus nicht abgeleitet werden, daß ein Funktionselement in allen Bau­ reihen gefertigt wird. Am sichersten ist stets eine Information in einschlägigen Katalogen oder Fachzeitschriten. Innerhalb dieser Reihen produzieren die Hersteller noch IS ir verschiedene Temperaturbereiche sowie in unterschiedlichen Gehäusen (Dual-In-Line-, Keramik-, Flat-Pack-Gehäuse u. a.). Die teilweise abweichenden Bezeichnungsschlüssel der Herstel­ ler änden nichts an der Austauschbarkeil der TL-Familie. Im Bild 2 wird die übliche Gundschaltung eines TL-NAND­ Gatters gezeigt. Im Unterschied zur DTL-Technik bildet das Bingangs-AND ein Multiemittertransistor. Liegt ein Eingang auf »L«, wird die entsprechende Basis-Emitter-Strecke von VT1 lei­ tend, und VT1 gelangt in die Sättigung. VT2 und VT3 sind ge­ sperrt, der Ausgang liegt auf H-Potential. Liegen alle Eingänge dagegen auf »H«, sind die Basis-Emitter-Strecken und die Basis­ Kollektor-Srecke von VT1 leitend (lnversbetrieb). In die Basis von VT2 wird somit en Strom eingespeist, der VT2 und damit auch VT3 durchsteuert. Der Ausgang bekommt L-Potential. In letzter Zeit urde auch in der DDR die Low-Power-Schottky­ Baureihe enwickelt (Bild 3). Sie ist eine der jüngsten TL-Bau-

A

Bild 1

DLn

1 keine vole Übereinstimung der Nomenklaur mit der intenationalen

2.3. 2.

Vegeich er Bezeichnunsschlssel ür TL-chaltkese

8

Taek 2

w-Power-chotty-IS as DDR-duktion

Typ

unktion

DLOOOD DL 002D DL003D DL004D DLOOBD DL OIOD DL OI I D DL 01 4D DL020D DL02I D DL030D DL032D DL 03 7D DL038D

4 NANO-Gatter mit je 2 Eingingen 4 NOR-Gatter mit je 2 Engängen 4 NANO-Gatter mit je 2 Eingängen (Open collector)' 6 Inveter 4 AND-Gatter mit je 2 Eigingen 3 NANO-Gatter mit je 3 Eingingen 3 AND-Gatter mit je 3 Eingängen 6 invetierende Scitt-Trigger 2 NANO-Gatter mit je 4 Eingingen 2 AND-Gatter mit je 4 Eingingen 1 NANO-Gatter mit 8 Eingingen 4 NAND-Schmitt-Trigger mit je 2 Eingingen 4 NANO-Leistungsgatter mit je 2 Eingängen 4 NANO-Leistungsgatter mit je 2 Eingingen (open collector) 2 NANO-Leistungsgatter mit je 4 Eingngen 2 D-Flip-Flops mit Set- und Reset-Eingängen Asynchroner Dezimalzähler Asynchroner 4-Bit-Binärzähler 2 JK-Flip-Flops mit. Set- und Reset-Eingängen 2 retriggebare Monolops mit Reset-Eingang Synchroner progra.ierbarer Vor-/Rückwärts­ ?ezimalzähler mit Reset-Eingang Synchroner programmierbarer Vor-/Rückwärts4-Bit-Binärzähler mit Reset-Eingang

DL040D DL 074D DL090D DL 093D DL I I2 D DL 123D DL 1 92D DL 1 93D

von weieren open ­ colltctor Stufen

R . cmtn R

cmin

s .

Rcmax

n

-

=

Rc s Us

16

R c max

- 0, 4

-

kl

NL 1,6 •

2

Us 4 n · 0,25 +

NL 0, 0, ·

- Zahl dr paralltl sha ll•. gänge

D I03

Im

n

(I )

(2 )

Gatt•raus -

N - Las tfaktor L

Bild 4

Open-collector•Schaltung mit Berechnungshinweisen

A 8

Bild 3

Schaltung des Low-Power-Schottky-NAND DL 000 ( l 74LSOO)

reihen. Die IS diesen Typs weisen etwa die gleichen Gatteverzö­ geungszeiten wie die Standardreihe auf, benötigen aber nur 20 % der Leistung von diesen (Tabelle 2). Dazu eine Üersicht der bisher in der DDR entwickelten IS, de­ ren Übereinstimmung mit anderen Herstellen der Tabelle 1 ent­ nommen werden kann. In der TL-Technik sind verschiedene Schalungen der Aus­ gangsstufen üblich. Außer der in Bild 2 gezeigten Gegentaktaus­ gangsstufe (totem-pole) werden ot IS mit ofenem Kollektoraus­ gang und mit sogenanntem Tri-state-Verhalten benötigt. Der »ofene Kollektor« (open collector, wired-NOR) kann ür hö­ here Spannugen s die TTL-Betriebsspannung ausgelegt sein (z. B. D l26) und erlaubt das sonst verbotene direkte Zusammen­ schalten von TTL-Ausgängen, die mit dieser Schaltungsart eine logische Funktion (NOR) bilden. Besonders mit der Entwicklung der Mikrorechentechnik haben IS mit Tri-state-Ausgängen an Bedeutung gewonnen (Bild 5). Sie ermöglichen die Ansehalung an Bussysteme durch ein besonde­ res Steuersignal (Control). Dadurch nimmt der Ausgang einen hochohmigen Zustand an und stellt somit keine Belastung fir die Busleitung dar. Gleichzeitig können mehrere IS-Ausgänge an eine Leiung angeschlossen werden. Allgemein ist beim Zusammenschalten von logischen IS stets dem Lastfaktor Aufmerksamkeit zu schenken. Der Lasfaktor

ust (Contra/ )

Bild 5 Tabelle 3

Beispiel einer NANO-Schaltung mit Tri-state-Ausgang ZsammeSchaltunsbedingungen ür alle TL-Baueihen

Treibendes Gatter

Zl der getriebenen Lasten

74x (0 10)

74 Hx (020)

74 S x (MH 74 S)

74LS x (DLxx)

74x 74x Treiber) 74Hx 74 H x (Treiber) 74 S x 7 4 S x (Treiber) 74LS x 74LS x Treiber)

10 30 12 37 12 37 5 15

8 24 10 30 10 30 4 12

8 24 10 30 10 30 4 12

20 60 50 75 50 150 20 60

gibt daüber Auskunt, wie viele Eingänge an einen bestimmten IS-Ausgang geschaltet werden düfen. Das Problem des Lastfak­ tors besteht in der Begrenztheit der verfügbaren Eingangs- und Ausgangssröme. Für die Standardbaureihe gilt: - Eingangslastfaktor Ne = 1 - Eingang k: bei »H« höchstens 40 A aufnehmen und bei »L Os

Innenschaltung eines ECL-OR-Gatters

Logisch.s

NOR

Schaltungstechnik in PL-Technologie

Bild 7

Signalpegeln arbeiten zu können. In den meisten Fällen werden diese Stufen gleich in den Schaltkreis integriert und die Aus­ gänge ir universelle Anpassung ausgelegt (open collector). , 3.

Uipolare Lofalien

3.1.

�emeines

Schaltkreise dieser Logikfamilien enthalten als Gundbausteine uhipolare Transistoren. Man unterscheidet p-Kanal-, n-Kanal­ und komplementäre (C)MOS-Technik. Die MOS-Technologie ist herstellungsseitig einfacher zu handhaben als die bipolaren Technologien. Die Herstellungskosten sind geringer, z. B. durch . eine kleinere nzahl von Diusionsschritten und durch einen geringeren Flächenbedarf auf dem Siliziumchip. Dabei war die p-Kanal-Technologie lange Zeit die Standardtechnologie ür MOS-Schaltkreise. Die Realisieung von n-Kanal-Stukt11en be­ reitet zwar größere tecnologische Schwierigkeiten, ermöglicht aber eine vollständige TL-Kompatibilität und eine größere Schaltgeschwindigkeit. Je nach. t der vewendeten MOS-Tran-

a --.-1

Bild 6

·

u- .

i

JlL-Technoloie

Diese Technologie kann in manchen Punkten mit der CMOS­ Technik konkurieren, da sie eine Reihe von Vorteilen auweist: kleine Verlustleistung, niedrige Speisespannung und kleine Kri· stallläche. Mit dieser Technologie lassen sich einache Schaltungen inte· grieren, die aus bestimmten Gründen aus verschiedenen Basis­ technologien bestehen (z. B. Eingangsstufen mit FET). Günstig ist ebenfalls die Möglichkeit, analoge und digitale Schaltungs­ teile auf einem Chip zu vereinigen. In der DDR werden die integrierten Zeitsteuerschaltkreise E 351 D und E 355D in dieser Technologie gefertigt. In PL-Tech­ nologie lassen sich logische Funktionen mit weniger Gundele­ menten fertigen als z.B . bei der TTL-Technik. Für ein Gatter ge­ nügt ein Multikollektor-Transistor, der, invers betrieben, dem TTL-Multiemittertransistor ähnelt. Danit ereicht man eine sehr geringe Schwellspannung, die bei 0,8 V liegt. Außerdem werden nur kleine Versogungsspannungen benötigt. Im allgemeinen ar­ beitet man mit mehreren Stapelebenen, denen inten stabili­ sierte Spannungen bereitgestellt werden. Diese bedingen aber meist Pegelanpaßstufen, um mit den üblichen CMOS- und L-

'"j J D

•

a}

P-M O S

UDS

ｾ＠ 61

'"j J

Bild 8

-S V

Parameter

U

GS

· IO V

D

} uGs

-3V

N-MOS

u�

s

Schaltbild und Kennlinienfeld von MOS-Transistoren (nreicherungstyp - Enhancement-FET); a - p-Kanal· MOS-Transistor; b - n-kanal-MOS· Transistor

sistoren (Bild 8) ergibt sich die Zuordnung zu den einzelnen Lo­ gikfamilien. Die Steueung erfolgt bei allen MüS-Sehaltkreisen über ein elektrisches Feld, das eine halbleitende Zone (Kanal) steuet. Während die sogenannte Hochvolt-MOS-Technik (in p­ Kanal-Technologie) an Bedeutung verloren hat (iir den Amateur stehen sicher noch einige Jahre IS aus dieser Fertigung zur Ver­ ügung), sind insbesondere in der Mikroprozessortechnik Schal­ tungen in MOS-Technik sehr verbreitet. Große Bedeutung u. a. ür netzunabhängige Geräte hat die CMOS-Technik erlangt. Ohne sie wären die modenen Taschen­ rechner und digitalen Uhren undenkbar. 3.2.

CMOS-Technologie

Den einfachsten CMOS-Baustein, einen Inverter, stellt Bild 9 dar. Man erkennt die MOS-Transistoren unterschiedlicher Leit- ihigkeit, worauf sich auch die BegriTsbildung Complementary­ (C)MOS zurückführen läßt. Je nach angelegter Eingangsspan­ nung UE ist einer der beiden Transistoren leitend und der andere gesperrt. Beispiel: Bei »H« am Eingang - VT1 sperrt, T2 öfnet, und UA beträgt etwa U55, liegt damit also auf »L«. Die statische Stromaufnahme ist praktisch gleich Null (meßbar sind einige Nanoampere). Im dynamischen Betrieb steigt die Leistungsauf­ nahme auf Gund der Umschaltverluste rasch an und erreicht bei hQheren Frequenzen die Größenordnung von TTL-Standard­ Schaltkreisen. Bild 10 vergleicht die Leistungsaufnahme der CMOS-IS bei 5 V und 15 V Speisespannung mit denen von ECL-, TTL-Standard- und TTL-Low-Power-Schottky-IS (gerech­ net ür je ein vergleichbares Gatter). Vorteile der CMOS-Logik sind hoher Eingangswiderstand (1010 bis 1012 0), niedrige Stromaufnahme, großer Speisespannungsbe­ reich (allgemein 3 bis 15 ), großer, mit der Speisespannung an­ steigender Störabstand, großer Temperaturbereich und ein gro­ ßer Ausgangslastfaktor (fan-out). Speziell iir Amateure sind die Nachteile der CMOS-Technk nicht entscheidend,. wie längere Schaltzeiten und höhere Betriebsspannung. Zunächst entwickelten die Hersteller eine sogenannte ulgepuf­ ferte Serie. Ihr hateten einige Nachteile an, wie unterschiedli­ che Ausgangsimpedanzen, erhöhte· Gatteverzögerungszeit und vergrößerter Störabstand, Durch hinzugefügte Ausgangspufer­ stufen aus 2 hintereinandergeschalteten CMOS-Invertem werden

ds•Uoo

Y} - L_-I�. uss" , '

u ,

Bild 9

I0-3 --.= 10 6 f /Hz

.

Bild 10 Abhängigkeit der Leistungsaufnahme von der Frequenz bei ausgewählten Logikfamilien

MOS-Technik

Unter dieser Technik soll die n-Kanal-Silicon:-Gate-Technologie verstanden werden. Sie verkörpert neben der CMOS-Technik den fortgeschrittensten Stand innerhalb der M OS- Technologien. In NMOS-Technik werden vor allem Rechnerschaltkreise U880D) und Halbleiterspeicher gefertigt, die TTL-kompatibel sind. 3.4.

10

Hochvolt-MOS-Techik

Diese Logikfamilie wurde speziell ür die Industrie entwickelt und sicherte dort einen gewünschten großen Störabstand. Bei Beachtung bestimmter Vorsichtsmaßnahmen (die aber für alle MOS-IS allgemein gelten) lassen sich IS dieser Bauart auch heute noch vorteilhat einsetzen. Da zu diesem Thema bereits ausührliche Veröfentlichungen vorliegen, soll an dieser Stelle nicht näher darauf eingegangen werden. Im Abscnitt 4 . 3 . 1 . sind Interface-Schaltungen zu dieser Logikfamilie angegeben. 3.3.

100

u,

Aubau eines CMOS-Inverters

A

---'

8 ---'

Bild 1 1 Schaltung eines CMOS-NAND mit gepufertem Aus­ gang die Nachteile beseitigt, und man spricht von gepuferten IS (Bild 11). Die Übertragungskennlinie eines solchen Gatters kommt dem angestrebten rechteckigen Verlauf sehr nahe. Die statische Störsicherheit kann Werte bis 45 % der Betriebsspan­ nung ereichen. Allgemein benötigen CMOS-Gatter keine stabi­ lisierte und keine extrem niederohmige Speisespannung. 3.5.

Zusammenfassung und Vergleich der Logikfamilien

Tabelle 4 vergleicht die wichtigsten Daten der einzelnen Logikfa­ milien. Welche Logikfamilie der Amateur anwendet, hängt stets von der konkreten Materiallage ab. Man sollte natürlich versu­ chen, Aufwand (Preis) und Nutzen (meist Einzweckgerät) vor­ teilhat in Einklang zu bringen. Zur Zeit der Manuskripterarbei­ tung waren im Elektronikvesand Wemsdorf preiswert IS der TTL-Standard-Baureihe im Angebot. Trotz vieler Vorteile von CMOS- und Low-Power-Schottky-IS können die Standard-Gat­ ter nicht als überholt angesehen werden. In vielen Fällen ist so­ gar noch die Anwendung der HV-MOS-Technik von Vorteil. Das alles muß der Amateur verantwortungsbewußt selbst entschei­ den. Als Zusammenfassung einige Hinweise zur optimalen Auswahl der Logikfamilien. Bei transportablen Geräten ist eine geringe Leistungsaufnahme gefordert. Hier, wie bei einfachen Netztei­ len, empfehlen sich CMOS-Bausteine. Ist bei diesen Anwen­ dungsällen eine hohe Schalthäuigkeit gefordert, kann auf Low­ Power-Schottky-Schaltkreise ausgewichen werden. Muß man höchste Takt- oder Schaltfrequenzen anwenden, sind ECL- oder Schottky-TTL-Gatter angebracht.

- Allgemeine Digitaltechnik

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·

Kapitel 5

198 6

B latt

5-3

Überblick der ogk-Familien; ogik-Interface (Blatt 3)

Tabelle 4

Vegeich er gebräuchlichsten ogifamilien

DTL Betriebsspannung in V Leistungsaufnahme je Gatter in mW Signalverzögeungszeit in ns Leistungs-GeschwindigkeitsProdukt in pJ Typische Impulsfrequenz in MHz Statischer Störabstand SL SH

Schwellspannung in V Ausgangslastfaktor

4.

nteface

4. 1 .

Beffsbestimung

L

74x

74Sx

74Lx 4,5 . . . 6

5. . .6 8,5 . . . 1 1

10

ECL

I'L

CMOS

- 5,2

0,8

3 . . . 15

20

2

25: . . 60

0,01

s. Bild 10

100

25

2. . .5 0,6 0,04 0,65

5 . . . 16 0,3 . . . 0,45

25

10

33

3

10

0,8 . . . 2

350

100

33

60

20

25 . . . 50

2 0,6 . . . 0,9 1,4 . . . 3,0 1,4 8 . . . 20

20 0,4 . . . 1,3 0,4 . . . 2,6 1,4 10 . . . 30

3 1,2 0,4 . . . 2,6 1,4 10

1 10 0,4 . . . 1,3 2,6 1,4 1)

s Inteface-Schaltungen werden solche Anordnungen bezeich­ net, die die ür eine Baugruppe systemtypischen Signalsröme und -spannungen so veränden, daß andere Systeme angesteuert werden können. Man zählt zu den Inteface-Schaltungen: - Stromtreiber zum Ansteuen systemfremder Lasten, z. B. Lam­ pen, Relais, Speicher u. a.; - Leitungstreiber und -empfänger ür die Impulsübertragung, speziell auf elektrisch langen Leitungen oder bei besonderen Einsatzbedingungen; - Pegelanpassung verschiedener Logifamilien (z. B. CMOS 'L, HV-MOS - TL); - Impulsfomerschaltungen (z. B. zur FlankenvesteUeung oder zur Prellunterdrückung). Es ist üblich, Inteface-Schaltungen auch als Schnittstellen­ Schalungen aufzufassen. Durch e große Bedeutung ir das ordnungsgemäße Funktionieren der Gesamtschaltung gibt es eine goße Anzahl spezieller Inteface-Schaltkreise. Viele dieser IS können auch m linearen Bereich betrieben werden und sind somit nicht mehr eindeutig von den analogen IS abgrenzbar.

-

4.2.

74LSx

40 . 0,4 . . . 1,3 20

150 0,155 . . . 0,2 0,125 - 1,3 25 . . . 35

50

Bild 1 3 Entprellschaltung mit D-Flip-Flop

Da die heute vewendeten Logikschaltkreise im Verhältnis dazu sehr schnell schalten, käme es an einem IS-Eingang zum mehr­ maligen Wechsel des Potentials und damit zu einem unbeab­ sichtigten) Schalten des IS-Ausgangs. Die einfachste Möglichkeit zum Entprellen eines Schaltes ist der Aubau eines RS-Flip-Flop oder der Anschluß eines inte­ grierten D-Flip-Flop, das als RS-FF arbeitet (Bild 12, Bild 13). Da ofene Eingänge von RS-FF empindlich gegen Stöungen sind, werden sie über 1 O an + 5 V gelegt. 4.2.2. lakenversteileg

mpulsfomeschltungen

4.2.1. Entprellschaltungen

Muß ein digitaler Steuerbefehl von Hand durch mechanische Kontakte eingegeben werden, kommt es u Kontaktprellungen. · Dieser unangenehme Efekt beuht auf der Tatsache, daß ein mechanischer Kontakt immer ein schwingungsfähiges System darstellt; die Prellung entspricht dem Einschwingen.

Das sicheste �ittel zur Flankenvesteileung sind Schmitt-Trig­ ger. Die Wirkungsweise eines solchen Triggers braucht an dieser Stelle nicht erläutet zu werden. Bestimmte Typen der Baureihe 74LSxx und aus der CMOS-Reihe haben bereits integriete Sctt-Trigger in den Eingangssufen. Beispiele sind jeweils der CD 4093B und der 74LS1 32 DL 132D). Man kann sich aber auch mit 2 in Reihe geschalteten Gatten behefen (Bild 14).

___J__A E�

Bild 14 FlankenvesteUeung mit einer Reihenschaltung aus 2 Gatten

Bild 12 Entprellschaltung mit 2 Gat­

ten D l OO D

Allerdings muß die Eingangsspannung eine gewisse Mindest­ steilheit besitzen: bei 'L - positive Flanke 1,5 V/Is und nega­ tive Flanke 3,3 V/JS. Eine weitere Möglichkeit, Flanken zu rege­ nerieren, ergibt sich durch ein RS-Flip-Flop mit vogeschaltetem Negator. Die Flankensteilheit der Eingangsspannung soll nicht unter 0,6 VIIS (positive Flanke) und 3,3 VIIS (negative Flanke) liegen. Bei Sctt-Triggen werden dagegen keine Anfordeun­ gen an die Flankensteilheit gestellt.

4.3.

Pegelnpassung venciedener fien

4.3.1 .

Pegelanpassug L - V·MOS

Diese Anpassung ist besondes kompliziet, da die beiden Logik· familien unteschiedliche Logikpegelzuordnungen (positive und negative Logik) vewenden: Es empiehlt sich allgemein bei der nwendung von MOS-Logik ein Blick in die zugehörigen Kata­ loge, um sich von den genauen Speisespannungs- und Pegelwer­ ten zu übezeugen. Die relativ verbreitete HV-Logik in der DDR mit U51 27 V und U52 13 V kann mit den dagestellten Schaltungen (Bild 15) m Pegel gewandelt werden. Dabei stelt -

=

-

=

·

die Schalung in Bild 15a eine nichtnegiete und die in ·Bild 15b eine negierte Ausgangsinfomation bereit. Bild 16 zeigt Varian· ten der gleichen Anwendung, u. a. mit einem npn·Transistor. Die Schaltungen sind überschaubar und leicht nachzubauen, so daß keine besonderen Erläuteungen notwendig sind. Intenational existieren auch ür diese Anwendung spezielle In­ teface-IS zur Anpassung von TL - HV-MOS (z.B. 75450B).

4.3.2.

Kopplung CMOS

-

L

Modeme CMOS-Schaltungen können mit der Betriebsspannung von TL ( + 5 V) betrieben werden. Eine Pegelanpassung CMOS - IL gestaltet sich dann denkbar einfach, es muß nur die Ausgangsbelastbarkeit der CMOS-IS beachtet werden. Bei der Anpassung L CMOS wird vom Ausgang der TL-IS ein Widerstand gegen + U8 geschaltet, um ein sicheres Schalten der CMOS-IS zu gewährleisten. Etwas komplizieter wird der Schaltungsaubau, wenn · eine hö· here CMOS-Betriebsspannung Vewendung fmdet (bis 15 V möglich). Bild 17 zeigt eine Möglichkeit der Kopplung unter Vewendung eines Optokopplers. Das Funktionsprinzip ist denk­ bar einfach, alerdings der Auwand dazu recht beachtlich. Eine weitere Variante der Anpassung egibt sich mit dem integrieten Schwellspannungsschaltkreis A302 D (o. ä. Typ). In den Applika­ tionsbeispielen fnd sich die Schaltung Bild 1 8 . Der Spannungs­ teiler R1, 2 muß so bemessen werden, daß bei »H« am CMOS· Ausgang die Eingangsspannung am A 302 D den Wet seiner Speisespannung ( + 5 V) nicht übesteigt. l unterdrückt Störim­ pulse. Die npassung von CMOS-IS an TL-Logik kann noch weiter vereinfacht werden, indem sogenannte Treiber auf CMOS-Basis Vewendung fmden (z. B. CD4009B, U4050D u. a.). Bestimmte IS weisen dazi einen Anschluß r eine zweite Spannung auf, an den man vorteilhat + 5 V anlegen kann (Bild 19). Für die umge­ kehrte Infomationsrichtung bieten sich vor allem IL-IS mit open-collector-Stufen an (möglichst spannungsfeste Typen, z. B. D 126 mit + 15 V, Bild 20). Eine einfache Ankopplung von Tran­ sistor-Schaltsufen ist ebenfalls denkbar und möglich. Eine inter­ essante A.wendung der IS B 555D ist in den Applikationsschrif· ten des VEB Halbleitewerk Frankfut/Oder zu fmden (Bild 21). Der B 555D arbeitet dabei als Trigger und setzt den Pegel ähn­ lich dem A 302 D um. -

c)

Bild 15 Pegelanpassung HV-MOS - IL: a - nichtnegierter Ausgangspegel; b - negierter Ausgangspegel; c - An· passung HV-MOS - IL

A 8

3 ,9t

VTt'

KF

SC

517 307

0 1 -

0 2, 0 3 ' VT 1 U1

U40tt 0 100 SS 2 16 o.ä. MB 10'

Bild 1 7 Optokoppler zur Übetragung CMOS - IL

Bild 18 Schwellspannungsschaltreis - A 302 D zur Anpassung CMOS - IL H VMOS

61

v n·

ss 2 1 6

Bild 16 Varianten zur Pegelanpassung HV-MOS - IL

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986 '

Kapitel 5

llgemeine Digitaltecik _ Überblick der ogik� Fmilien; ogik-Interface (Blatt 4) -

4.4.

CMOS ·Tr•iber z.B.

'009

Bild 19 Vewendung von CMOS-Treiber-Schaltkreis zur Pegel­ wandlung nach TL

T TL z.B.

Blatt

5 -4

Treiberstufen

Ot ist es notwendig, digitale Ausgangsinfomationen über be­ stimmte Meldeeinrichtungen auszugeben. Dabei können Lam­ pen, LED oder Relais angesteuet werden. Da die Stromergiebig­ keit vorhandener digitaler Systeme begrenzt ist, empiehlt sich meist das Zwischenschalten eines oder mehrerer Treibetransi­ storen. An Hand von TL-Ausgängen sollen einige Beispiele ge­ zeigt werden. In Bild 22a wird die Standardansteueung einer LED gezeigt, die bei »H« m Eingang leuchtet. Diese LED könnte auch ein Opto­ koppler sein. Sie läßt sich ebenfalls mit Masse verbinden, um »L« m Eingang zu melden. .Der Vowiderstand sollte dann > 100 0 betragen. Günstiger ist aber die Vorschaltung eines Ne­ gators, um L-Pegel zu signalisieren. Bild 22b zeigt die Schaltung mit einem Relais. Betriebsspannung und Daten der Bauelemente sind den Werten des Relais anzupassen. Der Basiswilerstand ist unter Umständen neu festzulegen. Die Schaltung in Bild 22c wird zum kontaktlosen Schalten größerer Ströme benötigt. Der Basisteilewiderstand R8 hängt von den vewendeten Bauelemen­ ten, vom Laststrom und von der angelegten Betriebsspannung ab.

op•n coll•ktor D

126

Bild 20 Open-collector-Stufe zur Umsetzung in CMOS-Pegel

Literatur

[1] A. Hetsch ; TL-Veleichsliste. Reihe »electronica«, Berlin 1980, Band 184. [2] E. Kühn/H. Schmied; Handbuch Integriete Schaltkreise. Ber­ lin 1978. [3] H. Jakubschk; Das große Schaltkreis-Bastelbuch. Berlin, 2. Aulage 1983.

Bild 21 Ungewöhnliche Anwendung der IS B 555 D als Pegel­ umsetzer TL - CMOS

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6} RL

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K, C, Katode (engl.cathode) K, C, Kollektor (engl. collector) Wandewellenkoeizient · hemetischer Papierkondensator KW, Kurzwelle BAS, Bildaustastsignal keramischer Scheibenkondensator PM, PCM, Pulskodemodulation (engl. pulse code modulation) PM-M, PCM-M, Pulskodemodulation mit Amplitudenmodulation des HF-Trägers Kontroll-Meßgerät Obelächenausnutzungskoeizient CC, Kompaktkassette (engl. compact cassette) CC, Kompaktkassette (engl. compact cassette) CMOS, Komplementär-MOS (engl. complementay MOS) Spannungskomparator Riebtkoeizient Verbindungsprozessor Tesunterprogramm Bummabstand, Welligkeit Wirkungsgrad Kreisunkfeuer Kursunkfeuer Kontaktspannung Kabelnetz SWV, Stehwellenverhälnis Spannungs-Stehwellen-Verhältnis Kontroll-eeeinrichtung Fensehkamera Durchühungskondensator Fensehüberagungskanal NF-Kanal Vesrkungsfaktor Korektuglied, Entzerer Thyistor Kodeschiene fotokapazitive EMK

Röhre, mpe

, V, Wandefeldöhre (eng!. travelling-wave valve)

Verzögeungsleitung Rücwtswellenoszillator lineare Programieung Logikprozessor Obelächenwellenleitung Bandvoschub Rundunkübetragungsleitung Nachrichtenleitung Röhrenvestärker logische Schalung logisches Element

SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 5

· Vierte Lieferung ·

Allgemeine Digitaltecnik

-

198 6

IL-üfstiftbesteck (Blatt 1)

1.

Einleiung

Bild 1

TL-Pegelpüfer; a - Stromlaufplan, b - Leiterbild, c Plattenkonturen, d - Bestückungsplan, e - Teilbestük­ kung zum HF-Indikator, f - Pegelverhältnisse

Ein Pegelprüfstit muß außer den beiden Pegeln auch den verbo­ tenen Bereich zwischen ihnen anzeigen. Die Schaltung nach Bild 1 urde [1] entnommen. Die mittlere (gelbe) LED VD7 leuchtet nach Anschluß der Span­ nungszuuhr. Zusätzlich leuchtet eine der beiden Anzeigen ir »H« (gün) oder »L« (rot) zufällig auf. Wird der Prüfstit an eine Prüfstelle angetastet, dann leuchtet nur die dem jeweiligen Pegel zugehörige LED auf. Zur Bestätigung, daß der Prüfstit mit der Prüfstelle Kontakt hat, verlischt die gelbe LED. Sollte diese trotz Kontakt mit der Prüfstelle weiterleuchten, dann liegt der Pegel im verbotenen Bereich: Beim Entfenen des Püfstites von der Prüfstele bleibt die letzte Pegelanzeige gespeichert, die gelbe LED leuchtet aber wieder auf. Das Diagramm (Bild 1) zeigt die Pegelverhältnisse mit den Grenzweten »U< unterhalb 0,8 V und »H« oberhalb 2,2 V. In den Übegangsbereichen leuchtet die gelbe LED weniger hell, wodurch eine genauere Enschätzung der Pegel möglich wird. Die Dioden am Eingang des Stites legen die Breite des verbote­ nen Bereiches fest. Soll der Bereich ir »u< nur bis etwa 0,4 V er­ laubt werden, dann sind ir VD3 zwei Ge-Dioden in Reihe zu schalten. Die öcher daür sind auf der Platte bereits vogesehen.

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L-Pegelprfer

2.

Für die Überprüfung der Funktionsfahigkeit von ITL-Schaltkrei­ sen, bei Experimentierbrettaubauten oder in defekten, mit 'L­ Schaltkreisen bestückten Geräten sind die im folgenden be­ schriebenen Schaltungen gut geeignet. Bei digitalen Schaltkrei­ sen ist die Ausmessung der Parameter nicht unbedingt nötig. Es genügen einfache üfgeräte. Die optische Kontrolle über LED ermöglicht eine einfache Handhabung. Die Schaltungen können in . einem kompletten Gerät mit einer Experimentierplatte gekoppelt werden. Für alle Püfstite ist je eine Leiteplatte entwofen und erprobt worden, die in die Hülle eines ausgeschrieenen Faserstites gesteckt werden kann. Da­ durch ergibt sich ein optisch ansprechendes und sehr handliches Püfgerät Die Strozufuhr wird über ein Kabel vom zu übepü­ fenden Gerät vorgenommen. Zur Vermeidung von Verpolung und damit Zerstöung des Püfstites ist eine Vepolschutzdiode in jedem Stit vogesehen. Der hintere Teil der Leiterplattenvorlage wurde ür eine Steck­ vorichtung der Ansclußkabel vogesehen.

Blatt

0

Bild 2

lmpulstester; a - Stromlaufplan, b - Leiterbild, c - Än­ deung zu b für D 1 1 0 , d - Bestücrungsplan

VD }

SAY }0

a)

Der Leiterzug ist dann a n der angegebenen Stelle aufzutren­ nen. Für VTl kann auch ein Si�Transistor vewendet werden. Dabei muß zu VDl und VD2 noch eine Ge-Diode in Reihe geschaltet werden, wenn die angegebenen Pegelwerte ereicht werden sol­ len. Damit die Leiterplatte nicht verändert werden muß, kann an Stelle von VDl und VD2 auch eine SAL 41 eingelötet werden, wenn vorher der mittlere Anschluß abgebogen wurde. Die Leitung ür die Spannungszuuhr sollte nicht zu lang ge­ wählt werden. Die LED sind so einzulöten, daß sie aus den vor­ her angebrachten Öfnungen des Prüfstites ewa 2 m vorste­ hen. Die leuchtenden LED sind mit den in der Schaltung angegebenen Vowiderständen auch bei Tageslicht gut zu se. �a

Schiebt man die in der Zusatzschaltung bei Bild 1 angegebene, mit lsolierschlauch umhüllte Schaltung leiterseitig unter die Lei­ terplatte, zeigt dieser Stit zusätzlich noch HF-Schwingungen (oder eine hochfrequente lmpulsfolge) an. Die daür benötigte LED kann mit einigen Bauteilen im hinteren Teil des Prüfstites untergebracht werden. Bestimmte Leiterzüge sind daür schon vogesehen. Bild 3

Impulstester kleinen Aufwands; a - Stromlaufplan, b Leiterbild, c - Bestücrungsplan +

- -� � Cl , 0 ' 0.5nF

al

3.

mpulsprfer (mpulstester)

Einzelimpulse oder auch Impulsfolgen werden nur dann deutlich erkannt, wenn sie ausreichend niederfrequent sind. Beim Leuch­ ten beider Pegel-LED snd hohe Impulsfolgen vorhanden, denn beide Pegel können nicht gleichzeitig anliegen. Das Auge inte­ griert die in schneller Folge eintrefenden und zur Anzeige ge­ langenden Impulse. Einzelimpulse kürzester Dauer sind so nicht erkennbar. (Das erfordert einen Oszillographen.) Ein Prüfstift, der diese Einzelmpulse nachweist, wurde nach einer Schaltung aus [2] entwickelt (Bild 2). Ein Monolop sogt mit seiner durch l und RS festgelegten Hal­ tezeit auch ür das Erkennen sehr urzer Impulse. Für die Leiter­ platte kann man je nach Veügbarkeit einen D 1 00 oder einen D 1 1 0 einsetzen. Eine weniger auwendige Schaltung zeigt Bild 3. Bei den Schal­ tungen sollte die Haltezeit etwa 0,3 bis 0,5 s betragen. 4.

HF-fer (HF-Tester)

Bereits in Abschnitt 2. wurde ein HF-Tester beschrieben. Er mußte unter die Leiterplatte geschoben werden. Dadurch wird der Aubau im Stit sehr eng. In [1] fmdet man die Schaltung nach Bild 4, ür die ebenfalls eine Leiterplatte entworfen wurde. Die hier angegebene Variante wird nur mit einem Kondensator l bestückt. Umschaltmecha­ nismen, die auch im Stit unterzubringen sind, können [3] ent­ nommen werden.

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Kapitel 5

-

TL;Püfstiftbesteck

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Bild 4

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5-6

(Blatt 2)

5.

C lb /OOp

1986 .

llgemeine Digitaltecik

Pegelgeber

Dieser Prüfstit (Bild 5) gestattet den wahlweisen Einsatz ver­ schiedener IS (z. B. D 1 00, 1 03, 1 1 0, 120 usw.) zur Erzeugung de­ inierter Pegel über Sensoren. Diese Sensoren sind über den Hautwiderstand mit dem mittleren Sensor (durch Schutzwider­ stand RS an Plus) verbunden. Wird kein Sensor berührt, dann wird der am Punkt B von außen eingegebene Takt wirksam. Bei der Variante 2 (Bild Se) entsteht durch die Drahtverbindung X1-B ein RS-FF, welches den gewählten Pegel auch ohne Sensor­ berührung hält. Der Pegel wird jetzt bei X2 abgeno11en. Die LEDs m hinteren Teil geben den anliegenden Pegel wieder (siehe auch Abschnitt 7.).

HF-Tester; a - Stronlaufplan, b - Leiterbild, c - Be­ stückungsplan

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Bild 5

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Pegelgeber; a - Stolauf­ plan, b - Leiterbild, c Bestückungsplan, d - Be­ stückungseinzelheit ür Darlington-Kombinatio­ nen, e - Variante mit Speichewirkung

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R 9 • RIO " 0, ) . - '.7 R9 = RI0 = , 70

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Bild 6

6.

Taktgeber; a - Stromlaufplan ür NF-Variante, b - HF­ Taktgeber, c - Leiterbild zu a, d - Ändeung im Be­ reich des Schaltkreises ür b als Zusatz zu a, e - Bestük­ kungsplan

Tktgeber

Eine extrem langsame Taktfolge läßt sich bereits mit dem Pegel­ geber erzeugen. Die Taktfrequenz des im Bild 6a gezeigten Taktgenerators ist von den Bauteilen R und C abhängig. In grober Näheung gilt ! = 11(3RC). Die Frequenz läßt sich durch Abschalten des Kon­ densatos S (Öfner zwischen Kontakt I und K) umschalten. Mit 4 allein soUte eine Frequenz von etwa 30 kHz und mit zu­ geschaltetem CS von etwa 10 Hz ereicht werden. Will man den Umschalter im Stit einsparen, kann man z. B. zwei solche Stite mit veschiedenen Frequenzen anfetigen. Die Taktfrequenz des m Bild 6b wiedegegebenen Taktgebers liegt m MHz-Bereich und ist von den vewendeten Gatten ab­ hängig. Die Egänzung zur Leiterplattenvorlage emöglicht unter Ver­ wendung enes 6fach-Inverters (D204) die Erzeugung von allen 3 angeührten Frequenzen, allerdings unter Erhöhung des Auwan­ des an Umschalten. Dieser Stit läßt sich dann auch zur Überpüung von TV-Gerä­ ten vewenden. Die Leiterplattenvorlage gestattet ür den Taktgenerator Va­ riante 1 den wahlweisen Einsatz verschiedener IS. Wird eine IS mit mehr als 2 Gatten benutzt, dann kann das weitere Gatter den Generator ausgangsseitig entkoppeln. Die Verbindungen sind selbst vorzunehmen. Zur Entkopplung dient aber auch der Transistor in der Spitze (siehe 7 .).

7.

Auskopplung der Pegel

Mehrere Gründe bewogen den Autor zum Einsatz von Ausgangs­ transistoren. Beim Einsatz eines npn Transistors ist zu beachten, daß sich die Pegelverhältnisse umkehren (invertieren). Der Aus­ gangstransistor ist m vorderen Teil der Leiterplattenvorlagen schon vorgesehen. Dadurch kann der Stit mit allen Teilen der zu püfenden Schaltung in Berühung kommen (auch mit Plus­ oder Minuspol), ohne dabei zerstört zu werden. Wenn eine Pegelanzeige ür »L« direkt an den Kollektor des Ausgangstransistors gelegt wird, dann quittiert der Stit diese starke Mißhandlung (Anschluß an den Pluspol) mit Verlöschen der LEDs (Bild 7). Bei »H« m Stit und am angetasteten Punkt, der auf »L« oder Masse liegt, leuchten beide LEDs. Beides muß aufallen! Vorsicht ist immer noch nötig, denn die angetasteten Gatter der Schaltung können zerstöt werden. Insbesondere dann, wenn die Gatterausgänge mit einem H-Pegel belegt werden (was eigentlich nicht sein sollte, denn hier entstehen Pegel!). Ein Widerstand, zwischen Ausgangstransistor und Tastspitze geschaltet, verhin­ dert diese Zerstöung, setzt allerdings die Ausgangsbelastbarkeit

bei sicherer Einhaltung der Pegel wied.er herab. Tabelle 1 zeigt einige ausgewählte Wete. Dabei gilt: Mit steigendem R, sinkt die Ausgangsbelastbarkeit, aber die Sicherheit steigt. Tabele I

Ausgangsbelastbarkeit ) in Abängigkeit von R, Vowiderstand R; n 0 Ausgangsbelastbarkeit n Lastfaktoren N, ewa •R, < 500 0

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68

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150

10

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Bild 7

Auskopplung des Pegels

Literatur [1) H. Jakubschk; Leuchtdioden und ihre Anwendung. Reihe »electronica«, Berlin 1 977, Band 149. [2) H: Kühne; Schaltbeispiele mit TL-Gatten D 10. Reihe »electronica«, Berlin 1 977, Band 155. [3) J. Rempt; TL-Prüfstitbesteck. FUNKAMATEUR 33 (1983), Het 6. [4] J. Rempt; Pegelgeber in 3 Varianten. FNMATEUR 33 (1983), Het 8.

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Kapitel 6

-

Mikroprozessortecik

Modeme Mikroelektrok (Blatt 1) 3.

Tabelle 1 3

Das Monitoprogramm bei Mikrorechnen gestattet es, AM­ Speicherteile zu laden, zu lesen sowie wichtige Grundpro­ gramme (Lesen, Laden, Lochbandlesen usw.) zu starten. Für um­ fangreiche Rechneraubauten gehören dazu noch eine Sichtan­ zeige mit Bildschirm, eine Tastatur und Möglichkeiten zum Festlegen von Testpunkten (Stoppen eines zu testenden Pro­ gramms an bestimmter Stelle mit Anzeige der Registerinhalte) sowie einige Hilfsprogramme, z. B. zum Verschieben von Daten im Speicher. ' Beispiele iir diese Programme werden später im Zusammenhang mit dem U 880 angegeben. Für die Minimalkoniguration ZE1 (Bedieneinheit sowie RAM von 2000H bis 23FFH, ZVE, EPROM-Bauguppe) wird nachfolgend eine einfache Monitor­ Variante mit den Bestandteilen »Eingabe über Bedieneinheit in den RAM-Bereich«, »Lesen beliebiger Speicherteile«, »Start eines geladenen Programms« sowie Start des bereits besproche­ nen Programes L (Tabelle 1 1 , Blatt 6-15, 3. Liefeung der diskutiert. Dialoganzeige Schaltungssammlung) Eine . (Blatt 6-13) wird nicht vorausgesetzt. Das gesamte Programm umfaßt weniger als 500 Byte. Die Funk­ tion »Spung zu einer beliebigen Adresse« ist nicht enthalten. Dazu müssen m Schrittbetrieb 44H und zwei Adressenbyte ein­ gegeben werden. Da im Rahmen der Schaltungssammlung keine systematische Einführung in die Programmieung gegeben wer­ den kann, werden Teile des Monitors als Assemblerausdruck ab­ geduckt. Diese Programmteile sind Beispiele iir die Anwen­ dung bedingter Sprünge oder logischer Operationen. Ähnliche Programmstücke sollte der Anwender selbst entwerfen und im Schrittbetrieb abarbeiten. Weitere Infomationen zur Assembleprogrammieung inden sich in [1] und [2]. Die Speicheradressen 00 bis 3DH werden ähnlich dem allgemei­ nen Beispiel von Tabelle 1, Blatt 6-2 gestaltet. Zwei Gesichts­ punkte sind dabei zu beachten: - Alle 7 Adressen der RST-Befehle werden mit solchen Pro­ grammeinspüngen belegt, die über Inteupt oder über Eintra-

5)

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Kapitel 6

-

Mikroprozessorteck

198 6

Blatt

6 - 14

Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 2) ADR

CPU - Schr•ibzyk/us

( HEX)

FFFF

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CPU - Signale kann für Sp•ich tr ­

orweitorung•n w•rden

g•nuzt

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2

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Bild 2

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(Monitoprogramm )

Speicherplan des Einplatinencomputers

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A 15 A " A 11

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ausdekodiert Diese Adressen sollten nicht angesprochen wer­ den. Man erhält damit, abgesehen vom nicht nutzbaren Bereich, die gleiche AdreßbeJegung wie die ZRE des K-1 520-Systems. Das Monitorprogramm belegt 1 Byte im ersten EPROM (OOOOH . . . 03FFH) und 64 Byte im RAM (OFCOH . . . OFFFH). Das zweite EPROM kai iir Anwenderprogramme oder Monitoreweiteungen benutzt werden. Für den RAM-Bereich werden zwei Schaltkreise U21 4 D (1 KBit x 4 ) eingesetzt. Diese Schaltkreise haben bidirektionale Datenleitungen, die direkt an den Datenbu� der CPU geschaltet werden. Leider steht kein separater E-Eingang (»Output En­ able«) zur Verfügung. Die Datenausgänge des RAM werden· bei 5 = »Low« und E = »High« aktiv. Wird das '-Signal allein aus dem '-Signal und einer gültigen Adresse dekodiert, kommt es bei Speicherschreibzyklen durch das verzögerte :: Signal zu Konlikten auf dem Datenbus. Das 5-Signal darf erst bei gültigem :- oder U-Signal der CPU aktiv werden (siehe Bild 3).

2.3.

PIO-nscluß

Für die Adressieung der Ein-/Ausgabehausteine wird kein ge­ sonderter Dekoder vewendet. Die E-Eingänge der beiden PIO sind direkt mit den Adreßleitungen A6 bzw. A7 der CPU ver­ bunden. Bei gleichartiger Vewendung von 2 bis A5 können ex­ ten 4 weitere EtA-Bausteine (PIO, SIO, CTC) angeschlossen werden. Durch den Einsatz eines Dekoders kann die Anzahl der zusätzlich anschließbaren Schaltkre ise auf 16 erhöht werden. Die Adreßleitung AO wird zur Portauswahl (B/A) benutzt und Al zur Unterscheidung zwischen Daten- und Steuerport (C/D). Aus Tabelle 1 sind alle Ein-/Ausgabeadressen eSichtlich. Alle 40 EiD-/Ausgabeleitungen der PIO führen zu einer 58poli­ gen Buchsenleiste auf der Frontseite der Leiterplatte. Zusätzlich werden die Betriebsspannungen, die m-Leitung und die T-Leitung herausgeiirt. Beide PIO-Bausteine können einen Interupt auslösen. PIO 1 (Dl l) hat die höchste Priorität und wird vom Monitorprogramm für alle Ein-/Ausgaben vewendet. Der IBO-Ausgang von PI0 2 wird negiert auf den Systembus geührt. Bild 4 zeigt die Stecker­ belegung der frontseitigen Buchsenleiste.

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Bild 3

Anschluß des statischen RAM U 2 1 4 an die U 880-CPU. Ohne Gatter 1 wird das CE-Signal bei Schreibzyklen zu frih aktiv. Die Datenausgnge der CPU und des M sind dabei zeitweise gegeneinandergeschaltet!

Tabelle 1

Belegung er Ein-!Ausgabe-Adssen

E/A-Adresse (HEX) 7C 7D 7E 7F BC BD BE BF CO . . . FE

2.4.

Bedeutung PORT A, Datenbyte PORT B, Datenbyte PORT A, Steuerbyte PORT B, Steuerbyte PORT A, Datenbyte PORT B, Datenbyte PORT A, Steuerbyte PORT B, Steuerbyte frei

PIO 2 (Anwender-PIO) PIO 1 (System-PIO)

Systembus

Alle CPU-Anschlüsse iihren auf einen 58poligen Steckverbin­ der. Die Signalbelegung entspricht der des K-1 520-Systembus; die Signale Y, I, �. I und I sind nicht be­ schaltet. Die maximale Belastbarkeit der Busleitungen beträgt allerdings nur eine Standard-TL-Last. Die Taktleitung ist höher belastbar und kann als Eingang oder Ausgang benutzt werden. Alle CPU-Eingänge liegen über Widerstände an + 5 V. Die Inter­ ruptmöglichkeiten der U880-CPU sind ohne Einschränkungen nutzbar. Das Ende der Inteuptkette liegt am Systembus an

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Bild 4

Steckerbelegung

Stromaufnahme n A +S V + 12 V -SV

2.5.

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130 60 30

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Bild 5

Stomafnahme ds Einplatinencomputes

berechnete Maximalwerte gemessen gemessen (ohne IS 4 und 12)

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Der OMA-Betrieb mit der U880-CPU ist ebenfalls möglich. Die­ ser Anwendungsfall wird bei Minimalsystemen in der Praxis nur ür Testzwecke eine Rolle spielen. Bei Q = »Low« schaltet die U880-CPU alle Signalausinge in den hochohmigen Zu­ stand, und eine andere Einheit kann die Bussteueung übeneh­ men. Dabei sind die Speicher- und E/A-Schaltkreise frei zugäng­ lich. Die Auladung von Cl bewirkt beim Zuschalten der + 5 V das Rücksetzen der CPU. VD2 trennt die Rücksetzschaltung pach Auladung von Cl von der RT-Leitung und sollte eine kleine Flußspannung auweisen. VDl entlädt den Kondensator beim Abschalten der Betriebsspannung. Die PIO-Schaltkreise werden hardwaremäßig nicht rückgeset Der Systembus bietet vorangig die Möglichkeit, weitere Steck­ einheiten anzuschließen. Diese sollten die gleiche Signalbele­ gung am Steckverbinder auweisen. In diesem Fall kann vorteil­ hat eine gleichmäßige Rückverdrahtung ür alle Steckplätze eingesetzt werden. Die drei Betriebsspnnungen ( + 5 V, - 5 V, + 12 ) werden über den Systembus zugeührt. Die Spannungen sollten nur gemeinsam zu- bzw. abgeschaltet werden. - 5 V und + 12 V werden nur ür die EPROM benötigt und lassen sich un­ ter Umständen aus einem kleinen Transverter erzeugen. Ta­ belle 2 gibt die berechneten und gemessenen Werte für die Stromaufnahme an. Tabelle 2

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Konstktive Gestaltung

Der Einplatinencomputer C-80 wurde auf einer Universalleiter­ platte mit den Maßen 95 mm x 170 mm aufgebaut. Die Kon­ stuktion einer Leiterplatte hätte nur bei zweiseitigem Leiterbild mit 0,3-mm-Leiterzügen Sinn. Das läßt sich aber mit amateur­ mäßigen Mitteln nicht mehr ausühren. Der Musteraubau wurde nach dem Aulöten der Fassungen und passiven Bauelemente mit einfachem 0,3-mm-CuL-Draht ver­ drahtet. Die Verdrahtung wurde ausschließlich von der Lötseite ausgeführt. Die Drähte werden direkt von Anschluß zu Anscluß gezogen. Dabei sind die Drähte nicht zu straf u ühren, um eine Beschädigung der Lackschicht zu vemeiden. Eine kurzzei-

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Anordnung der Bauelemente auf der Musterplatte

tige Berüung mit dem heißen Lötkolben bewirkt keine Beein­ trächtigung der Lackisolieung. Der Zeitauwand ür die Ver­ drahtung der Musterplatte lag unter 25 Stunden. Bild 5 zeigt die Anordnung der Bauelemente · auf der Musterplatte.

2.6.

Inberiebnme

Für die Inbetriebnahme sollten zumindestens ein Vielfachmes­ ser und ein Oszillograph zur Verügung stehen. Folgende Rei­ henfolge wird empfohlen: - Messen der Übergangswiderständi zwischen Masse und den einzelnen Betriebsspannungen an der verdrahteten, aber noch unbestückten Leiteplatte. - Anlegen der Betriebsspannungen an die unbestückte Leiter­ platte und Spannungsmessung an den Schaltkreisfassungen. Damit können fehlerhate Verdrahtungen der Stromversor­ gung ausgeschlossen werden. - Bestücken des Taktgenerators und Nachweis der Taktfre­ quenz. - Bestückung mit der U 880-CPU. Die Datenleitungen werden über 10-kn-Widerstände an Masse gelegt. Die CPU ührt in diesem Fall nach RESET nur NOP-Befehle aus, d. h. aufeinan­ derfolgende Befehlslesezyklen auf allen Adressen. Die Adreß­ ausgänge verhalten sich wie ein 16-Bit-Binärzähler. AO liefert die höchste Frequenz, die s der Taktfrequenz beträgt. Fehler­ hate Verdrahtungen der Adreßleitungen können mit Hilfe des Oszillographen vefolgt werden. Nach dem Bestücken des Adreßdekoders müssen die E-Signale ür die Speicher-IS er­ zeugt werden. - Datenbus über die 10-kl-Widerstände an + 5 V legen. Die CPU erkennt jetzt den Befehl RST 38H und ührt einen Be­ fehlslesezyklus und nachfolgend zwei Speicherschreibzyklen aus. Dieses Verhalten läßt sich ebenalls mit einem einfachen Oszillographen kontrollieren. Die weitere Funktionsprüfung nach der Bestückung der restli­ chen IS wird mit dem in einem EPROM gespeicherten Monitor­ programm vorgenommen.

3.

Tastatur- nd zeigeeinheit

Bild 6 zeigt den Stromlaufplan von Tastatur und Anzeige. Die Einheit wird an PIO 1 (Dl l) über die frontseitige Buchsenleiste angeschlossen. Es wurde ein entsprechend zugeschnittener 26po­ liger Steckverbinder benutzt. PIO 2 läßt sich so noch unabhängig mit einem ebenfalls zugeschnittenen Steckverbinder beschalten.' Für den konstuktiven Aubau von Tastatur und Anzeige eignet •

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Kapitel 6

-

Mikroprozessorteck

198 6

B latt

6-15

inplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 3)

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In Bild 8 ist R1 der Eingangswiderstand. Die Meßbereiche wer­ den durch Umschaltung von R13 bis R24 realisiert. 3 macht die Schaltung im 100-mV-Bereich zu einem 5-Hz-Tiefpaß. Der Auf­ bau geht aus den Bilden 9, 10 und 1 1 hevor. Für den B OBOD werden alte (14-) und neue (8polige) Gehäuseform vorgese­ hen.

Die Umfomung von (sinusömigen) Wechselspannungen in proportionale Gleichspannungen erfolgt durch den aus N2 und N3 n Bild 12 bestehenden Präzisionsgleichrichter, dessen Wir· kungsweise schon ot beschrieben wurde. Beim Entwurf einer solchen Schaltung sind sowohl gleich- als auch wechselspan­ nungstechnische Gesichtspunkte zu beachten. Ausreichende Slew-Rate, hohe obere Grenzfrequenz bei absolut linearem Gang sowie hohe Nullpunktstabilität des Ausgangs sind · die wichtigsten Kriterien. Um die Ausgangsgleichspannung im Ver­ gleich zur Nullpunktabweichung zu erhöhen, wird die Wechsel­ spannung mit N1 voverstärkt Da die Slew-Rate im invertieren­ den Betrieb relativ niedrig liegt, ist eine Eingangsspannung U1 von U1.r " 1 V ür den Präzisionsgleichrichter optimal. 3 beeinlußt entscheidend Linearität und obere Grenzfrequenz. Mit 40 pF werden bei 2 % Überhöhung und 1 % Abfall 35 kHz ge­ schaft.* Mit R5 stellt man die Verstärkung ein, R17 ist fir Null­ potential am Ausgang eforderlich. Die Bilder 13 bis 15 zeigen den Aubau. •

R 7 10 k

Wechselspnnugsmessug

Ein weiterer Faktor ist der Tiefpaß Rl plus Einsangskapazität der nachfosenden Schaltung. Die Grenzfrequenz erhöht sich, wenn man Rl senkt.

( 1)

C

1.1,5 , 6, 6, 9

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76 1 D

Bild 12

Stromlaufplan des Präzisionsgleich­ richters

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Bild 15 Fertiggestellter Präzisionsgleichrich· _ ter-Baustem

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Bild 13 Bestückungsplan des Präzisionsgleichrichters Bild 16 Wechselspannungsteiler

Bild 17 Bestückungsplan ür den Wechsel­ spannungsteiler

RB

Bild 18 Leitungsüung ür Bild 1 7

!

Ommeter

Das Prinzip des Ohmmeter-Bausteins ist in Bild 19 dargestellt. Ein OPV in invertierender Gundschaltung erhält R, als Gegen­ kopplungswiderstand. Für die Ausgangsspannung gilt R,

-

(l J

6.

73

--�f'-ff 0·---�-1 .

Bild 14 Leitungsührung ür Bild 13

Höhere Eingangsspannungen werden durch den Teiler (Bild 16) veringert. Auch ür NF sind rein ohmsehe Teiler fehlerbehaftet, denn parasitäre Parallelkapazitäten bilden undeinierte Neben­ schlüsse. Die obere Nutzfrequenz (d. h. Beginn des Abfalls) liegt ür den 100-kO-Teiler schon bei 20 kHz. Zur Realisieung eines höheren Eingangswiderstands kann man RC-Teiler benutzen, bei denen der Fehlereinluß durch Gleichmachen der RC-Pro· dukte der einzelnen Glieder eliminiert werden kann (Zeitkon­ stantenabgleich). Die Bilder 17 und 18 zeigen die Leiterplatte des Teilers.

-�T-·-l·

' 0

(--6 00 -o

Uo = - ui f ·

Der Betrag der Ausgangsspannung ist somit R, propotional. Ein gewisser Nachteil der Schaltung besteht darin, daß R, nicht geer­ det ist. Daher wird ein zusätzlicher Umschalter (S 2.5 in Bild 35) benötigt. Jedoch gibt es bei der Realisieung weit gestafelter Meßbereiche durch Umschaltung von R keine Probleme. In der praktischen Schaltung nach Bild 20 wird Ui durch N1 be­ reitgestellt. Am Punkt (1) steht dann aus niederohmiger Quelle etwa - 1 V an. Mit den Stellpotentiometen am Minuseingang von N2 werden die Meßbereiche justiert. Die Genauigkeit hngt von der Stabilität der 16-V-Versorgungsspannung ab. Die Ofset-

R6

10

10

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·

Kapitel 7

-

Meßteck

Digitalmultimeter mit C520D

(Blatt 3)

1986

B latt

7- 3 + 16 V

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Bild 19 Prinzip des Ohmmeters

1

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Bild 2 1 Die Möglichkeiten U r die Ofsetkompensation beim Ohmmeter Bild 22 Bestückungsplan Ur das Ohmmeter

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Bild 23 LeitungsUhruns Ur Bild 22 (B 082 D) Bild 24 Leitungsüung ür Bild 22 (B 083 D)

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Bild 25 Der fertige Ohmmeter-Baustein mit B 083 D kompensation Ur die beiden vewendbaren OPV-Typen zeigt Bild 2 1 . Beim B 083 D geht es einfacher, denn er hat spezielle Ofset-Abgleichanschlüsse. Im Muster wurde R13 mit Schalt­ drähten an N2 gelötet, da der Anschluß über Leiterzüge auf der Platte (siehe Bild 24) zu schwierig wurde. Bei Vewendung des B 083D entfallen in Bild 22 also R13 bis R18. Natürlich kann diese Schaltung auch mit zwei B OBOD bzw. B 081 D realisiert werden! Bild 23 und Bild 24 zeigen die beiden Varianten. Bild 25 vermittelt einen optischen Eindruck vom Musterbaustein mit B 083 D.

7.

0

10

Bild 28 LeitungsUhuns Ur Bild 2 7

Shuntiderstände

Zur Strommessung werden dem Gleichspannungsverstärker bzw. dem Wechselspannungsteiler Nebenwiderstände zugeschaltet In Bild 26 ist R8 ein einstellbar gemachter Konstantan-Draht. Nur R1 ist unveränderbar und muß · daher eng toleriert sein. Seine Toleranz ergibt einen zusätzlichen Fehler bei Wechselspan­ nungsmessung im 100-mV-Bereich. Die Bilder 27, 28 und 29 zeigen Bestückungsplan, Leiterbild und Muster dieses Bausteins. (I) Rl

I, J K

100

A

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IOOmA lA

Bild 26 Die Shuntwiderstände Ur Strommessung

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Bild 27 Bestückungsplan Ur die Schaltung nach Bild 26

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Bild 29 Fertiger Baustein nach Bild 26

8.

Sromversorgung

Bild 30 zeigt den Stromlaufplan des Netzteils. Die Spannungs­ verdopplerschaltung it l bis 4 und VDl bis VD4 erlaubt die Erzeugung von symmetrischen Spannungen aus einer Transfor­ matowicklung (8 V/0,5 A). Zur Erzeugung der Spannungen von 5 V und von etwa 8,5 V wird eine zweite Wicklung (6,3 V/0,3 A) herangezogen. m Muster wurde ein »Bildröhrentransformator« M 5 5 vewendet. Es ist noch genügend Raum Ur die zweite Wicklung vorhanden (120 Wdg. bzw. 90 Wdg. mit CuL etwa 0,5 mm Durchmesser). Unter Beachtung der strengen Bestim­ mungen iir die Isolation der Netzteile (u. a. 2-Kammer-Wick­ lung) kann der entsprechend ausgebildete Leser den Transforma­ tor nach folgenden Angaben auch selbst wickeln: Ken M 55 oder EI 48/16 2 460 Wdg. O,l mm CuL; pnmar sekundär 100 Wdg. 0,4 mm CuL; 85 Wdg. 0,4 mm CuL. Die Spannungen ± 16 V stabilisiert man mit je einem MA 723. Im Muster wurden MA 723 im TO-Gehäuse eingesetzt. Wird Ur N2 eine Ausiihung im DIL-Gehäuse benutzt, kann VD9 entfallen, da dieser Typ die Z-Diode enthält. Den Aubau zeigen die Bilder 31 bis 33. Für die Spannung 5 V genügt die Z-Diode VDIO. Diese sollte so ausgewählt werden, daß ihre Z-Spannung unter den Lastbedin­ gungen des Gerätes im Bereich zwischen 4,75 V und 5,25 V liegt Der AA723 ist relativ teuer. Wesentlich kostengünstiger gestal­ tet sich die Schaltung nach Bild 34. Der TK der Z-Diode VD3 ist gering. Die Regelung besorgen zwei Operationsverstärker, denen ebenfalls Transistoren nachgeschaltet Wurden. Nl arbeitet in nichtinvertierender, N2 in invertierender Gundschaltung. Mit R4 bzw. RIO wird die Ausgangsspannung exakt eingestellt. Auch hier lassen sich - wie in_ Bild 30 - Festwiderstände einsetzen, denn es genügt, wenn die Ausgangsspannung auf ± 1 V exakt ist. Die Stabilität dieser Schaltung kann als ausreichend Ur den vor­ gesehenen Einsatzzweck angesehen werden. Man achte darauf, daß der maximal zulässige Ausgangsstrom des B 761 D 70 A nicht überschreiten daf.

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986

Kapitel 7

-

Meßteck

Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 4)

Blatt

7 -4

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Bild 31 Bestückungsplan ür die Stromversogung

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Bild 30 Stromlaufplan Stromversorgung MA 723

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Bild 32 Leitungsühus � ung ür Bild 3 1 --

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Bild 33 Fertiger Stromversorgungs-Baustein

SY 360/1 VT 1 R IO

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C 6 • SO

- 16 V

Bild 34 Preisgünstige Stromversorgung mit OPV

9.

Gesamtaubau

Die Zusammenschaltung der einzelnen Bauguppen zeigt Bild 35. Das Multimeter vefügt über einen Meßbereichsum­ schalter S 1 , einen Schalter ür Gleich- und Wechselgrößen bzw. »Aus« (S3) sowie den Meßartenschalter S2. Mit der ünften Ebene von S1 werden gemäß Meßbereich die Dezimalpunkte eingeschaltet: 0,1 (9) 9 9.9 1 (9).9 9 9 10 + V/mA/kO (9) 9.9 9 100 (9) 9 9.9 1 000 (9) 9 9 9.

Wie das Gerät in einem U-förmigen Gehäuse aus 2-mm-Alumi­ niumblech untergebracht werden kann, zeigt die Skizze Bild 36. Die 6 Leiterplatten werden mit M3-Senkkopfscrauben befestigt, die von unten in das Gehäuse ragen. Es sind Pertinax-Abstands­ röllc.en zu vewenden. Die Anzeige wird mit Halterungen ge­ mäß Bild 37 montiert. Diesen ganzen Komplex (außer Netzteil und Transformator) um­ schließt ein Abschirmkasten aus Weißblech mit drei Kammen. Die Eingangsleitungen sind zu schirmen (Schaltungsmasse). Das Heranühren der Netzspannung an S3 geschieht ebenfalls mit ge­ schirmtem Kabel (Netzerde). Der Pluseingang des Geräts hat eine größere Impedanz gegen Netzerde als der Minuseingang. paher kann sich bei Wechselspannungsmessung an geerdeten

+B,SV

Bild 35 Gesamtstromlauf­ plan des Multime­ ters

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S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung

Kapitel 7

-

Meßteck

Digitalmultimeter mit C 520 D

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Skizze ür Gesamtaubau und Frontplattengestaltung

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Bild 37 Halterungen ür 7-Segment-Anzeige Meßobjekten eine Störspannung einstellen. Deshalb sollte die Buchse »Netzerde« des Multimeters durch ein kurzes, gutleiten­ des Kabel mit Netzerde am Meßobjekt verbunden werden. Die Drehschalter sind Keramikausuhrungen ür 1 A. Die Typen DS2/ 4 x 6-4 X 5 (S1) und DS2/ 4 X 3 (S2, 3) lt. TGL 26 147 werden vom VEB Elektronik Gera gefertigt. Beim Muster stan­ den ür S2 und S3 nur Ausührungen DS 11 4 x 3 zur Verfügung. Die Ebene S2.5 in Bild 35 mußte daher von S3 realisiert werden (Widerstandsmessung in Mittelstellung von S3). Es wird empfohlen, das Gerät schrittweise aufzubauen und die Funktion soweit wie möglich zu überprüfen. Dazu ' aus der Praxis heraus in Stichpunkten folgende Hinweise: - In Mittelstellung von S3 ist das Multimeter ausgeschaltet. S3.3 muß eine eigene Ebene sein, die gegenüber der anderen Ebene sorgfältig mit einer Weißblechkonstruktion abzuschir­ men ist, sonst kommt es zu Brummeinstreuungen! Während des Aubaus und der Erprobung sollte Netzspannung daher zunächst einmal direkt an den Transfomator gelegt werden. - Der Minuseingang des Gleichspannungsverstärkers (OPV) ist der kritischste Punkt hinsichtlich des »Einfangens« von Brumm. Alle mittelbar damit verbundenen Leitungen - also auch die Zuleitungen zu S2.2 - sind daher gut geschirmt aus­ zuühren.

- Im Muster wurde die »heiße« Eingangsbuchse (Meßgeräte­ buchse) gekürzt, damit die Schirmung konsequenter wird. - Bei Ohmmeter und Gleichspannungsverstärker kann die Ab­ schirmung auch an Netzerde gelegt werden, was ot einfacher ist. Das Streufeld des Transformators erwies sich beim Musterauf­ bau als nicht sehr störend, so daß der Transformator gleich an Ort und Stelle montiert wurde. Ohne Schirmkasten wurden am Punkt (1) des AD-Wandlers in den Bereichen 0,1 V und 1 V etwa 8 mV (Spitze-Spitze) gemessen, in den anderen Be­ reichen 5 mV. 10 mV sind der Maximalwert, damit die letzte Stelle uhig bleibt. Der Schirmkasten verringert die Brumm­ spannungen um etwa 50 %. Beim Netzteil sind die Masseanschlüsse der Platte (siehe Bild 3 1) mit einem gut leitenden Schaltdraht zu verbinden. Alle Masseleitungen bzw. Abschirmungen werden einzeln zur Netzteilplatine an Masse geührt, wobei eine Lötösenleiste zu Hilfe genommen werden kann. Beim Muster blieben während der Erprobung (ohne Abschirm­ kasten und Gehäusedeckel) bei ofenem und kurzgeschlosse­ nem Eingang in den Gleichspannungsbereichen 0,1 V und 1 V die letzten beiden Stellen nicht uhig. Dieser Efekt ver­ schwindet vollständig, wenn der Pluseingang (Schaltungs­ masse) mit der Buchse »Netzerde« verbunden wird. Nach Auf­ setzen von Abschirmkasten und Gehäusedeckel waren die Störungen ebenfalls verschwunden. Wenn Dickschichtsteiler eingesetzt werden - und das sollte man unbedingt anstreben! -, lassen sich alle Bereiche bequem und präzise »eichen«. Auch mit dem Konstantan-Draht gab es keine Probleme. Man braucht sich da also bezüglich des letz­ ten Digits bei der Justage auf keine Kompromisse einzulas­ sen! Normaleweise ist bei solchen Schaltungen eine gewisse Ein­ laufzeit nötig. Die Ofsetdriten sind wegen der thermischen Zeitkonstanten der Schaltkreise nach dem Einschalten beson­ ders hoch. Beim Muster wurde dennoch festgestellt, daß sich die Nullstellung gleich nach dem Einschalten einstellte und stabil blieb. Ist die Umgebungstemperatur ungefähr konstant, so kann man von dem Gerät erwarten, daß spätestens einige Minuten nach Einschalten alle Stellen auf Null gehen. Beim Messen von Wechselgrößen dauert es immer erst einige Sekunden, ehe die Anzeige »ausgerollt« ist. Das liegt an dem

Bild 39 Außenansicht des Digitalmultimeters sehr großzügig bemessenen C1 1 in Bild 12. Man kann durch Verkleinem bis auf etwa 10 JF eine Verbesseung erzielen, wobei noch keine Probleme (Restwelligkeit) bei der Verarbei­ tung niedriger Frequenzen zu erwarten sind. - Die höchstzulässige Eingangsspannung im Bereich WS, 1 kV, ist von der Spannungsfestigkeit von l des Teilers abhängig sowie von der Belastbarkeit und Grenz�pannung ür Rl.

10.

Justage

Zum Abgleich sollte ein vierstelliges Multimeter zur Verügung stehen. Es ist daür zu sorgen, daß die Bummeinstreuungen in die Schaltung so gering sind, daß die Anzeige eindeutig wird. Abgleichschritte: 1. Mit R10 am Gleichspannungsverstärker auf den Nullwert der Eingangs-Leerlaufspannung in Stellung GS 100 mV. Bei Kurzschluß und Leerlauf des Eingangs darf sich die An­ zeige nicht änden. Man kann auch den OPV-Diferenzein­ gang kurzschließen und dann den »Umschaltpunkt« ür die Ausgangsspannung einstellen. 2. Mit R4 am Gleichspannungsverstärker ·auf eine ür alle 5 Meßbereiche gleiche Anzeige in · den Stellungen GS 0,1 V bis 1 kV. Danach Kontrolle, ob die Einstellung nach Punkt 1 noch exakt ist!

Damit ist die Ofsetkompensation zu Null ausgeührt, da nur dann die Ausgangsspannung des Gleichspannungsverstärkers bei unterschiedlicher Betriebsverstärkung Null bleibt. 3. Mit R4 am AD-Wandler auf Null in Stellung GS 10 V abglei­ chen. Der AD-Wandler wird also aufNull »nachgezogen«. 4. Mit R 1 7 am Präzisionsgleichrichter auf Null in Stellung WS 100 mV bei kurzgeschlossenem Eingang einstellen. Die Nullstellung muß in allen Bereichen gehalten werden; beim Muster war das sogar bei of:nem Eingang der Fall. 5. Bei kurzgeschlossenem ingang in Stellung 10 kl mit dem Ofsetregler des Ohmmeters auf Null stellen. 6. Mit R6 am AD-Wandler bei 999 mV Eingangsspannung die Anzeige auf 999 bringen. 7. Mit R5 am Präzisionsgleichrichter bei 99,9 A Wechsel­ strom in Stellung WS 100 A Anzeige auf 999 bringen. 8. Mit R23 am Gleichspannungsverstärker bei 99,9 A Ein­ gangsgleichstrom in Stellung GS 100 A auf 999 einstel­ len. 9. Mit den Stellwiderständen der Shuntwiderstände entspre­ chend die anderen Gleichstrom-Meßbereiche auf Endwert bringen. 10. Mit R 1 3 , R15, R17, R19 und R2 1 am Gleichspannungsver­ stärker Justieren der Gleichspannungsbereiche auf End­ wert. 1 1 . Mit den Stellen des Wechselspannungsteilers Justage der Wechselspannungsbereiche (außer 100 mV) auf Endwert. Dieser Abgleich muß mehrmals wiederholt werden und endet bei 1 kV. 12. Mit bekahnten Widerständen die Widerstandsbereiche auf Endwert bringen. Im Wechselstrombereich ergibt sich richtige Anzeige, da durch Einstellung 7 und 8 ür Gleich- und Wechselstrom gleiche Ver­ stärkungswerte eingestellt werden. Sollte in einem oder in meh­ reren Bereichen der Endwert nicht geschat werden, so kann die Einstellung lt. Punkt 6 etwas variiert werden. Danach ist ab Punkt 7 · neu zu beginnen.

Literatur [1] B. Kahl; AD-Wandler C 520D. radio fensehen elektronik, Berlin 3 1 (1982) H. 6, S. 377-382.

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Kapitel 8

-

Allgemeine Elektronk

Kfz-Elektronik (Blatt 1)

1.

Anwendungsbeispiele des Anlog-Digitlumsetzers C520D n der fz-Elekronik

Der Schaltkreis C520D ist ein 3 Digit Analog/Digital-Umsetzer. In Verbindung mit einem nachfolgenden BCD-zu-7-Segment­ Decoder und einer LED·Anzeige entsteht ein vielseitig nutzba­ res Anzeigegerät Durch Umsetzung verschiedener, den Fahrer interessierenden Eingangsgrößen in eine Oieichspannung kön· nen diese digital zur Anzeige gebrachrwerden. Es sei dahingestellt, ob die Digitalanzeige im Kratfahrzeug grundsätzlich die günstigste Fom der Meßwertdarstellung ist. Zweifellos hat auch ein Zeigerinstrument sehr gute Eigenschaf­ �en (schnelle Ablesbarkeit des Meßwertes). Selten stehen aber geeignete, mechanisch robuste Meßwerke zur Veiigung. Die Digitalanzeige stellt in der nachfolgend beschriebenen Fom dazu eine echte Altenative dar. Die benutzten LED-Anzeigeelemente sind klein und leicht, wo· mit auf Eingrife in das serienmäßig vorhandene Armaturenbrett des Fahrzeuges (beispielsweise Ausschneiden größerer Öfnun· gen wie bei Zeigerinstrumenten) verzichtet werden kann. Die Zifenanzeige wird zusammen mit dem Decoderschaltkreis und dem AD-Umsetzer zu einem Aubauinstument vereinigt. Bild 1 zeigt den Stromlaufplan einer Anzeigeeinheit nach dem beschriebenen Prinzip. Die Eingangsspannung liegt über R1 an. Der Eingangswider· stand des Schaltkreises ist relativ hoch. Damit beschränkt sich die Wirkung von R 1 auf eine reine Schutzfunktion, d. h., dieser Widerstand veilscht die Messung praktisch nicht. Allerdings darf der Quellwiderstand des Meßobjekts einige 10 kO nicht überschreiten, damit der in den Meßphasen aus dem Eingang ließende Strom noch keine Fehlspannung im mV-Bereich er· gibt. l bildet den Integrationskondensator ür den nach dem Dual·slope-Prinzip arbeitenden AD-Umsetzer. Die absolute Größe dieses Kondensators sowie dessen eventuelle Drit in Ab· hängigkeit von der Umgebungstemperatur haben innerhalb be· stimter Grenzen keinen Einluß auf die Meßgenauigkeit. Der Hersteller gibt 0,22 IF an. Durch Versuche konnte festgestellt werden, daß ein Scheibenkondensator von 100 nF an dieser Stelle ausreicht. Er ist zudem wesentlich kleiner, was u. U. ür die Gesamtgröße des Gerätes von Bedeutung sein kann. Der Einsteller R2 zur Nullpunktkorektur gehört zur Standard· beschaltung des C520D. Dagegen ist Anschluß 13 des Schalt· kreises entgegen der üblichen Schaltungsweise direkt mit Masse . verbunden. Nomaleweise liegt an dieser Stelle ein Potentiome·

01 6

Rl

1986

Blatt

8 -1

ter ir die VerStärkung. Für die vogesehene Anwendung ist er nicht notwendig, da in der jeweils vorgeschalteten Baugruppe ge­ eicht wird. Weitere schaltungstechnische Verändeungen gegenüber der Standardschaltung urden bei den Digittreiben ir die 3 VB 71 vorgenommen. Im Gegensatz zur bekannten Schaltung mit jeweils einem pnp-Transistor wurden hier je zwei npn-Tran­ sistoren eingesetzt. ber Bauelementeauwand ir diese Schal­ tungsvariante erscheint auf den ersten Blick größer, jedoch las­ sen sich dadurch die besonders preisgünstigen Miniplasttransi­ storen aus dem Bastlerbeutel 6 vewenden. Durch die gewählte Treiberschaltung ergibt sich eine außeror­ dentlich einfache Möglichkeit ir das Einstellen der Anzeigehel­ ligkeit Dazu wird die Basisspannung der als Emitterfolger arbei­ tenden Transistoren durch ein Potentiometer verändert. Eine automatische Helligkeitsregelung durch die Umgebungs­ helligkeit - z. B. mit Fotowiderstand - ist zwar komfortabler, je­ doch nicht in allen Fällen befriedigend, wie Versuche zeigten. Tatsächlich wird die manuelle Einstellung der Anzeigehelligkeit dem individuellen Empfmden des Farers m ehesten gerecht. Ein völliger Verzicht auf die Steueung der Anzeigehelligkeit muß abgelehnt werden. Besonders störend wirkt eine zu helle Anzeige bei längerer Nachtt Ein Problem ist die Stromversogung elektronischer Bauguppen aus dem Bordnetz. Es wurde eine einfache Lösung,gewhlt, da der Umsetzfehler des C520D auf Betriebsspannungsschwankun­ gen nur"wenig reagiert. Zwischen 4,5-V- und 7-V-Versogungs­ spannung konnte keine Verändeung des angezeigten Meßwetes beobachtet werden. Der Verzicht auf Spannungsstabilisieung und die Gewinnung der Versorgungsspannung durch Einfugen eines Vowiderstands zwischen Bordspannung und Anzeigeteil stellt einen Kompromiß dar. Besonders beim Betrieb an 6-V-An­ lagen muß eine gewisse Schwankung der Anzeigehelligkeit in Abhängigkeit von der Bordspannung und dmit von der Motor­ drehzhl n Kauf genommen werden. Sie tritt aber nur dann str· ker in Erscheinung, wenn vom Fahrbetrieb in den Leerlauf über­ gegangen wird oder umgekehrt, so daß dieser Nachteil ohne weiteres zu akzeptieren ist. Bei 12-V-Betrieb sind die Verhält­ nisse der Stromversogung günstiger. Der Einsatz einer Lei­ stungs-Z-Diode ist ohne weiteres möglich, jedoch nicht unbe­ dingt notwendig. Die Whl der Betriebsspannung durch entsprechende Dimensionieung des Vorwiderstands ist vorteil­ hat, wenn bereits existierende 6-V-Geräte später bei einem Fahrzeug mit 12-V-Bordnetz weitevewendet werden sollen.

3x 22k

22k

R2 alle Transistoren: 5 5 21 6 0 o.ä. in Klamern shende Baelementete für 6V Betriebsspanng

c -::-1 d -:-i e -::-1

f g -:-i 3xVQ8 1

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7x 120

Bild 1 Anzeigeeinheit mit Helligkeitssteueung

Beide Vowiderstände können im Gerät untergebracht werden, um damit die Vewendbarkeit bei beiden Bordspannungen zu si­ chen. R. ist dann richtig dimensioniert, wenn sich eine Versorgungs­ spannung zwischen 4,7 V und 6 V einstellt. Dabei wird eine Schwankung der Bordspannung zwischen 5,5 V und 7,2 V bzw. zwischen 1 1,5 V und 14,5 V angenommen. Veränderungen der Versorgungsspannung in Abhängigkeit vom angezeigten Meßwert und der damit verbundenen variablen Stromaufnahme der LED-Anzeigen konnten nicht beobachtet werden. Der Kondensator l darf auf keinen Fall im Kapazitätswert klei­ ner sein, als in Bild 1 angegeben. Sonst steigt die Welligkeit der Versorgungsspannung durch die. im Zeitmultiplexbetrieb arbei­ tende Zifemanzeige, und Störungen im Betrieb können autre­ ten. Im folgenden werden einige Bauguppen vorgestellt, die in Ver­ bindung mit der Schaltung nach Bild 1 die Messung verschiede­ ner Größen erlauben.

1 . 1.

bewachung der Bordspannung

Über den Sinn einer laufenden Überwachung der Bordspannung in bezug auf die schnelle Erkennung von Fehlen an der elektri­ schen Anlage des Kraftfahrzeuges ist schon mehrfach geschrie­ ben worden. Die zusätzlich benötigte Schaltung besteht in die­ sem Falle lediglich aus einem Spannungsteiler und einem RC-Siebglied zur »Beruhigung« der Anzeige. Ausnahmsweise ist hierbei die Realisieung ür 12-V-Anlagen komplizierter als bei 6-V-Bordspannung. Das liegt an der dreisteHigen Anzeige bei 12-V-Bordnetzen (z. B. 12,5 V). Zur Anzeige dieser Zifefolge wird aber nur eine tatsächliche Eingangsspannung von 0,125 V benötigt. Der Schaltkreis wird dabei nur sehr wenig ausgesteuert. Die dritte Stelle hat aber noch wesentliche Bedeutung für die Ablesung des Anzeigewertes. Damit ergeben sich automatisch hohe Anfordeungen an die ver­ wendeten Potentiometer ür Nullpunkt und Endwert sowie an die Festwiderstände des Eingangsspannungsteilers. Es sollten unbedingt Dickschicht-Typen und Metallschichtwiderstände zum Einsatz kommen (Bild 2).

1 .2.

Drehzmessung bei tto -Motoren

Zur Messung der Motordrehzahl durch Auswertung der Zündfol­ gefrequenz sind schon verschiedene Schaltungen veröfentlicht worden. Das Grundprinzip besteht bei analog oder quasianalog (d. h. über Leuchtband) anzeigenden Geräten in der Erzeugung eines Im­ pulses konstanter Dauer mit einem monostabilen Multivibrator bei jeder Zündung. Der arithmetische Mittelwert der auf diese Weise entstehenden Rechteckspannung ist drehzahlproportio­ naL Durch Einsatz des C520D (siehe Bild 1) eignet sich das be­ schriebene Prinzip auch ür einen digital anzeigenden Drehzahl­ messer. Der monostabile Multivibrator läßt sich vorteilhat mit dem Schaltkreis A 301 D realisieren. Eine mehrfach veröfentlichte Schaltung fmdet man in [1]. Die nachfolgend beschriebene Variante ist als Weiterentwick­ lung bzw. Vevollkommnung der bekannten Schaltung anzuse­ hen. Durch das veränderte Triggeverhalten kann die Funktions­ sicherheit deutlich gesteigert werden. Bild 4 zeigt den Spannungsverlauf an der Primärseite der Zünd­ spule.

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Bild 4

Spannungsverlauf an der Primärseite der Zündspule bei Batteriezündanlagen

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Bild 2 Bild 3

Spannungsteiler zur Messung der Bordspannung bei 12-V-Anlagen Spannungsteiler ür 6-V-Bordspannung

Bei 6-V-Bordspannung reicht eine zweistellige Anzeige aus. Da­ mit entfallt auch der Digittreiber ür das niedewertigste Digit in Bild 1. Um den Bordspannungsbereich von 5,5 V bis 7,5 V zur Anzeige zu bringen, ist hier nur ein Spannungsteilerfaktor von 10 notwendig, d. h., die unmittelbar am Schaltkreiseingang meß­ bare Spannung bewegt sich zwischen 0,55 V und 0,75 V. Das ent­ �pricht einer Aussteuerung des Schaltkreises von maximal 75 %. Nullpunkt- und Endwertabgleich sowie zeitliche und themische Konstanz dieser Werte sind daher wesentlich besser behersch­ bar als bei der 12-V-Variante. Die Spannungsteilewiderstände sollten nach Möglichkeit Me­ tallschichttypen sein (Bild 3).

Für eine exakte Anzeige muß garantiert werden, daß die Auslö­ sung des Monolop nur einmal je Zündung erfolgt. Bei den bis­ her bekannten Schaltungen ist es jedoch möglich, daß durch die zweite Spannungsspitze am Ende der Funkenbrenndauer die Triggerschwelle nochmals beim gleichen Zündvorgang erreicht wird und der Monolop neu startet. Erst nach. Ablauf der Halte­ zeit th, vom Zeitpunt der letzten Auslösung an gerechnet, kippt die Schaltung in die Ruhelage zurück. Praktisch ührt dieser Vorgang zu einer Doppelauslösung und damit zu einer fehlerhaf­ ten Anzeige. Mit der Schaltung nach Bild 5 ist eine Doppelauslösung nicht möglich. Durch Einfügen der Diode VD1 zwischen die An­ schlüsse 6 und 4 des A 301 D wird das erreicht. Damit ist die Schaltung nicht mer retriggerbar, d. h., wärend der Zeit th bleibt der Eingang verriegelt, denn die Eingangsspannung am Anschluß 4 wird mit VD1 über die Kollektor-Emitter-Strecke des Ausgangstransistors nach Masse kurzgeschlossen. Die zweite Spannungsspitze (siehe Bild 4) bleibt damit wirkungslos. Das gilt allerdings nur mit der Einschränkung, daß th merklich größer ge­ wählt wrd als die Funkenbrenndauer. Eine Impulsdauer von 3 ms wird dieser Forderung in jedem Falle gerecht. Ein weiteres Vergrößen der Haltezeit wirkt sich nachteilig auf die Linearität der Schaltung aus. Um die genannte Impulsdauer zu garantie­ ren, muß auf die bekannte Abgleichmöglichkeit durch Variation der ür die Haltezeit maßgeblichen Zeitkonstante verzichtet wer­ den. Es hat sich die in Bild 5 angegebene Variante des Abgleichs durch Beeinlussen der Impulshöhe am Schaltungsausgang mit R4 bewährt. Dieser Widerstand sollte nicht einstellbar sein, um die Funktionssicherheit des Gerätes nicht zu minden. Ein pro­ visorisches Einlöten eines Einstellwiderstands, der dann ausge­ messen und durch einen Festwiderstand geeigneter Größe ersetzt wird, stellt die efektivste Methode der Eichung dar.

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Kapitel 8

-

llgemeine Elektronik

Kfz-Elektronik (Blatt 2)

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Bild 5

.

Gewinnung einer drehzahlproportionalen Spannung aus der Zündfolgefrequenz

m Ausgang liegt noch eine zweigliedrige RC-Kette zur Mittel­ wertbildung. Eine einstuige RC-Schaltung erfüllt zwar auch die geforderte Funktion, jedoch kann eine limerfreie Anzeige (ge­ ringe Welligkeit der Ausgangsspannung) nur durch eine unange­ nehm große Zeitkonstante ereicht werden. Das ergäbe eine merkliche Trägheit der Anzeige. Die Schaltung nach Bild 5 garantiert dagegen eine Anzeige, die der tatsächlichen Motordrehzahl gut folgt und dennoch bei kon­ stanter Drehzahl nicht ständig zwischen zwei benachbarten An­ zeigewerten springt. Die Stromversorgung des Drehzahlmeßvorsatzes erfolgt mit aus dem Anzeigeteil. Dadurch bleibt der gesamte Bauelemlnteauf­ wand wesentlich kleiner als bei anderen Schaltungen für digitale Drehzahlmesser. 1.3.

Konrole des Ladesroms

Die Ladestrommessung erlaubt Rückschlüsse auf Zustand von Generator (Lichtmaschine) und Fahrzeugbatterie. Da letztgenannte sowohl geladen als auch entladen wird, ist ein Stromluß in beiden Richtungen möglich. In der Praxis interes­ siet der Entladestrom, der durch eingeschaltete Verbraucher bei gleichzeitig zu geringer oder nicht vorhandener Generator-Aus­ gangsspannung zustande kommt, wenig. Dagegen kann aus der Messung des Ladestroms geschlossen werden, ob beispielsweise der Regler ordnungsgemäß funktioniert. Insbesondere durch wahlweises Messen von Bordspannung und Ladestrom ist eine schnelle Diagnose des Zustands der elektrischen Anlage des

R3

R1=R2=R3=R4=1k

+

R4

Bild 6

N1, N2, 8 2765 0

Strom-Spannungs-Umsetzer zur Messung des Lade­ stroms

198 6

Blatt

8 -2

Fahrzeugs möglich. Der Schaltungszusatz nach Bild 6 ist als Teil eines »Kfz-Multimeters« gedacht. Der Meßwert wird nur bei Be­ darf angezeigt, während man normaleweise z. B. die Drehzahl mißt. Der theoretisch meßbare Maximalstrom beträgt bei zwei­ stelliger Ausühung des Anzeigeteiles 99 A. Praktisch werden bei 12-V-Anlagen etwa 25 A und bei 6-V-Bordspannung und 40 A ereicht. Die Schaltung nach Bild 6 arbeitet mit einem Doppel-Opera­ tionsverstärker B 2 765D. Der erste OPV ist dabei ein Subtrahie­ rer. Seine beiden Eingangsspannungen werden durch den Span­ nungsteiler RlfR2 bzw. R3/R4 erzeugt. Da alle vier Widerstände den gleichen Wet haben, tritt eine Spannungsdiferenz zwi­ schen den OPV-Eingängen nur dann auf, wenn am Meßwider­ stand Rm ein Spannungsabfall vorhanden ist. Praktisch wird Rm durch den Leitugswiderstand realisiert. Dazu ist die Verbin­ dungsleitung zwischen Bordnetz und Batterie im Abstand von etwa 0,5 m bis 1 m anzuzapfen, so daß ein Spannungsabfall von etwa 100 mV bei 10 A zustande kommt. Es muß darauf geachtet werden, daß zwischen den Anzapfstellen keine Leitungsverbindung (Schraub- oder Steckverbindung) mit nichtreproduzierbarem Übergangswiderstand vorhanden ist! Beim PKW ADA existiert z. B. ein geeignetes Kabel zwischen Batterieanschluß und Sicheungskasten. Bei anderen Fahrzeu­ gen liegen ähnliche Verhältnisse vor. Da alle vier Widerstände des Spannungsteilers gleich groß sind, ist die Spannungsdiferenz zwischen den OPV-Eingängen halb so groß wie der Spannungsabfall über Rm· Diese Spannungsdife­ renz ist am Ausgang des Subtrahierers gegen Masse meßbar. Der C520D braucht daür noch einen zusätzlichen Spannungsver­ stärker (OPV2). Der Verstärkungsfaktor beträgt etwa 2. An den Ausgang dieses Verstärkers ist die Anzeige�chaltung über ein RC-Glied zur Unterdrückung schneller Anzeigeändeungen an­ geschlossen. Wenn die Schaltung nicht allein mit dem Anzeigeteil zusam­ menarbeitet, sonden noch weitere Meßfunktionen vorgesehen sind, ist ein zusätzlicher Nullpunkt- und Endwertabgleich erfor­ derlich. Dazu wird ein Strom in dep invertierenden Eingang von OPV 2 eingespeist, dessen Größe und Richtung von der Einstel­ lung des Nullpunktstellers R14 abhängt. Der zur Verügung ste­ hende Spannungsbereich von ± 0,7 V reicht normaleweise aus, um den Nullpunkt exakt einzustellen. Ist das dennoch nicht möglich, so müssen die Widerstände des Eingangsspannungstei­ lers - wiedeum möglichst Metallschichttypen - übepüt und gegebenenfalls korrigiet werden. Der Endwet wird durch Variation der Spannungsverstärkung von OPV 2 eingestellt. Dazu ist der verstärkungsbestimmende Widerstand im Gegenkopplungszweig als Stellwiderstand ausge­ ührt. Die Eichung kann auf einfache Weise in Verbindung mit einem Ladegät vorgenommen werden. Man speist zweckmäßig über die bei praktisch allen Fahrzeugen vorhandene Steckdose ür die Handlampe ein. Damit ist sichergestellt, daß der Lade­ strom über das als Meßwiderstand wirkende Kabel ließt, so daß ein entsprechender Spannungsabfall über Rm autritt. Die Einstellung des Anzeigewerts sollte bei einem (kurzzeitig!) eingespeisten Ladestrom von 10 A bis 15 A durchgeüht werden. Zum Vergleich wird ein Strommesser benutzt, der meist bereits m Ladegerät vorhanden ist. Wichtig ür die Funktion der Schaltung ist ihre- Stromversor­ gung. Um die Ansteuerung des C520D zu gewährleisten, kann auf die Erzeugung einer gegenüber Masse negativen Spannung nicht verzichtet werden. Der niedrige Strom- und Spannungsbe­ darf des vewendeten OPV sowie die geringen Stabilitätsanforde­ ungen an die negative Betriebsspannung erleichten diese Auf­ gabe. Es wird ein astabiler Multivibrator VTl, T2) eingesetzt, der auf einer Frequenz im kHz-Bereich schwingt. Die Ausgangs­ Rechteckspannung wird kapazitiv ausgekoppelt und mit einer Spannungsverdopplerschaltung gleichgerichtet. Ihr folgt eine Stabilisieungsschaltung mit Doppeldioden SAL 41 oder vier Si­ Dioden (z. B. SAY30 ) als Referenzelemente. Bild 7 zeigt die

2x SAL41

Bild 7

Stromversorgung der Operationsverstärker in der Schal­ tung nach Bild 6

Schaltung der Stromversogungseinheit Die positive OPV-Be­ triebsspannung wird direkt aus der Bordspannung abgeleitet. Die in Klammem stehenden Bauelementewerte in Bild 7 gelten ür 6-V-Bordspannung.

1.4.

Schließkelmessung

Der Schllßwinkel, d. h. der Kurbelwinkelbereich, in dem die Zündspule eingeschaltet ist, stellt eine wichtige Meßgröße bei der Einstellung der Zündanlage eines Otto-Motors dar. Man kann ihn durch Mittelwertbildung einer rechteckfömigen Span­ nung messen, die durch Impulsformung aus der Spannung n der Primäwicklung der Zündspule abgeleitet wird. Um zu ge­ währleisten, daß die Messung nicht von Schwankungen der Bordspannung beeinlußt wird, muß die Amplitude dieser Recht­ eckspannung konstant gehalten werden. Die Schaltung nach Bild 8 arbeitet mit einem Schwellwertschal­ ter (A 301 D), dessen invertierender Ausgang stets H-Potential an­ nimmt, wenn der Unterbrecherkontakt geschlossen und damit die Zündspule eingeschaltet ist. (vom Anzeiteil l

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(1 4 7n

,

i 01 ...JD 4 : SAY12

Bild 8

*:

Endtnbgleich

Schaltung zur Schließwinkelmessung

·

Getriggert wird über den Eingang 1 (Anschluß 3) des Schaltkrei­ ses. Die Eingangsbeschaltung mit R1, R2, VD1 bis VD4 und l schützt vor zu großen Eingangsspannungen bzw. negativen Span­ nungsspitzen. Der Ausgang des Schwellwertschalters ist - wie be­ reits bei der Drehzahlmessung - mit dem Ein.g einer zwei­ gliedeigen RC-Kette zur Mittelwertbildung verbunden. Abgegli­ chen wird in bekannter Weise durch Variation der Amplitude der Rechteck-Ausgangsspannung des Schwellwertschalters. Bei ofenem Schaltungseingang wird der nzeigewert »360« (Grad) mit R4 eingestellt. Anschließend verbindet man den Eingang mit der Bordspannung und übeprüt bzw. korigiert die Nullpunkteinstellung. Bei laufendem Motor kann dann der Schließwinkel direkt in Winkelgraden abgelesen werden. Aus elektronischer Sicht etwas günstiger ist die prozentuale An­ zeige der Schließdauer, bezogen auf die Dauer einer Kurbelwel­ lenumdrehung, da in diesem Falle der C520D etwas mehr ausge­ steuert werden knn als bei der Wnkelanzeige. Beispielsweise beträgt die Eingangsspannung bei einem Schließwinkel von 135° nur 0,135 V. Bei der prozentualen Anzeige sind im vorliegenden Beispiel dagegen 0,38 V am Schaltkreiseingang eforderlich, um den Wet »38 %« anzuzeigen (135° entsprechen genau 37,5 % der Kurbelwellenumdrehung, der nzeigefehler von 0,5 % ist zu ver­ nachlässigen). Prinzipiell kann mit dieser Fom der Anzeige ene beSsere Langzeitkonstnz ereicht werden, da Driterscheinun­ gen des Spannungsteiles m Engng der RC-Kette ene gerin-

gere Auswirkung auf das Meßergebnis haben als bei der direkten Gradanzeige und der daiit verbundenen geringen Aussteueung des C520D (siehe auch Abschnitt 1 . 1 .) . Die Schalung eignet sich ohne Umdimensionieren sowohl ür 6-V- als auch ür 12-V­ Bordspannung. Die bisherigen Ausührungen beziehen sich auf die Schließwin­ kelmessung bei Zweitakt-Otto-Motoren, wo jedem Zylinder ein eigener Zündkreis zugeordnet ist. Beim Einsatz der Schaltung an Viertaktmotoren mit Zündverteiler hat dagegen die Zylinderzahl unmittelbaren Einluß auf die Eichung. In der Praxis ist ledig­ lich der Vierzylinder-Viertaktmotor zu betrachten, da alle in die DDR importierten PKWs diesen Motortyp aufweisen. Bedingt durch die konstuktive Ausfihrung der Zündanlage wird die Zündspule zweimal je Kurbelwellenumdrehung eingeschaltet. Demzufolge zeigt die in der oben beschriebenen Weise geeichte Schaltung gegenüber dem tatsächlichen Schließwinkel stets den doppelten Wert an. Um die richtigen Verhältnisse herzustellen, muß R4 so abgegli­ chen werden, daß bei ofenem Schaltungseingang der Anzeige­ wert »90« (Grad) erscheint. Das Gerät kann man universell ein­ setzen durch Einbau eines zusätzlichen Umschalters ür R4.

1.5.

Zusamenschaltung der beschriebenen Bauguppen zu einem tfz-Multimeter«

Abschließend folgen noch einige Hinweise zur Zusammenschal­ tung der beschriebenen Bauguppen, wenn mehrere Anzeige­ funktionen mit dem gleichen Anzeigeteil realisiert werden. Bild 9 zeigt das entsprechende Übersichtsschaltbild bei einer an­ genommenen Bordspannung von 12 V. Zur Wahl der Anzeige­ funktion wird ein Zweiebenen-Umschalter eingesetzt, da außer der jeweils eforderlichen Verbindung zwischen dem Schaltungs­ ausgang ür eine Meßgröße und dem Eingang des C520D noch eine Umschalung der Betriebsart des Anzeigeteils notwendig ist. Das betrit einmal das Abschalten der letzten Stelle bei den Meßoperationen »Drehzahl« und »Ladestrom« und zum anderen das Einschalten des Dezimalpunkts nach der zweiten Stelle der Zifenanzeige in der Betriebsart »Bordspannungsmessung«. Die letzte Stelle wird durch Kurzschließen der Basis-Emitter-Span­ nung des Digit-Treibetransistors nach Masse abgeschaltet. Ebenfalls durch Masseverbindung wird der Dezimalpunkt der zweiten Stelle eingeschaltet. Soll der Schließwinkel prozentual angezeigt werden (siehe Ab­ schnitt 1.4.), so ist auch bei dieser Meßoperation die niedewer­ tigste Stelle abzuschalten (siehe gestrichelte Verbindung am Be­ triebsartenschaltet in Bild 9). Bei der prozentualen Schließwinkelmessung ir 6-V-Bordspan­ nung kann die zweite Ebene des Umschalters völlig entfallen. Der Anzeigeteil wird nur zweistellig ausgeührt. Es erübrigen sich demnach alle Umschaltungen im AnzeigeteiL

nzeieteil lltahed 8ild1

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Bild 9

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Übersichtsschaltbild eines »Kfz-Multimetes« aus den bisher besciebenen Bauguppen

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Kapitel 8

-

Allgemeine Elektronik

fz-Elektronik (Blatt 3)

2.

Vom VEB Telefon- und Signilanlagenbau Berlin Stfit eine elektronische Zündanlage mit der Bezeichnung ZA 3 iir den Einsatz im PKW Trabant. Es handelt sich dabei um eine Transistorzündanlage auf der Ba­ sis der serienmäßig eingesetzten Zündspulen. Von dieser Seite kann eine Vergrößeung der Funkenenergie nicht ewartet wer­ den. Trotzdem lassen sich mit solchen Anlagen gewisse Verbes­ seungen m Fahrbetrieb ereichen. So wird in [2) beispielsweise eine verbesserte »Laukultur« m Leerlauf hevogehoben. Auch eine Vergrößeung der Höchstdrehzahl sowie bessere Starteigen­ schaten werden derartigen Anlagen in verschiedenen Veröfent­ lichungen bescheinigt. Da weiterhin durch die vorhandenen Unterbrecherkontakte an­ gesteuert wird, bleibt der Hauptnachteil konventioneller Zünd­ anlagen (Verschleiß des Unterbrecherkontakts) auch bei der A 3 bestehen. Dieser Verschleiß, der zwangsläuig eine Verän­ deung der Einstelparameter »Zündwinkel« und »Schließwin­ kel« zur Folge hat, ist durch den Wegfall des Kontaktabbrands allerdings kleiner als bei der serienmäßigen Zündanlage. Den­ noch kommt es nach wie vor zum Abrieb der Anlaufnase des Un­ terbrechers auf dem Nocken. Die Orientieung auf die urspüngliche Ansteueungsart hat ne­ ben ökonomischen Ewägungen den Vorteil, daß bei einem Un� tewegsausfall schnell und unkompliziert wieder auf den serien­ mäßigen Zustand »abgerüstet« werden kann. Für eine breite Anwendung ist diese Überlegung sicherlich rich­ tig. Dem Amateur bietet sich aber ein Schaltungszusatz an, der eine kontaktlose und damit wartungsfreie Steueung der A 3 emöglicht. Bild 10 zeigt zunächst den Stromlaufplan der indu­ striell gefertigten Anlage. Bei geschlossenem Unterbrecher sperrt der Vorstufentransistor SD 3 3 7, da dessen Basis nach Masse kurzgeschlossen wird. Für einen eventuellen Eigenbau der kompletten Zündanlage kann an dieser Stelle auch ein SF 126 ellgesetzt werden. Die >eiden in

Bild 10

8- 3

· · ·

---� Zylinder 2

Stromlaufplan der Transistorzündanlage

Blatt

Darlington-Schalung arbeitenden Leistungstransistoren SD 812 steuen durch, und über die Zündspule ließt Strom. Der Einsatz von zwei Leistungstransistoren resultiet aus der Tatsache, daß geeignete Typen mit hoher Kollektor-Emitter-Sperspannung und großem zulässigen Kollektorstrom meist ser kleine Strom­ verstärkungsfaktoren ß < 5) auweisen. Das trii beispielsweie auch für den Transistor SU 1 60 zu, der anstelle des SD 812 einge­ setzt werden kann. Öfnet der Unterbrecher, so kehren sich die beschriebenen Ver­ hältnisse um. Der Darlington-Transistor sperrt, und es kommt in bekannter Weise zur Umwandlung der· in der Zündspule gespei­ cherten magnetischen Energie in elektrische Energie und damit zum Funkenüberschlag an der Kerze. Soll iir die Unterbrecheranlage eine andere Variante der n·: -·; steueung realisiert werden, so sind durch die entsprechende Schaltung mindestens zwei Fordeungen zu erfüllen: - Der Schaltungsausgang muß in der Lage sein, den Eingangs­ strom der A 3 zu schalten. - Die Funktionsfähigkeit der Schaltung soll bis zur halben Nennspannung des Bordnetzes (3 ) erhalten bleiben, um einen sicheren Kaltstart zumindest »aus elektronischer Sicht« zu gewährleisten. · Weiterhin muß gefordert werden, daß der vewendete Geber mit der serienmäßig vorhandenen Zweihebel-Unterbrecheran­ lage austauschbar ist, um im Reparaturfall auf den Serienzu­ stand übergehen zu können. Bild 11 zeigt eine Schaltung, die alle genannten Fordeungen er­ üllt. Der ür die Impulsfomung des Lichtschranken-Ausgangs­ signals eingesetzte Schaltkreis A 302 D hat neben einer außeror­ dentlich niedrigen minimalen Betriebsspannung von 2,6 V den Vorteil, daß die Schaltschwelle stets bei der halben Betriebsspan­ nung liegt. Mit den am Ausgang des A 302 D angeschlossenen beiden Schalt­ verstärken VT1 bzw. T2T3 kann die Gesamtschaltung als Leistungs-Schwellwertschalter mit negiertem · und nichtnegier­ tem Ausgang bezeichnet werden. Die · ofenen Kollektoren der Ausgangstransistoren arbeiten dabei direkt auf die Basisan­ schlüsse der beiden SD 3 3 7. Die Funktion der Steuerelektronik kann nur verstanden werden, wenn der zugehörige optoelektronische Geber (Bild 12) mit be­ trachtet wird. Es handelt sich hierbei um eine auf den vom Her­ steller · geforderten Zündwinkel eingestellte Infrarot-Licht­ schranke, die von einer Sektorscheibe mit 1 80°-Winkelausschnitt periodisch unterbrochen wird. Die Sektorscheibe wird an Stelle des Unterbrechemockens eingesetzt und wie dieser mit der vor­ handenen Schraube befestigt. Die Ansteueung beider Zündkreise mit nur einer Lichtschranke basiert auf der getrennten Auswertung des »Hell-dunkel«- und »Dunkel-hell«-Übergangs an der Lichtschranke. Jeder Übergang wird zum Auslösen einer Zündung benutzt. Infolge der zueinan­ der negierten Ausgangssignale der Steuerelektronik wird dabei jeweils beim Wechsel des Schaltzustands am Schwellwertschal-

Ausbau des elekonischen Zündsystems A 3 zu einer kontktlos gesteuerten Zündanlage

Unterbreeranlage

198 6

A3 szx

1S,1

VTJ60

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Bild 1 1 Schaltungszusatz r die kontktlose n­ steueung der A 3

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TZA�ingangen

LED - Trägtrplatt• , mit Stthbo/un Grundplattt �futigl

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Btftsligungsschroubt

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Bild 12 Konstruktive Ausührung des optoelektronischen Ge­ bers in Bild 1 1

Funkenenergie aus, weil die Zündspule auch dann ausreichend lang eingeschaltet wird und demzufolge die gleiche magnetische Energie speichen kann wie bei niedrigen Motordrehzahlen. Durch Einbau der beschriebenen Zündanlage entällt der Flieh­ kratversteller. Die Notwendigkeit dieser Einrichung - die prak­ tisch nur beim Anlaßvorgang und im Leerlaufgebiet wirksam wird - wurde in letzter Zeit in Fachzeitschriten mehrfach disku­ tiert und vor allem von Lesen bezweifelt. In [3] bezieht der VEB Sachsening Automobiwerke Zwickau, Stel­ lung zu diesem Thema. Im Ergebnis werden einige Nachteile ge­ nannt, die bei Blockieung oder (wie im beschriebenen Fall) Ent­ fenung des Fliehkratverstellers autreten. Jedoch bestätigt sich auch bei diesen Untersuchungen eine auf diese Weise mögliche KratstoTeinspaung. Angesichts der bestechenden Einfachheit der beschriebenen Zündanlage können in Auswertung eigener Erfahrungen die vom Hersteller beschriebenen Nachteile in Kauf genommen werden. Soll der Fliehkratversteller erhalten bleiben, muß die Sektor­ scheibe auf dem vorhandenen Nocken befestigt werden, was allerdings mechanisch nicht einfach ist. In diesem Falle muß die Masse der Geberscheibe möglichst klein sein, damit die Kennli­ nie des Fliehkraverstellers nicht beeinlußt wird. Literatur

terausgang ein Zündkreis aus- und der andere eingeschaltet. Der Schließwinkel entspricht dem Sektorausschnittder Geberscheibe von 180•. Er ist damit etwas größer als der serienmäßig alisierte Schließwinkel von etwa 130•. Praktisch ührt das zu einer gering­ ügigen thermischen Mehrbelastung der Zündspulen, die aber ohne weiteres »verkratet« wird. Bei Höchstdrehzahl wirkt sich der vergrößerte Schließwinkel dagegen positiv in bezug auf die

[1] H. Jakubschk; Kratfahrzeugdrehzahlmesser mit Leucht­ bandanzeige. [2] . Mater; Trabant mit Transistorzündung - lohnt sich das? Der Deutsche Straßenverkehr Het 8/83, Seite 18. [3] Blockierter Fliehkratzündversteller. Mitteilung des VEB Sachsenring Automobilwerke Zwickau, in: Der Deutsche Straßenverkehr Het 8/83, Seite 22.

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Kapitel 8

-

198 6

Blatt

8 -4

Allgemeine Elektronik

Steuergerät r Serienblitze zur Aunahme von Bewe­ gungsphasen Einleiung

1.

In der 3. Liefeung der Schaltungssamlung wurde ein Steuerge­ rät ür mehrere Elektronen-mitzgeräte zur Aufnahme von Bewe­ gungsabläufen vorgestellt. Bei diesem Gerät waren die zeitlichen Abstände zwischen den Blitzen frei wählbar. Die Steuerstufen bestanden aus integrierten monostabilen Kippstufen (D 121 D), deren Zeitglieder einzeln über Stellwiderstände verändert wer­ den konnten. Die Praxis zeigte, daß die Einstellung gleicher Zei­ ten und die Kenntnis der tatsächlich eingestellten Zeitabstände zwischen zwei Blitzauslösungen wichtiger und ür die spätere Auswertung infomativer ist als die Möglichkeit, die Steuerstu­ fen ür unterschiedliche Kippzeiten (Blitzabstände) einstellen zu können. Die daür besser geeignete Schaltung nach Bild 1 ist mit den nachfolgend genannten Eigenschaten und Bedienungsmöglich­ keiten ausgestattet: - Zünden der angeschlossenen Blitzgeräte nacheinander in glei­ chen vowählbaren Zeitabständen. Die Blitzfolgeabstände sind in Stufen von 0,01 s ansteigend bis zu insgesamt 10 s vorein­ stellbar. Drei dekadische Vowahlschalter stehen zur Vefu­ gung O,Ql bis 0,1 s; 0,1 bis 1 s und 1 bis 10 s; - Steuemöglichkeit lr maximal 10 Elektronen-Blitzgeräte; - Start des Steuergerätes über den Synchronkontakt der Kamera; - Handauslösung;

- Rückstelltaste ür die Rückführung des Steuegerätes in die Ausgangsstellung (von Bedeutung ür langsam ablaufende Blitzfolgen); - LED-Zeile ür die visuelle Ablaukontrolle der eingestellten Blitzfolgezeit 2.

Schlungsbescreibung

Bild 1 zeigt die gesamte Schaltung des Steuergerätes. Die kürze­ ste einstellbare Blitzfolgezeit beträgt 10 ms = 0,01 s = 1/100 s. Diese Zeit ist auch identisch mit der ür das Steuergerät vewen­ deten Zeitbasis, die am Brückengleichrichter Vl bis V4 zunächst als 100-Hz-Sinushalbwelle zur Vefugung steht. In der Gatteran­ ordnung Gl bis G3 werden die positiven Sinushalbwellen in IL-gerechte Rechteckimpulse umgeformt. Das Gatter G7 hat Torfunktion. G7 wird ür die Rechteckimpulse passierbar, wenn entweder die Taste S2 geschlossen oder der Synchronanschluß des Steuergerätes durch den Kamerakontakt überbrückt wird. In beiden Fällen erhält der Gattereingang von GS einen negativ ge­ richteten Impuls, der das aus GS und G6 bestehende RS-Flip­ Flop zum Kippen bringt und H-Pegel annimmt. Dieser Pegel öf­ net das Tor G7 und leitet mehrere Schaltvogänge ein. Zunächst wird die bestehende Blockieung der Zähler aufgehoben, indem die Rückstelleingänge L-Pegel erhalten. Für den Rückstellein­ gang von D l l efolgt die Pegeländeung direkt durch G6, wäh-

+SV

R8 ...10

07

01 · G1,G2,G3,G7 : 01000 02•GS,G6G86G9 : 0100 0 03·G4 G10: 1200 04,0S,Ö6,011: .01920 07,08, 09, 012: 7442PC 010· 74121PC V1 ...V S : SY320/, 75 V6 : SZX 19/6,2 V9, V1...V15 : SAY17 V 10 ... V12 V1 6 : SS 216 VB: KU 6i1 V17: VOA 17 aö. V18'ST 1014.l.

Bild 1

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Schaltung des Steuegerätes ür Serienblitzaufnahmen

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Ansicht des Gerätes

rend die Rückstelleingänge der Zähler D4 bis D6 indirekt über das Gatter G9 auf »L« gelegt werden. Ein weiterer Schaltvogang wird qnter Zwischenschaltung , des Inverters G8 ausgelöst. Der von G8 stammende Impuls bringt am Eingang·A2 das Monolop D10 voübergehend in die astabile Lage. Der an T abgegebene Impuls veranlaßt Dl l/Dl2 zum ersten Schaltschritt Jeder Schaltschritt ist am entsprechenden Ausgang des Dekoders durch einen Pegelwechsel von »H« nach »L« gekennzeichnet. Die eingenommene Schaltstellung wird durch L-Potential signa­ lisiert. Der vom Dekoder angesteuerte pnp-Transistor V16 zün­ det über die Gate-Katoden-Strecke die Hauptentladung im Thy­ ristor V18. Der Stromluß durch den Thyristor wird möglich, weil er ür kurze Zeit den sich entladenden Zündkondensator des Blitzgerätes als Spannungsquelle nutzen kann. Der Zündkondensator entlädt sich über den leitenden Thyristor und die Zündspule im Elektronen-Blitzgerät und zündet damit die Blitzröhre. Nähere Einzelheiten hierzu können in [1] nachge­ lesen werden. Die in Bild 1 eingerahmte Baugup,e wird entspre­ chend der Anzahl der Schaltschritte des Dekoder-Schaltkreises D19 10x benötigt. Die im Kollektorzweig des Transistors V16 eingesetzte Lichtemitterdiode V17 hat in erster Linie die Auf­ gabe, einen visuellen Einduck über die gewählte Ablaufge­ schwindigkeit zu vermitteln. Zu diesem Zweck ist es sinnvoll, die LEDs zeilenförmig anzuordnen. Hierfür sind besonders LEDs mit rechteckiger Lichtaustrittsläche geeignet. Auf die Ein­ ührung der LEDs kann verzichtet werden, ohne die Funktion der Thyristorsteuerstufe zu beeinträchtigen. Die übrigen (näch-

sten) angeschlossenen Elektronen-Blitzgeräte werden nun scittweise durch die vowählbren Zähler D4 bis D6 in Verbin­ dung mit dem ihnen zugeordneten dekadischen Dekoder D7 bis D9 angesteuert. Die Zähler D4 bis D6 beginnen mit dem Zähl­ vorgang, wenn der este Blitz über D10/A2 ausgelöst urde. Der Zälvorgang wird durch die Rückstellung der Zähler auf Nul beendet, wenn die Zählerstände den vogewählten Zeiten ent­ sprechen. Zu diesem Zeitpunkt gibt das Gatter G10 an D10 einen HL-Impuls ab, durch den an T ein etwa 150 ns langer Rückstellimpuls entsteht. Der Rückstellimpuls kann G9 in inver­ tieter Fom passieren, da dessen zweiter Gattereingang vom Ausgang GS H-Potential erhält. Der gleiche von T abgegebene Impuls schaltet D l l einen Schritt weiter. Nachdem D10 in die Ausgangslage zurückgekippt ist und T wieder das H-Potential der Ruhelage von D10 angenommen hat, beginnt der Zählvor­ gang von neuem. Er wiederholt sich, bis von Dl l/D12 sämtliche Schaltschritte durchlaufen sind. Mit dem letzten Schaltschritt von 9 nach 0 entsteht am Ausgang V von D l l ein Übetragim­ puls, der das RS-Flip-Flop (GS, G6) in die Ausgangslage zurück­ kippt. Der Potentialwechsel an den Ausgängen GS = »L« und G6 = »H« spert pas Tor G7. Die Zähler D4 bis D6 und D l l neh­ men die Nullstellung ein und werden dort durch H-Potential an den Rückstelleingängen blockiert. Das Übewechseln von D 1 1 in die Nullstellung bedeutet ür den Dekaderausgang 0 eine Pegel­ ändeung von »H« nach »L« und ein Verharen auf diesem Po­ tential, bis über S2 eine neue Blitzfolge ausgelöst wird. Durch das L-Potential wird die letzte Steuerstufe (10. Blitzgerät) akti­ viet. Danach befmdet sich das Steuergerät wieder in der anfäng­ lichen Ausgangsposition. Abschließend ein Hinweis zur Funktion der Bauguppe mit der Starttaste S2. Beim Schließen von S2 entlädt sich der Konden­ sator 4 über den Widerstand RS . Der an RS entstehende Span­ nungsimpuls (Länge etwa 2 �s) erscheint am Ausgang von D3 in invertierter Fom als ein negativ gerichteter Nadelimpuls. Mit diesem Einzelimpuls wird das RS-Flip-Flop geschaltet. Durch den Einzelimpuls wird verhindert, daß bei zu lange geschlossen gehaltener S2-Taste und einer sehr kurzen Blitzdurchlaufzeit das Steuergerät eneut ausgelöst wird. Literatur

[1] 3. Ausgabe der Schaltungssammlung, Blatt 8 - 1 3 f. Berlin 1982.

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·

Kapitel 8

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llgemeine Elekronik

1986

Timer r 10 Zeitprozesse (Blatt 1)

1.

Einleitg

Der Prozeß-Timer oder Prozeß-Zeitengeber ist ür den Einsatz im Fotolabor gedacht. Er stellt ein Hilfsmittel ür die Bearbei­ tung von Farbilm-Umkehrmaterialien dar. Die Umkehrentwick­ lung von Farbilmmaterialien erfordert ür den ORWO-Prozeß C 9165 (Tabelle 1) 10 Prozeß-Schritte mit teilweise voneinander erheblich abweichenden Bearbeitungszeiten. Ein Prozeß-Timer, der ir sämtliche Prozeß-Zeiten vorprogrammierbar ist, der auf Abuf die eingegebenen Zeitprogramme folgerichtig ausgibt und der die Beendigung eines Bearbeitungsschrittes signalisiet, stellt r die korekte und rmsfreie Bearbeitung des Materials ein geschätztes Hilfsmittel dar. Tabele 1

Verarbeitung OR WOCHROM UT 1 8 (neu)IUT23

Prozeß-SchritU Arbeitsgang

Zeit (min)

Temperatur ("C)

1 Erstentwicken 2 Stoppen 3 Wässen 4 Zweitbelichten 5 Farbentwickeln 6 Wässem 7 Bleichen 8 Wässem 9 Fixieren 10 Wässem

11 2 5 2 14 5 5 . . . 10 5 2 15

25 ± 0,25 20 . . . 25 12 . . . 15

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25 ± 0,25 12 . . . 15 20 . . . 25 12 . . . 1 5 20 . . . 25 12 . . . 15

Jeder der 10 Prozeß-Schritte läßt sich im Bereich von 10 s bis 9 999 s (166 min Q 2 h 46 n) durch Schalter vopromieren. Die Stellung der mechanischen Schalter wird weder von einem Netzausfall noch durch Abschalten des Gerätes verändet. In diesem Snne sind sie als Speicher mit nichtlöschbarem Inhalt anzusehen. Nach dem Einschalten des Gerätes stellt sich immer @r erste Prozeß-Schritt mit der programmierten Zeit ein, die in einer 4stelligen Lichtemitter-Anzeigeeinheit dagestellt wird. Die niedrigste Stelle der Anzeige (des Timers) ist nicht program­ mierbar. Sie wird ir die Kontrolle des Zeitablaufs benutzt. Je­ dem Zeit-Programmieschalter ist eine Leuchtdiode zugeordnet.

Blatt

8-5

Sie mrkiert durch Leuchten, daß der Prozeß-Timer ir den ent­ sprechenden Prozeß-Scritt gestatet urde. Blinkendes Licht si­ gnalisiet die Watestellung (stand by) eines abzuufenden Zeit­ ablaufs. Jeder Zeitablauf eines Arbeitsprozesses wird durch Betätigen der gemeinsamen Start/Stop-Taste ausgelöst und beim Etönen des Zeit-Endesignals oder auch vozeitig beendet. Nach dem Start beginnt der Timer, von der angezeigten Zahl ausge­ hend, abwärts zu zählen. Beim Ereichen der Zffefolge 000 er­ tönt ein akustisches Dauesignal, das durch Schließen der Start/ Stop-Taste abgebrochen wird. Mit dem Tastenduck wd gleichzeitig der nächstfolgende Prozeß-Schritt angewählt. Bereits 9 Sekunden vor dem Ende des Zeitablaufs ertönt ir 1 s ein au­ stisches Vowamsignal. Es soll die Aufmerksamkeit des Bearbei­ ters auf den bevorstehenden Abschluß des Bearbeitungsschrittes lenken. Wird zum Bearbeitungsende nicht durch Betätigen der Stat/ Stop-Taste quittiert, so beginnt der Zeitgeber von Null aufwärts zu zählen, begleitet von dem ständig ausgesandten Signalton. Durch diese Eigenschat des Gerätes erhält der "Bearbeter über den Inhalt der Anzeigeeinheit die Infomation, inwieweit d:r Be­ arbeitungsprozeß, gewollt oder ungewollt, fotgeschritten ist und ob ggf. Korekturmaßnahmen noch sinnvoll sind. Ein vorzeitig oder versehentlich ausgelöster Zeitablauf läßt sich mit der Wiederhol-Taste in die Ausgangsposition eines Prozeß­ Schrittes zuiekühren und durch Lösen der Taste eneut star­ ten. Die dritte und letzte Taste hat Rückstellfunktion. Durch sie kann der Prozeß-Timer aus jeder Position in den Stand-by-Zu­ stand des 1. Prozeß-Schrittes zuriekgeholt werden.

2.

kion der Schltgsuppen

2.1 .

mpulsfomer und FrequezteUer, Bild1

100-Hz-Impulse sind die Ausgangsfrequenz r die im Prozeß­ Timer vewendete Zeitbasis von 0,1 Hz bzw. 10 s. Die 100-Hz­ Impulse werden der Gleicrichterbrocke am positiven Anschluß s positive Sinushalbwellen entnomen. Die Sinushalbwellen takten einen monostabilen Multivibrator. Seine Aufgabe besteht darin, Störimpulse n der Netzspannung auszutltem und die Si­ nushalbwellen in Rechteckimpulse umzusetzen.

Bild 1

Prozeß-Timer: Zählsufen, lmpulsfomesufe, Fre­ quenzteiler, Scrittschaltwerk, Signalgenerator, Flip­ Flop ir Start/Stop und Vor-/Rückwärts-Umschalung

Die Zeit, in der der monostabile Multivibrator in der instabilen Lage verharrt, ist so bemessen, daß er kurz vor dem Beginn einer neuen Sinushalbwelle in die stabile Ausgangslage zurückkippt In der astabilen Lage können am Eingang des Multivibrators ein­ trefende Störimpulse diesen nicht eneut triggen. Es können demnach auch keine Ausgangsimpulse erzeugt werden, die den Zeitablauf des Timers nachteilig beeinlussen. Der Multivibrator . G3 und G4 besteht aus Schmitt-Triggen t NANO-Eingängen. m Ausgang von G4 stehen korrekt gefomte 100-Hz-Rechteck­ impulse ür die Weiteverarbeitung im Frequenzuntersetzer D2 zur Verügung. Abweichungen der Netzfrequenz vom exakten Wet 50 Hz haben ür diese Kurzzeiteinrichtung keine Bedeu­ tung.

2.2.

Frequenzuntersetzung

Der Schaltkreis D2 enthält zwei dekadisch zählende Synchron­ zähler. Sie sind über die Verbindung zwischen den Anschlüs­ sen 6 und 10 hintereinandegeschaltet, wodurch sich eine Fre­ quenzuntersetzung von 100:1 egibt. n Stelle des 4518 kann auch der binär zählende Doppelzähler­ schaltkreis 4520 � K 561 IE 10 eingesetzt werden. Er muß ledig­ lich durch die in Bild 2 gezeigte Beschaltung in seiner Zählweite begrenzt werden.

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GI . G4• V40110

b)

Bild 2

Zählweitenbegrenzung ür zweifachen Binärzähler V 4520 (K 561 IE 1) ür dekadischen Zählbetrieb. Zäh­ leücksetzen durch UND-Glied a) mit NANO-Gatten, b) mit Dioden

Da ür den Einsatzzweck des Prozeß-Timers eine Zeitbasis von 1 s � 1 Hz als zu fein gestut zu beweten ist, teilt Zähler 03 nochmals 10:1 (siehe Bild 1). 03 hat lediglich diese Teileunk­ tion zu efüllen, obwohl die ihn ansteuenden 1-Hz-Impulse durch den Zifenwechsel in der Anzeige H4 (Bild 4, Bild 5) sichtbar werden. Für den Anwender des Timers ist der Zifen­ wechsel ein sofort visuell wnehmbarer Funktionsnachweis ür den gestateten Zeitablauf. Ohne die Anzeige an dieser Teiler­ stelle müßte man im ungünstigsten Fall 10 Sekunden auf den nächsten Zifenwechsel in der Anzeige H3 warten. Mit weniger Aufwand läßt sich der Sekundentakt auch durch ein blinkendes Dezimalzeichen in einer LEA sichtbar machen. Dann erkennt man aber nicht die momentane Stellung des Zeitablaufs. 2.3.

Zhlstufen

Für die Zählstufen und ür die bereits ewähnte Teilerstufe 03 werden vor- und rückwärtszählende programmierbare Synchron­ zähler vom Typ V4029D eingesetzt. Die Zählart der Zähler, bi­ när oder dekadisch, wird durch das an Anschluß 9 anliegende Potential festgelegt. Für die vorliegende Anwendung ist dekadi­ scher Betrieb vogesehen (Massepotential an 9). Über die Ein­ gänge A, B, C und D besteht die Möglichkeit, den Zähler auf eine bestimmte Zifenstellung voreinzustellen. Das geschieht

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Bild 3

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Ausschnitt aus dem Impulsdiagramm des Zählers V 4029 D. Zeitlicher Verlauf des Takt- und Übetragim­ pulses

mit BCD-Zifenschalten. Die Beeinlussung des Zählerstandes ist nur möglich, wenn der Ladeeingang : H-Potential erhält. Während der Zeitspanne, in der der :-Eingang mit H-Potential belegt ist, zählt der Zähler nicht. Da der V402 9 D keinen speziel­ len Rücksetzeingang hat, muß das Rücksetzen des Zählers auf Null indirekt durch paralleles Laden der Eingänge A, B, C und D mit L-Pegel vogenommen werden. Da D3 nicht ür eine Vor­ wahl vogesehen ist, sind zu diesem Zweck die betrefenden Ein­ gänge unmittelbar mit Masse verbunden. Die gleichen Eingänge der Zähler D4 bis 06 erhalten über Widerstände Massepotential, um die Zuührung von H-Potential über die BCD-Schalter zu er­ möglichen. Zur Anwendung kommen BCD-Schalter, die zur Darstellung der Logikpegel »L« ofene und ür »H« geschlossene Schaltkontakte auweisen. Die Vor-/Rückwärtssteueung des Zählers wird durch Pegelwech­ sel am VIR-Eingang vogenommen: V bei H-, R bei L-Pegel. n den Datenausgängen sind die Dekoder/Treiber-IS und Gat­ terkombinationen ür die Signaltonsteueung angeschlossen. Die Gatter G 10 bis G 17 emöglichen das Erkennen der Zählerstände Null. Auf eine Eigenart des Synchronzählers V4029D muß besonders hingewiesen werden. Im Zähleschaltkreis entstehen Schaltspan­ nungsspitzen (»glitch puls«) durch intene, voneinander zeitlich diferierende Umschaltvognge. Sie wirken am Ausgang C des Zählers D6 als Störimpulse und veranlassen lankenempfmdli­ che Bauelemente, wie Zähler und Flip-Flops, zu Fehlunktionen. Die Störimpulse sind, wie der an C entnehmbare Fortschaltim­ puls, negativ gerichtet. Die Aussondeung der Störimpulse wird dadurch möglich, daß, gemäß dem Auszug aus dem Timing-Dia­ gramm des V4029D in Bild 3, zwischen der Flanke des CP­ (Takt-)lmpulses und der des C-Ausgangsimpulses ein geringer zeitlicher Versatz vorhanden ist. Diese Tatsache läßt sich mit einem OR-Glied zur Ausblendung der Störimpulse ausnutzen. Das OR-Glied besteht aus den NANO-Gatten GS, G6 und G7. Zum Zeitpunkt, da am Gattereingang von GS bereits L-Pegel vorliegt, erhält der Eingang von G6 L-Pegel erst am Ende des . Taktimpulses an CP. Damit ist abgesichert, daß nur durch den Taktimpuls das OR-Gatter geschaltet und ein Fortschaltimpuls ausgegeben wird. Der C-Impuls wirkt im vorliegenden Fall nur indirekt als Fortschaltimpuls. Mit beendeter LH-Rüclanke ist das OR-Glied wieder »gespert«. ·

2.4.

Bedienteil: St/Stop

Die manuelle Steueung und die Anwahl der Prozeß-Schritte werden mit einer einzigen Taste durcheührt. Die Doppelunk­ tion der Start/Stop-Taste S1 emöglicht das Flip-Flop 08, ein V401 3 D. Im Einschaltmoment des Prozeß-Timers werden die Rücksetzeingänge von 08, R1 und 2 sowie der des Zählers 09 durch einen Rücksetzimpuls in den Urzustand versetzt. Der hier­ fr benötigte positive Rücksetzimpuls wird durch R13 und 2 in Verbindung mit der Inverterstufe G2 erzeugt. Durch den Rück­ setzvorgang schaltet T auf H-Pegel. Die mit an der Leitung lie­ genden :-Eingänge der Zähler 03 bis D6 .werden ebenfalls auf H-Pegel angehoben, der den Zählbetrieb bl>ckiet. Unter dieser Bedingung übenehmen die Zähler die an den Dateneingängen anliegenden BCD-Infomationen. Sie erscheinen auf den zuge­ hörigen Anzeigebauelementen. Mit den Bauelementen R14, l, R15 und G1 wird ein nadelfömiger Enzelimpuls zum Triggen des Flip-Flops erzeugt. Die Schaltung ist frei von Prellimpulsen. Ein Zählvogang wird ausgelöst, sobald durch das getriggete Flip-Flop (08, T1) der Ausgang T und damit auch die Ein­ gänge : L-Pegel annehmen. Das zweite Flip-Flop TT2 ) ist nur durch einen C-Impuls aus seiner Ausgangs-(Reset-)lage kipp­ bar. Der C- oder auch Fortschaltimpuls wird nur bei den ge­ meinsamen Zählerständen Null ausgelöst. (Siehe hierzu Hinweis

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986

Kapitel 8

-

llgemeine Elektronik

8-6

Timer r 10 Zeitprozesse (Blatt 2) im letzten Absatz Abschnitt 2.3.) Das an ! sich von »L �I � 1I

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Kapitel 1 0

-

Modellensteuerung

(Blatt 1)

Grundlagen und Entwicklungstendenzen der Modell­ fensteuerung 1.

Einleitung

Das rasche Entwicklungstempo der Mikroelektronik hat auch die Fensteuerelektronik wesentlich beeinlußt. Im Laufe der Zeit verlagerte sich die Entwicklung der Fensteuerelektronik vom Amateur zu einschlägigen Industriebetrieben. Der Nutzerkreis von Modellfensteueranlagen eweiterte sich dadurch wesentlich. Dem Amateurelektroniker bleibt trotz dieses Umstandes noch ein großes Betätigungsfeld, er wird sich vor allem mit der Ent­ wicklung und dem Aubau peripherer Geräte und Anlagenteile beschäftigen, die auf spezielle Aufgabenstellungen abgestimmt sind, z. B. Ladegeräte, Geschwindigkeitssteller, Fahrtregler, Spe­ zialschalter u. a. Die auf den folgenden Blätten vorgestellten Schaltungen von Fensteuergeräten (vowiegend DDR-Entwick­ lungen) ermöglichen es dem Amateur, die selbstentwickelten Zusatzgeräte optimal auf die Schaltung hin auszulegen. Außer­ dem sind solche Schaltungsunterlagen wichtige Hilfe bei Repa­ ratur-, Einstell- bzw. Plegearbeiten.

2.

Eniclungstendenzen

Der intenationale Entwicklungsstand ist dadurch gekennzeich­ net, daß einige der in der 3. Liefeung der Schaltungssammlung charakterisierten Merkmale bzw. tecnischen Lösungen mittler­ weile zum Standard geworden sind. Die Modultechnik hat sich auf der Senderseite bewährt und damit einen festen Platz er­ obert. HF-Module zum einfachen und schnellen Frequenzband­ wechsel sind bei FM-Anlagen fast eine Selbstverständlichkeit. Die Anwendung der Module zur Beeinlussung der Steuerkennli­ nie sowie für Misch- und Schaltfunktionen ist für den Nutzer recht kompliziert und meist nur mit ausührlichen Anleitungen möglich. Einen solchen Sender auf ein anderes Modell umzu­ stellen ist auf dem Modelllugplatz mit seiner Hektik nur schwer möglich. Die vielen Steckvarianten ür die Kanalpotentiometer, ür Mischer-, Diferential-, Exponential-, Kombi-Schalter- und Figuren-Automatik-Module bieten so viele Verwendungsmög­ lichkeiten, daß sie oft zur Fehlerquelle wurden. Die Firma Mul­ tiplex entwickelte das Modulsystem bei dem Sender Proi 2 000 entscheidend weiter, indem die Module für bestimmte Anwen­ dungen, z. B. ür Kunstlug-, Segellug- oder Hubscrauber-Mo­ delle, in einer steckbaren Kassette zusammengefaßt wurden. Diese Kassette enthält alle erforderlichen Schalter und Einstell­ knöpfe und wird einmal auf das jeweilige Modell eingestellt. Soll mit dem Sender ein anderes Modell gelogen werden, ist nur die Modul-Kassette auszuwechseln. Die FM-Schmalband- Übetragung m 10-kHz-Raster wurde ebenfalls zum intenationalen Standard. AM-Anlagen ür das 20ckHz-Raster werden nur noch als einfache und preiswerte Zwei- bis Vierkanal-Anlagen (4 Funktionen) zur Fensteueung von Auto- und Schifsmodellen hergestellt. Bei sportlichen Wett­ bewerben mit Auto- und Schifsmodellen haben jedoch auch die FM-nlagen wegen der besseren Bandausnutzung (Parallelbe­ trieb mehrerer Anlagen bei Rennen oder Regatten) und erhöhten Störfestigkeit ihren Platz. Durch die Weiterentwicklung der inte­ grieten Schaltkreise und der mechanischen Konstuktion wur­ den die Daten der Sevos erheblich verbessert. Zusammen mit hochbelastbaren Spannungsquellen NiCd-Sinterzellen) konnten die Stellzeiten des Sevos weiter verringert und die Stellkraft ver­ größet werden. Das ürt vor allem bei schnellen Modellen (Rennboot-, Kunstlug- und Hubscraubemodelle) zu einem wesentlich verbesseten direkten Steueungsverhalten. Solange Modellfensteueranlagen entwickelt und betieben wer­ den, besteht eine wesentliche Aufgabe darin, die eforderliche Stöfestigkeit im Reichweitenbereich zu sichen. Die »alten« tonfrequenzmodulieten Fensteueranlagen, auch als NF- oder Tip-Tip-nlagen beknnt, zeichneten sich durch ein hohes Maß an Stöfestigkeit aus. Die amplitudenmodulieten Digitalanlagen sind systembedingt anfälliger gegen HF-Stöungen, denn jeder fremde HF-Impuls (vom schlecht entstöten Moped über Gewit-

·

Blatt

10 - 1

ter bis zu anderen HF-Anlagen) bringt das empfangene Impuls- . telegramm und damit die auswertbare Information durcheinan­ der. Eine Verbesserung der Störfestigkeit brachte die frequenz­ modulierte Signalübertragung (Schmalband-FM), da die meisten HF-Störquellen als AM- und nicht als FM-Stöung wirksam wer­ den. Gegen direkte und starke Gleichkanalstöungen hilt jedoch auch die FM- Übertragung nicht. So stürzt ein Modell mit Si­ cherheit ab, das z. B. dicht an einem AM-Fremdsender mit glei­ chem Kanal vorbeiliegt (Abstand zum eigenen Sender > 10: 1). Die Suche der Techniker nach Übertragungsverfahren, die sol­ che Störimpulse eliminieren bzw. bei denen sie nicht wirksam werden, war daher naheliegend. Eine Lösung ür diese Aufgaben­ stellung bietet die PCM- Übertragung (Puls-Code-Modulation) der Steuersignale. Die Entwicklung von Ein-Chip-Mikroprozes­ soren ür niedrige Spannungen ermöglicht die Anwendung der PCM-Übertragung auch in Modellfensteueranlagen. Im Unter­ schied zur bisherigen analog-multiplexen Signalübertragung, bei der die Kanalinformation in der Breite des Kanalimpulses (ür start dp z. B. t kn = (1,7 ± 0,5) ms) und dessen Stellung im Impulstelegramm steckt, wird bei der PCM- Übertragung aus der vom Steuerpotentiometer gelieferten Gleichspannung kein Ka­ nalimpuls (1,7 ± 0,5) ms, sonden eine digital kodierte Impuls­ folge geformt. Für die Modellfensteueung genügt zur Kodie­ rung der Steuerinformation (Kanalinformation) ein 8-Bit-Kode. Mit dem 8-Bit-Kode können 256 Einzelinformationen verschlüs­ selt werden, d. h., der gesamte Stellweg eines Steuerknüppels bzw. Servos kann in 256 Einzelschritte aufgeteilt werden. Das er­ gibt eine Aulösung von 0,4 % und ist damit ür die Stellgenauig­ keit von < 1 % völlig ausreichend. Der Übergang von der analog­ multiplexen zur digital-multiplexen Signalübertragung brachte einerseits Bandbreites chwierigkeiten (zur Übertragung einer grö­ ßeren Impulszahl je Zeiteinheit ist auch eine größere HF-Band­ breite erforderlich), andererseits aber noch keine Erhöhung der Störfestigkeit, denn fremde HF-Impulse wären weiterhin wirk­ sam. Der Ausweg liegt in einem Trick. Dem lmpulsrahmen, be­ stehend aus den jeweils 8 kodierten Kanalimpulsguppen, wer­ den vom Mikroprozessor Püf- und Synchronisier"Bits zugeügt. Diese Püf-Bits haben gewissermaßen die Funktion eines Sicher­ heitsschlosses. Zunächst muß auf der Empängeseite der Mikro­ prozessor mit Hilfe der Püf-Bits jede Kanalinfomation, beste­ hend aus dem 8-Bit-Kodewort, gepüt und ür ungestört beunden haben. Erst dann wird die Kanalinformation in Fom des bekannten Kanalimpulses (1,7 ± 0,5) ms erzeugt und an die Aufschalteinrichtungen (Sevos, Fahrtregler u. a.) weitergeleitet. Stellt der Empfänger-Mikroprozessor bei der Prüfung falsche In­ formationen fest, ist er so programmiert, daß er ür eine kurze Zeit, (etwa 2 Sekunden) die zuletzt ungestört empfangene Infor­ mation wiederholt. Hält die Stöung dann weiter an, tritt eine in­ tene (ebenfalls programmierte) Sicheung in Aktion, die ür alle Kanalausgänge einen mittleren Kanalimpuls liefert. Das bedeu­ tet, alle Ruder laufen auf Mittel- bzw. Neutrallage, und der Mo­ tor geht auf Leerlauf, bzw. beim Segler werden die Störklappen betätigt. Daran erkennt der Pilot sofort die Wirkung der intenen Ausfallautomatik, von Elektroniken als »Fail safe« bezeichnet. Mit diesen Sicherheitsfunktionen ist der Empfänger-Mikropro­ zessor jedoch noch nicht ausgelastet. So kann man ihn auch da­ ür programmieren, daß die Fail-safe-Funktion bei sinkender Be­ triebsspannung eintritt. Sinkt sie z. B. auf U8 = 4,5 V, so gehen die Ruder in die Mittellage, und der Motor wird auf Leerlauf ge­ schaltet. Diese Fail-safe-Reaktion ist vom Sender aus abschalt­ bar, sie signalisiet jedoch dem Piloten, daß er unverzüglich zu lnden hat. Die HF-Stöfestigkeit bzw. die Festigkeit gegenüber extenen Stöungen ist nur ein Teil der Betriebssicherheit des Farens oder Fliegens mit Modellen. Weitere wichtige Faktoren der Be­ triebssicherheit sind außerdem - der nlageneinbau (vibrationsgeschützte, aber ratschlüssige Sevobefestigung, exakte Ruderanlenkung, leichtgängige und spiefreie Rudegestänge bzw. Bowdenzüge, genügender Ru­ derausschlag, ausreichend stare Flächenbefestigung u. a.);

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Bild 1

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Schwingquarz im Metallhalter (v. l. n.r. - Quarz geöf­ net, im Gehäuse, mit Lasche)

- Beachten aero- und hydrodynamischer Gesetzmäßigkeiten (z. B. ist ein zu langsam gelogenes Flugmodell wegen fehlen­ der Rudewirksamkeit nicht mehr steuerbar; es wird, falls es nicht eigenstabil liegt, infolge Strömungsabrisses abstür­ zen) ; - subjektives Verhalten des Piloten (Steuerfehler, Nichterken­ nen der Fluglage, Überschätzen der eigenen Leistung und der des Modells u. a.); - Plege und Wartung der Fensteueranlage (richtiges und aus­ reichendes Laden von Sender- und Empfängerbatterie, regel­ mäßige Kontrolle aller Kabel - besonders an mechanisch be­ anspuchten Stellen und an den Anschlußstellen zur Batterie, da selbst kleinste Mengen ausgetretener Kalilauge das Kupfer­ kabel zerfressen; regelmäßige Kontrolle aller Steckverbindun­ gen und Schalter sowie ggf. deren Reinigung oder Austausch, gründliche Kontrolle der Anlage nach einer Karambolage oder einem Absturz - besonders empfmdlich sind der Quarz und die Zahnräder des Sevos) ; - Bauteileausfall (eigentlich die seltenste Ursache ür Betriebs­ störungen! Verschleißteile .sind im Prinzip nur die Steuer- und Sevopotentiometer sowie die Sevomotoren. Hierfür gilt re­ gelmäßige jährliche Kontrolle - rechtzeitiges Auswechseln). Analysiert man die genannten Faktoren, so sind statistisch der defekte Empfängerquarz und die ausfallende Empfängerbatterie die häuigste Ursache ür ein Anlagenversagen. Der Quarz ist ein hauchdünnes Kristallplättchen, das stoßgedämpft in einer allsei­ tig geschlossenen Metallkappe untergebracht ist. Trotz dieser Bauweise bleibt die dünne Quarzscheibe (Bild 1) ein äußerst leicht zerbrechliches Gebilde. Das muß man wissen, um den Quarz richtig, d. h. vorsichtig genug zu behandeln. Man sollte einen auf den Fußboden gefallenen Quarz oder einen Quarz aus einem Absturzempfänger nicht mehr benutzen, denn er stellt ein

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Batteriekontrollgerät; a - Musteraubau, b - Stromlauf­ plan

Risiko dar. Die NiCd-Zellen von Sender und Empfängerbatterie sind in der Form als gasdichter und damit wartungsfreier Akku­ mulator die fast ideale Spannungsquelle für die Modellfem­ steueranlage. Bei Beachten der Ladevorschrit haben sie eine lange Lebensdauer (bis 10 Jahre oder über 1 000 Ladezyklen) und sind bei ausreichend konstanter Spannungslage auch genü­ gend hoch belastbar. Sinterzellen haben einen so geringen In­ nenwiderstand, daß an eine Batterie von 4,8 V/0 , 5 h bis zu 5 starke und schnelle Sevos angeschlossen werden können, ohne daß es zu unzulässigen Spamungseinbüchen bei Sevoanlauf kommt. Sinterzellen haben jedoch gegenüber den Massezellen (in der bekamten Form als Knopfzellen) den Nachteil, daß ihre Selbstentladung wesentlich stärker ist. Daher sollten Sender­ und Empfängerbatterie aus Sinterzellen gundsätzlich vor jedem Modellstart ausreichend nachgeladen werden. Für den häuigen Ausfall der Empfängerbatterie gibt es mehrere Günde. So kann ihr Ladezustand während des Betriebes nicht wie im Sender durch ein Anzeigeinstrument laufend kontrolliert werden. Hin­ sichtlich Betriebszeit und Batteriebelastung durch Häuigkeit der Steuevorgänge verschätzt man sich erfahungsgemäß leicht. Folgende einfache, aber sehr wirksame Vorsichts- bzw. Kontroll­ maßnahmen haben sich gegen solche Fehleinschätzungen be­ währt: - Vor Saisonbeginn werden alle Empfängerbatterien auf ihren mechanischen Zustand (ausgetretener Elektrolyt, Zustand der Kabel und Stecker u. a.) und Kapazität überprüt. Ist die ver­ ügbare Kapazität für fünfstündige Entladung K5 geringer als 80 % der Nennkapazität (nach vorangegangener Volladung!), sollte der Akkumulator nicht mehr als Empfängerbatterie be­ nutzt werden. Bei häuigem Gebrauch der nlage sollte man die Kapazität halbjährlich kontrollieren. - Vor jedem Modellstart wird der Ladezustand der Empfänger­ batterie überpüft. Beträgt die Klemmenspannung unter Bela­ stung mit I5 (Belastungsstrom ür ünfstündige Entladung) we­ niger als 4,7 V, so ist die Batterie nachzuladen oder auszuwechseln. Das Meßgerät zur Batteriekontrolle (Bild 2) kam ein leines Indikatormeßwerk sein, dessen nzeigebe­ reich durch eine Z-Diode auf 4,0 bis 6,0 V gespreizt wird. Kombiniert mit dem Belastungswiderstand R1 gestattet es hin­ reichend genaue Aussagen über den Ladezustand der Batterie. Baut man an den Empängerschalter oder an anderer Stelle im Modell eine Ladebuchse ür die Empfängerbatterie ein, so kann man diese über die Buchse laden und prüfen, ohne daß Steckverbindungen aufgetrennt oder die Batterie ausgebaut werden muß. - Letzte Maßnahme der Batteriekontrolle ist die Überwachung der Betriebszeit. Da eine Stoppuhr sicher zur Ausrüstung eines Modellsportlers gehört, sollte man sie bei jedem Start mitlaufen Jassen. Im Laufe der Zeit gewinnt man dann Erfah· rung. Als Anhaltswerte gelten für eine Empfängerbatterie 4,8 V/0,5 h mit voller Kapazität: • Kunstlugmodelle mit 4 Servos - Betriebszeit etwa 1,5 Stun­ den (10 Flüge zu je 10 Minuten) • Segellugmodelle oder Schifsmodelle mit 2 bis 3 Servos oder 1 Servo und 1 Fahrtregler - Betriebszeit bis zu 3 Stun­ den. Daraus erkennt man bereits, daß ür Langzeitbetrieb mit Segel­ lug- oder Segeljachtmodellen besser Empfängerbatterien mit größerer Kapazität (K5 = 1 . . . 1 , 2 h) verwendet werden, die dann Betriebszeiten von 5 Stunden zulassen. Auf diese Betriebszeit sollte dann auch . die Kapazität der Senderbatterie abgestimmt sein. Abschließend zu dieser Problematik seien noch zwei Schaltun­ gen vorgeschlagen, die die Sicherheit des Modellbetriebs zweifel­ los erhöhen. Messungen an Modellfemsteueranlagen haben erge­ ben, daß Sinterzellen die Anlaufströme von belasteten Servos (I = 0 , 3 . . . 0,5 A) vertragen. An den im Querschnitt meist zu ge­ ring bemessenen Zuleitungen treten jedoch derartige Span­ nungsabfälle auf, daß am Empfänger kurzzeitig die Spannung auf 3,5 bis 4 V absinkt. Diese Spannungseinbrüche ühren zwangsläuig zu Aussetzem, u. U. zum Versagen der nlage. Die einfachste Gegenmaßnahme ist die getrennte Stromversorgung von Empfänger und Sevo (Bild 3). Zu diesem Zweck ändert man die Steckerbelegung des Batteriesteckers so, daß die Empfänger­ batterie nur mit Plus des Empfängers und die Sevobatterie nur mit Plus der Sevobuchsen verbunden ist. Das Schalterkabel wird dadurch dreiadrig, und der Schalter muß ein zweipoliger Typ

S C H A LT U NG S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · Kapitel l 0 - Modellensteuerung

1986

Blatt

10 - 2

Gundlagen und Entwicklungstendenzen der Modell­ femsteueranlagen

al

Empfänger

S•r vos

(Blatt 2)

Batt�rien

Batttritn

Empfänger

Extenadapter

Servos

Batterie

4 , 8 V / 1,2 A h

Empfäng.r

b)

Bild 3

l < + < - <

Servo

Getrennte Empfingerstromversorgung

sein. Als Empfängerbatterie genügt ein Typ 4,8 V/0,25 h. Bei dem durchschnittlichen Strombedarf modener Empfänger in der Größenordnung von JE = 10 . . . 15 .A garantiert sie eine Be­ triebszeit von mehr als 10 Stunden. Als Sev_batterie sollte dann ein Typ 4,8 V/(1 . . . 1,2) h vewendet werden. Da NiCd-Zellen einen Ausfall nicht durch Nachlassen der Kapa­ zität oder durch Spannungsückgang ankündigen, kann man die­ sem Fall durch eine Parallelstromversorgung des Empfangers vorbeugen. Es werden zwei gleiche Batterien über eine Akkuwei­ che (Bild 4) an den Empfanger angeschlossen. Dann übenimmt immer die Batterie mit der höheren . Klemmenspannung die Empfängerstromversorgung. Fällt eine Batterie aus (Unterbre­ chung oder innerer Kurzschluß), tritt über die Dioden keine Rückwirkung auf die andere Batterie und damit auf die Empfän­ gerstromversorgung ein. Zur Entkopplung würden zwei Dioden (VD11VD3) ausreichen. Da jedoch an jeder Diode etwa 0,5 bis 0,7 V Spannungsaball autreten, könnte das bei 4,8 V Eingangs­ spannung eine zu niedrige und bei 6 V Eingangsspannung eine. zu hohe Betriebsspannung ergeben. Mit zwei in Reihe geschalte­ ten Dioden erhält man jedoch bei 6 V Eingangsspannung den richtigen Wert [6 V - (2 x 0,5 V) = 5 ] für die Betriebsspan­ nung. Es eignen sich Universal-Gleichrichterdioden. Bei Batte­ rien 6 V/0,5 h genügen l-A-Typen, während es bei Batterien 6 V/1,2 A möglichst 3- bis 5-A-Typen sein sollten. Um die Batte­ rien . im Modell laden zu können, sind entsprechende Schalter und Ladebuchsen vogesehen. Der Schalter Sl schützt den Enp­ ranger vor Ladeströmen bzw. vor der zu hohen Ladespannung. Für S2 könen auch zwei getrennte Schalter eingebaut werden, die dann zusätzliche Püf- und Kontrollmöglichkeiten bieten.

Empfängtr

l, 8 V

VD 1 . sieh e

Bild 4

Parallelstromversogung mit Akkuweiche

H HBM, HeCKOMM'THpyeMallBeHTHibHl MaT>H;a H;, HaKOnHTeib Ha rH6KOM MHOM �CKe HI, HaKOnHTeib Ha rH6KOM MarHHTHOM ieHTe H;, HHJKoqai:;pocceib H3-KOHT8KT, HOPMibH0-3aKpbblH KORTaKT HH, HYib�KaTop Hßß, HayqHO-HCCie;oBaTeibCKHH HHCTHTYT HßP, HayqHo-Hccie;osaTeihCKl pa6oTa HßC, HayqHO-HCCie;saTeibCKl CTa;Hl HH, HHJmee HanpHxeHHe HO, HanpaieHHHH OTBeTHTeib HO-KOHTT, HOPMibHO-OTKpl:KOTT HTC, HeIHHe:Hoe noiynposoHKosoe coipieHe HTq, HaHMebDl npHMeHMl qaCTOTa

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l Text

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Ballorit 2 6 V I 0,5 Ah

Ladtbuchse 1

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·

0

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B, Basis U!min, Umdrehungen je Minute ESB, SSB, Einseitenband (engl. single side band) U/s, Umdrehungen je Sekunde Hochspannungswicklung Höchstspannungswicklung M , Operationsspeicher, Speicher mit wahlfreiem Zugrif (engl. random access memory) Informationsaustausch, Datenaustausch POM, Pulsoptimalmodulation OC, ofener Kollektor (engl. open collector) optischer Quantengenerator, Laser Kurzschlußverhältnis Einkanals'stem lehrende Maschine Einseitenbandmodulation MM, monostabiler Multivibrator Einseitenbandempfänger Fremderregerwicklung Niederspannungswicklung GK, Gegenkopplung Nebenschlußwicklung Raumladungszone Einseitenbandübertragung Doppelbasisdiode, Unijunktionstransistor Rückkopplung Haupt-Strobe rbeitseinheit optimales System Ablenksystem Mittelspannungswicklung operatives {ewaltungssystem OV, OA, Operationsverstärker (engl. operational ampliier)OW, Oberlächenwelle PVC, Polyvinylchlorid variable Wortlänge Bauelement mit injizierter Ladung CCD, ladungsgekoppeltes Bauelement (engl. charge coupled device) ROM, Festwertspeicher (engl. read-only memory) EPROM, löschbarer programmierbarer Festwertspeicher (engl. erasable programmable read-only memoy) PI, programmierbares Interface Universaldisplay FLL, Frequenzumkehrschleife · (engl. frequency locked loop) PC, programmierbare Steuerung (engl. progrmable control) PA, PLE, programmierbare logische Anordnung, programmierbare logische Einheit (engl. programmable logic array) Mitkopplung, positive Rückkopplung · Lp, Leiterplatte HL, Halbleiter PROM, programmierbarer Festwertspeicher (engl. programmable read-only memory) PC, Programmzähler (engl. program counter) Oberlächenzustand Femsehtuner, Kanalschalter ZF, Zwischenfrequenz PVC-bezogener Lackdraht Lackdraht

S C H A LT U N G S S A MM L U N G · Vierte Lieferung ·

Kapitel 1 0

-

Modellfensteuerung

1986

10 - 3

Einfache Modellfemsteueranlagen (Blatt 1)

1.

•

•

Vorbemerkungen

Im folgenden wird zwischen einfachen und ausbaufahigen Mo­ dellfensteueranlagen unterschieden. Dabei ist sich der Verfasser bewußt, daß es keine scharfe Abgrenzung zwischen diesen bei­ den Anlagentypen gibt und daß auch innerhalb der Kategorien »einfach« und »ausbaufahig« erhebliche Unterschiede bestehen. Unter einfacher Fensteueranlage soll eine Anlage verstanden werden, deren Schaltungskonzept und mechanischer Aubau (Sender und Empfanger) ür eine feste Kanalzahl (Funktionen), ausgelegt ist, meist 2 oder 4, seltener 3, 5 oder gar 7. Ausbaufä­ hige Modellfensteueranlagen lassen sich dagegen meist auf 7 Kanäle (Funktionen), neuere Anlagen sogar bis auf 9 Kanäle aufstocken. Fener besteht die Möglichkeit, den Sender mit Mo­ dulen ür Sonderfunktionen (Mischer, Programme) oder ür die Steuerkennlinienbeeinlussung (Steuewegbegrenzung, Dual­ Rate, Exponentialsteueung u. a.) nachzuüsten. Der Hauptvor­ teil der einfachen Fensteueranlage liegt in der Herstellung grö­ ßerer Stückzahlen (geringer schaltungstechnischer und technolo­ gischer Auwand, Fensteuerbarkeit der meisten Modelle). Durch die Vewendung von unterschiedlichen Aufschaltgeräten, wie Sevos (Rudenaschinen), Segelwinden, Fahrtregler, Schal­ ter, Schrittschalter u . .a., lassen sich auch einfiehe Fensteueran­ lagen meist den Anforderungen des Modellbetriebs anpassen. 2.

(Zeitgeber), die ür astabilen, monostabilen oder triggerfähigen Betrieb geschaltet werden können. Nt wird als freilaufender astabiler Multivibrator betrieben, dessen Tastverhältnis man mit R2 einstellt. Das Tastverhältnis enthält gleichzeitig die Informa­ tion ür die Rudenaschine. Das bedeutet: Mittleres Tastverhält­ nis entspricht der Mittelstellung des Servos, kleines bzw. großes Tastverhältnis bedeutet Sevo- und Ruderausschlag nach links bzw. rechts. Die am Ausgang (Anschluß 3) anliegende Impuls­ spannung triggert (Freigabe) ,die ebenfalls als astabilen Multivi­ brator geschaltete IS N2 über den Freigabeeingang (Anschluß 4). Gleichzeitig wirkt die Impulsspannung über R4 und VD3 als An­ zeige ir den eingeschalteten Sender. N2 arbeitet als Ultraschall­ generator, der über die Spule L1 an den Ultraschallwandler (Piezoschwinger) angepaßt ist. Als Spannungsquelle dienen 6 Zellen vom Typ Rl4 (Babyzellen). Mit dem Einschalten des Senders wird der Fahrmotor des Modells in Betrieb gesetzt. Len­ ken kann man über das mit dem Potentiometer R2 einstellbare Tastverhältnis. Diese Anlage entspricht damit fast einer Zweik­ analanlage, wobei nur die Fahrgeschwindigkeit nicht stufenlos bzw. nicht vor und zuück steuerbar ist. Das Verfahren, den Sen­ der zur Fahrsteuerung ein- und auszuschalten, kann man anwen­ den, da es im Ultraschallbereich kaum Störungen gibt, die bei fehlendem Signal den Empfänger zu Fehlfunktionen veranlassen würden. 2.2.

Fensteueranlage »Uiraprop« (DDR)

Blatt

Empfnger »Uiraprop«

Die Fensteueranlage »Uitraprop« wurde vom VEB Spielzeugland als einfache, sehr preiswerte Spielzeugfensteuerung entwickelt. Abweichend von der üblichen HF-Signalübertragung werden bei dieser Anlage die Steuersignale (Kommandos) mit Ultraschall übertragen. Das begrenzt die Reichweite der Anlage, so daß sie nur ür Auto- und Schifsmodelle in Nahbereich ( < 30 m) ver­ wendbar ist. Der niedrige Anschafungspreis (die Anlage kostet komplett weniger als ein Digitalsevo!) resultiert nicht zuletzt aus dem Verzicht auf ein aufwendiges Sevo (Rudenaschine). Das Sevo ist ein mit mittlerer Drehzahl laufender Elektromotor, der Fliehkraftgewichte antreibt. Diese wiedeum wirken einer Feder entgegen und verstellen damit die Lenung oder das Ru­ der. Die so erzielten Ruderkräte sind sehr klein, jedoch bei sachgerechtem Aubau der Lenk- und Übertragungsorgane aus­ reichend.

Der Empfänger »Ultraprop« ist mit konventionellen Transistor­ stufen aufgebaut (Bild 2). An den Piezowandler CQl (Mikrofon) ist mit VTl bis VT3 ein dreistuiger RC-gekoppelter Verstärker angeschlossen. Die Diode VDl wirkt als Begrenzer ür zu große Signalamplituden in Sendenähe. Über den Impedanzwandler (Emitterfolger) T4 sind die Aufschaltstufen ür den Fahrmotor MA mit VT7 und VT8 und das Sevo Ms mit VTS und T6 ange­ schaltet. Bei anliegendem Signal am Empfangerausgang (Sender eingeschaltet) wird die Impulsspannung über VD2 gleichgerich­ tet und lädt 8 auf. Diese Gleichspannung schaltet VT7 und VT8 durch, so daß der Fahrmotor anläuft. Die Transistoren VTS und T6 arbeiten als lmpulsverstärker, so daß am Sevomotor M5 je nach Tastverhältnis eine niedrige, mittlere oder hohe Gleichspannung anliegt. Der Motor integriert die impulsfönige Spannung zu einem Gleichspannungswert, dem die Motordreh­ zahl proportional ist.

2.1.

3.

Sender »Uitraprop/S«

Fensteueranlage »Supranr 838« (UdSSR)

Die Fensteueranlage »Supranar 838« wird in der Sowjetunion in kleinen Stückzahlen ir Modellsportler hergestellt. Die im fol­ genden vorgestellten Schaltungsunterlagen wurden in der polni-

Der Sender »Uitraprop/S« ist gegenüber der Transistovariante durch den Einsatz der beiden Schaltkreise Nl und Ni weiter ver­ einfacht (Bild 1). Beide IS sind hochstabile Timerschaltungen

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Bild 1

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Bild 2

Fensteuerempfänger »Ultraprop«. C3 = 3,3 n

Bild 3

Fensteuersender »Supranar 838«; a - Muster des Sen­ ders, b - Stromlaufplan (R3 1 = 6,8 k; C42 = 100 l; Kol­ lektor von Tl mit C2-C4 verbinden)

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S C H A LT U N G S S A M M L U N G

Kapitel 1 0

-

·

Modellfensteuerung

Vierte Lieferung

·

B latt

198 6

10 -4

Einfache Modellfemsteueranlagen (Blatt 2)

sehen Zeitscrit »Modelarz«, H. 1182 und H. 2/82, veröfent­ licht. Die Besonderheit der Anlage »Supranar 8 3 8« ist in der Stromversorgung zu sehen. Sie ist ür den Betrieb mit Kohle­ Zink-Zellen R 1 4 (Babyzellen) ausgelegt. Für die Anlage mit ma­ ximal 4 Sevos wird eine Reichweite bis zu 500 m angegeben. Der Betrieb mit Kohle-Zink-Zellen erfordert zudem einen ent­ sprechenden Schaltungsaufwand zur Spannungsstabilisieung, bedingt aber auch einen veminderten Temperaturbereich von 0 bis + 45 •c gegenüber entsprechenden NiCd-Zellen mit - 15 bis + 55 •c sowie erhöhte Masse besonders der Empfangsanlage (komplett mE = 650 g, Empfänger, 4 Sevos mit 4 Babyzellen). 3.1.

Fensteuesender »Supranar 838«

Der fensteuersender »Supranar 838« hat ein fig es Plastge­ häuse (Bild 3). Die Steuerknüppel können in kurzer oder langer Variante aufgesteckt werden. Das Meßgerät zur Spannungskon­ trolle liegt gut im Sichtbereich zwischen den Steuerknüppeb. ls Besonderheit ist die asymmetrisch angebrachte auklappbare Senderantenne anzusehen. Damit entfällt das Herausschrauben ür den Transport, und die Antenne stört im angeklappten Zu­ stand auch nicht. Die 8 Babyzellen sind in einem separaten, von außen zugänglichen Batteriefach auf der Senderückseite unter­ gebracht. Impuls- und HF-Teil befmden sich auf getrennten Lei­ teplatten. Die Schaltung bietet kaum Besonderheiten. Es han­ delt sich um die bewäte Transistoschaltung mit Knalkippstu­ fen. Die Transistoren VTl und VT3 bilden s astabiler Multivibrator den Taktgenerator, der die Taktzeit tT = 20 s er­ zeugt. Die Knalimpulszeit wrd über die Kanalpotentiometer R9/Rl6/R2 1 und R32 eingestellt und mit den Einstellwidestän-

den R13/Rl9/R29/R2 abgeglichen. Diferenzierglieder in den Kollektorleitungen der Kippstufen erzeugen aus den Kanalim­ pulsen Nadelimpulse, die das Diodengatter VDl bis VD3, VDS und VD6 aneinandereiht Die Nadelimpulse triggen den mo­ nostabilen Multivibrator VT41VT6, der die Austastimpulse ür den Modulatortransistor VTl l erzeugt. Das dreistuige HF-Teil entspricht im wesentlichen den bekannten Schaltunsen. Die Z­ Diode VD4 stabilisiert die Betriebsspannung des Oszillators ge­ sondet auf ewa 8 V. Moduliert wird die kapazitiv gekoppelte Treiberstufe mit VT9. Die Endstufe arbeitet im C-Betrieb auf das Doppel-T-Filter, das Obewellen unterdrückt und die Antenne anpaßt. Die Betriebsspannung ür das Impulsteil stabilisiet VT1 3 zusammen mit VD7. Gleichzeitig wird m Stabilisator­ transistor die Spannung für die gespreizte nzeige des Kontroll­ insumentes PMl abgegrifen. 3.2.

Fensteuerempfger »Supranr 838«

Der Fensteuerempfänger »Supranar 838« weist einige interes­ snte Details auf. So ist mit Transistor VTl eine HF-Vostufe enthalten (Bild 4). Oszillator mit VT2 und Mischstufe mit VT3 entsprechen den bekannten Schaltungen. Der vollintegriete ZF­ Verstärker Nl kommt mit zwei Piezoilten und gnz ohne LC­ Kreie aus. Die Impulsverstärkung übenehmen die Transistoren VT6, VT7 und VTl l sowie der Schmitt-Triger VT8VT12. Zur Dekodieung sind zwei 2fach-D-Flip-Flops (D2 und D3) geschal­ tet. Die Syncronisation übenehmen VT4 und VTS. Mit den Transistoren VT9, VTlO und T13 werden die stabilisierte Emp­ fängerspnnung und die stabilisiete 4-V-Spanung ür das Sevo gewonnen.

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]K

Bild 4

Fensteuerempfnger »Supranar 838« (Cl = 30; C4 = SO �; C17 = 20 �; Vebndung R3-C4)

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3.3.

Sevo »Supranar 838«

Bild 5

Sevo »Supranar 838« (Cl 50 l; C2 O,l i; der An· schluß 1 muß an den Emitter (!) von VT8)

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' emsteuersenaer »Start ap L«; a - Außenansicht des Senders, b - Innenansicht des Senders, c - Stromlaufplan

Das Sevo ist noch als reine Transistorschaltung (Bild 5) aufge­ baut. Die Schaltung entspricht weitgehend den bekannten Servo­ schaltungen (s. a. Schaltungssammlung, 2. Lieferung Blatt 10-6), so daß auf die detäilliette Funktionsbeschreibung verzichtet wer­ den kann. Den Referenzgenerator zur Erzeugung des -Referenz­ impulses bildet der monostabile Multivibrator mit VTl und VT4. Die Transistoren VT2 und VT3 sind als Dioden geschaltet. Zur Erhöhung der Empindlichkeit ist der Brückenverstärker mit VT7 bis VT12 dreistuig ausgelegt. Das Servo ist als Linearsevo mit seitlich austretenden Schubstangen konstuiert. Es erzeugt die maximale Stellkrat vonF5 10 N 1 kp. =

4.

=

=

=

Fensteueranlage »Start dp 2« (DDR)

Die Fensteueranlage »Start dp 2« (Bild 6) wurde mit dem Ziel entwickelt, ür »Neulinge« eine einfache, preiswerte AM-Anlage anzubieten. Die Anlage ist nur ür 2 Kanäle (2 Funktionen) aus­ gelegt und hat keine Eweiterungsmöglichkeit der Kanalanzahl. Für die zahlenmäßig meisten Anwendungen reicht eine Zw.­ kanalanlage auch völlig aus, z. B. zur Fensteuerung von Auto­ und Schifsmodellen sowie einfachen Segellug- und Motorlug­ modellen. Sollten die Ansprüche steigen und sollte sich der Mo­ dellbauer mit dem Betrieb eines Mehrfunktionsmodells oder Kunstlugmodells befassen, hat die Zweikanalanlage als Zweit­ anlage immer nch ihre Berechtigung. Das trit dann auch ür den Fensteuenachwuchs in der Arbeitsgemeinschat oder in der Familie zu. Die Anlage »Start dp 2« ist so ausgelegt, daß alle Sevos ür positiven Kanalimpuls lta (1,7 ± 0,5) ms ange­ schlossen werden können. Im vorliegenden Fall sind die Sevos der Anlage »Signal FM 7« vorgesehen (s. a.' Blatt 3, Aufschaltein­ richtungen und Ladegeräte). =

4. 1.

Fensteuersender »start dp 2«

Die gesamte Elektronik des Senders »Start dp 2« ist auf einer Leic terplatte aufgebaut. Das Impulsteil besteht aus der bewährten Transistorschaltung mit astabilen Multivibrator (VTl, VT2) als Taktgenerator, den beiden Kippstufen (VT3, VT4), dem Dioden­ gatter (VD2 bis VDS) und dem Austastimpulsformer (monosta­ biler Multivibrator mit VTS, VT6). Hierfür wurden die Schal­ tungsdetails der Vorgängersender »Start dp 5« und »start dp 3« übenommen (s. a. Schaltungssammlung, 2. Lieferung, Blatt 10-2). Die Z-Diode VDl stabilisiert die Betriebsspannung ür das Impulsteil auf 5,1 V. Die über der Z-Diode abfallende Span­ nung nutzt man zur Anzeige der Betriebsbereitschaft und zur Ladekontrolle (gespreizte Anzeige). Der Transistor VT6 des Aus­ tastimpulsformers fungiert gleichzeitig als Modulator ür das HF-Teil, in dem er den Oszillator (VT7) im Takt der Austastim-

b

S C H A LT U N G S S A MM L U N G · Vierte Lieferung ·

Kapitel l 0

-

·

Modellfensteuerung

Einfache Modellfemsteueranlagen

1986

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pulse an die Betriebsspannung an- und abschaltet (austastet). Zur Vermindeung der Bandbreite werden die Flanken der Aus­ tastinpulse durch den Kondensator lnF (zwischen Basis und Kollektor von VT6) verschlifen. Ein interessantes Schaltungsde­ tail bietet der Schalter S2 in Verbindung mit dem durch n · überbrückten Widerstand (390 0). Ist der" Schalter geöfnet, ar­ beitet der Oszillator und damit der Sender mit halber Leistung. Die damit erzielbare Reichweite (500 bis 700 m) ist ir den Nor­ malbetrieb vöilig ausreichend. Wenn das Modell jedoch an die Reichweitengrenze gelangt oder sich (schwache) Störungen be­ merkbar machen, kann man den Widerstand mit S2 überbrücken (kurzschließen), und der.Sender gibt seine volle Leistung ab. Die Senderendstufe (VT8) mit Doppel-n-Filter und kompensierter Antenne (U) entspricht der Standardschaltung. Spannungs­ quelle ir den Sender ist eine lOzellige NiCd-Knopfzellen�Batte­ rie (12 V/0,5 h). Die Ladebuchse erlaubt Lehrer-Schüler-Be­ trieb. Daür sind zwei Sender mit gleichem Quarz (gleicher HF-Kanal) eforderlich. Beide Sender werden über ein Lehrer­ Schüler-Kabel (Bild 7) miteinander vetbunden. Beim Schüler­ Sender bleibt der EIN-AUS-Schalter immer in Stellung »AUS«! m besten man entfent ir die Dauer des Lehrer-Schüler-Be­ triebs die Batterie aus dem Schüler-Sender. Steuert der Lehrer das Modell (des Schülers) z. B. bei Stat, Landung oder in kriti­ scher Fluglage, so ist der Schalter am Lehrer-Sender in Stellung EIN. Übergibt der Lehrer die Steueung des Modells an den Schüler, schaltet er seinen Sender auf AUS. So erhält der Schü­ ler-Sender die Betriebsspannung über das Kabel (Bul B/2 e des Lehrer-Senders zu Bu3 B/2 e am Schüler-Sender). Damit wird auch deutlich, waum der Schüler-Sender immer ausgeschaltet bleiben soll. Der Lehrer kann mit seinem EIN-AUS-Schalter die Steueung des Modells jederzeit wieder übenehmen.

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10- 5

(Blatt 3)

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Blatt

4:2.

Femsteueremp"ger »Start dp 2«

Gegenüber seinen Vorgängen zeichnet sich der Empfänger »start dp 2« durch einen relativ hohen Integrationsgrad aus (Bild 8). Den eigentlichen AM-Empfänger (Mischer, ZF-Verstär­ ker, Regelung, Demodulator und NP-Verstärker) bildet der Schaltkreis N l . Durch die Vewendung dieses Schaltkreises wird ein kleiner Aubau mit hoher mechanischer Festigkeit und guten elektronischen Parameten erreicht. Die periphere Beschattung erfordert allerdings noch einigen Aufwand, so ir den getrennten Oszillator mit VTl , die ZF-Selektion mit keramischem (SPF 455-9) und Spulen-Filter (F3), den Demodulatorkreis (F5) und die umfangreiche NP-Gegenkopplung (an Anschluß 10). Der Strombedarf des Empfängers liegt mit /p 1 1 ,5 A m Be­ reich der Transistorempfänger. Dem Empfängerschaltkreis sind ein einfacher Trigger (VT2/VT3) und die Synchronisiersture T4) nachgeschaltet Die Dekodierung des Impulstelegramms übenimmt ein CMOS-IS (2fach-D-Flip-Flop K561 TM2 ). =

Bild 8

5.

Fensteuerempfänger »Start dp 2«; a - Muster des Empfängers, b - Stromlaufplan Fensteuerlge »Syncon 2« (DDR)

Der Entwicklung der Fensteueranlage >>Synchron 2« lagen si­ cher ähnliche Überlegungen zugunde, wie sie ir die Anlage »Start dp 2« gelten. Daß man jedoch bei vergleichbarer Aufgaben­ stellung zu ganz anderen elektronischen Lösungen kommen kann, zeigt dieses BeispieL

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Fensteuersender »Synchron 2«

Der Fensteuersender »Synchron 2« ist ir 2 Kanäle (Funktio­ nen) ausgelegt, kann jedoch auf 4 Kanäle erweitert werden (Bild 9). Für den Senderaubau werden das Gehäuse und die Steuermechaniken des Senders »Signal FM7« verwendet. Das Kugelgelenk ir die kürzere (1,10 m) und leichtere ntenne wird nicht so stark belastet. Dadurch läßt sich der Sender besser hand­ haben als der »Signal FM7«.

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Bild 9 Fensteuersender »Synchron 2«; a - Muster des Sen­ Stromlaufpl1n b ders (Außenansicht), (Dr 102 10 IH; C an Kollektor von T 105 : 22 n; C an Emitter von T 108: 10 n) =

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S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vi erte Lieferung · 19 8 6

Kapitel 1 0

- Modellfernsteuerung

Einfache Modellfemsteueranlagen

Als Spannungsquelle ür den Sender sind 2 NiCd-Knopfzellen­ Batterien 6 V /0,5 h vorgesehen. Es können jedoch auch Batte­ rien aus Kohle-Zink-Zellen (8 x Typ R 6 ) oder Blei-Akkumulato­ ren (6 x Typ 2 V/0,5 h) verwendet werden. Die Senderelektro­ nik beindet sich auf einer Leiterplatte. Mit dem Transistor VT1 0 1 und der Z-Diode VD 1 0 1 wird die Betriebsspannung auf 5 V ür das Impulsteil stabilisiert. Durch die Verwendung des 2fach-D-Flip-Flop als Schieberegister liegt jedoch der Strombe­ darf des Impulsteils recht hoch. Die Schaltung des Impulsteils weicht erheblich von den traditio­ nellen Transistorschaltungen ab. Die Transistoren VT102 und VT 103 sind als freilaufender astabiler Multivibrator zur Gewin­ nung der Taktzeit (Taktgenerator tT 20 ms) geschaltet. Der Taktimpuls startet den zweiten gesteuerten Multivibrator mit VT104 bis VT 106. Seine Einschaltzeit ist zu tMoo 0,2 ms festge­ legt, der damit den Austastimpuls ür den Modulator VT 107 bil­ det. Die Ausschaltzeit wird über das als Schieberegister geschal­ tete 2fach-D-Flip-Flop gesteuert, indem nacheinander die Kanalpotentiometer R l l 7 und R l l 6 an die Konstantstromquelle VT 104 angeschaltet werden. Die Schleiferstellung an den Kanal­ potentiometern bestimmt zusammen mit den Einstellungen von R 1 0 8 Ctmax) und R109 Ctmin) die Länge des Kanalimpulses ( 1 , 6 ± 0,4) ms. Durch Zuschaltung einer zweiten IS (D 1 74) t, und weiterer Kanalpotentiometer kann das Impulsteil auf 4 Ka­ näle (Funktionen) erweitert werden. Das HF-Teil ist nur zweistu­ ig mit moduliertem (ausgetastetem) Oszillator (VT108) und Endstufe (VT1 09) ausgelegt. An die Endstufe schließt sich das Doppel-r-Filter mit kompensierter Antenne an. Die S endelei­ stung beträgt PHF ' 300 mW. Für ls 100 A Stromaufnahme des Senders ist das ein etwas niedriger Wert. Er folgt letztlich aus dem hohen Strombedarf des Impulsteils. Die Betriebsbereit­ schat wird mit einer Leuchtdiode (VD l lO) kontrolliert. =

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(Blatt 4)

B latt

10 - 6

signalfestigkeit, Verstärkung, Selektion) . Die Selektion wird ganz wesentlich vom keramischen Filter (Fi 203) bestimmt, das über das Spulenilter (Fi 201) an den Schaltkreis N 20 1 (A 244 D) ange­ paßt ist. Das ZF-Signal wird von den Transistorstufen VT201 und VT202 weiter verstärkt, begrenzt (VD202) und demoduliert. Als Impulsverstärker (Trigger) arbeiten (VT203/VT204) . Das Im­ pulstelegramm dekodiert die als Schieberegister geschaltete I S (2-D-Flip-Flop D 1 74 D ) . Die Synchronisation besorgt VT205, in­ dem mit dem ersten Impuls (Entladen von C2 1 9) der vorher am Eingang D1 anliegende Pegel durch das Register geschoben wird. An den Empfänger sind alle Servos oder andere Aufschaltein­ richtungen (Fahrtregler, Segelwinde, Elektronikschalter) ür po­ sitiven Impuls anschließbar. Die Impulszeit läßt sich am Sender entsprechend einstellen. Als Spannungsquelle wird eine NiCd­ Batterie 4,8/0,5 Ah empfohlen. Der ebenfalls vom Hersteller an­ gegebenen Möglichkeit, den Empfänger mit 3 Blei-Akkumulato­ ren (3 x 2 V/0,5 Ah) oder 4 Kohle-Zink-Zellen (4 x 1 , 5 V, Typ R 6 Mignon, R 1 4 Baby oder R20 Mono ) zu betreiben, sollte man mit Vorsicht begegnen, da die maximal zulässige Spannung ür die IS D 1 74 D Usmax 5,25 V beträgt. =

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=

5.2.

Fensteuerempfänger »Syncron

2«

Der Fernsteuerempanger »Synchron 2« ist recht kompakt aufge­ baut (Abmessungen: 61 x 3 6 x 2 5 , Masse 50 g) und hat in der Musterausührung ein Aluminiumblechgehäuse (Bild 10). Die Anschlußbuchsen ür Batterie und Servo sind über Kabel heraus­ geführt. Das Herz der eigentlichen Empangerschaltung ist der AM-Empfängerschaltkreis A 24 4 D. Dieser Schaltkreis zeichnet sich durch gute elektrische Parameter aus (Regelverhalten, Groß-

Bild 10 Fernsteuerempfänger »Synchron 2«; a - Muster des Empfängers (Außen- und lnnenansicht), b - Stromlauf­ plan (Fi 2 0 1 3 902) =

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Bit RALU, registrierende ALU Register Befehlsregister Register mit dotiertem Spalt Arbeitsregister Hauptspeicher Arbeitsregister Statusregister, Zustandsregister Register der nächstfolgenden Adresse REM, Rasterelektronenmikroskop Synchronisation System der automatischen Projektieung VLSI, höchstintegrierte Schaltung (engl. vey large scale integration) Blockschaltbild W, Mittelwelle VLSI, VLSI-Schaltung, höchstintegrierte Schaltung (engl. vey large scale integrated circuit, very large scale integration) UHF, Ultrahochfrequenz Synchronimpuls LED, Lichtemitterdiode (engl. light emitting diode) MSI, mittelintegrierte Schaltung (engl. medium scale integration) BAS, Bildaustastsignal Superbauelemente auf der Basis von Speichersubsystemen SKR, Rat (Sowjet) der Kleinrechner

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Spannungsstabilisator Speichersystem Strobe ür Interrupt-Auswahl Satellitenbodenstation Y, Fenschreiber (engl. teletype) schnelle Sprungschalung Prinzipschaltbild Funktionsschaltbild UHF, Ultrahochfrequenz RMS, Rauschminderungssystem LED, Lichtemitterdiode (engl. light emitting diode)

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FS, V, Fensehen (engl. television) Telemetrie Erkennungs-Flip-Flop TK, Temperaturkoeizient DMS, Dehnmeßstreifen Rücksetz�Flip-Flop IL, Transistor-Transistor-Logik SIL, Schottky-IL SIL, Schottky-IL Fensteueung Steckeinheit

S C H A LT UN G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·

198 6

B latt

Kapitel l O - Modellfensteuerung Ausbauf"ähige Modellfemsteueranlge

1.

10 - 7

(Blatt 1)

Vorbemerkungen

1

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Das in der Senderschaltung »Synchron 2« angewendete Schal­ tungskonzept bezeichnet man als Analogmultiplexer. Dabei wer­ den die mit den Steuemechaniken (Kanalpotentiometer) einge­ stellten Spannungswerte durch einen Zähle{ (Schieberegister) nacheinander an einen Impulsgenerator geschaltet. Der einge­ stellte Gleichspannungswert bestimmt die Impulszeit Dieses Schaltungskonzept emöglichte zusammen mit der Anwendung von Operationsverstärken eine qualitative Weiterentwicklung der Modellfemsteueranlagen. So wurde es möglich, die Steuer­ charakteristiken bzw. Steuerkennlinien in unterschiedlicher Weise den Erfordenissen des Modellbetriebes anzupassen und zwei oder mehrere Steueungsvorgänge zu überlagen (zu mi­ schen).

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Verändeung der Steuercharakteristik

Die Steuercharakteristik, d. h. das Verhalten der Ausgangswerte einer Steueung in Abhängigkeit von den Eingangswerten, ist am einfachsten anband der Steuerkennlinie zu übersehen (Bild 1). Die im Normalfall von Modellfemsteueranlagen geforderte Steuercharakteristik wird durch die lineare Kennlinie A be­ schrieben. Bei 100 % Knüppelausschlag (meist 30") soll das Sevo seinen vollen Stellweg zuücklegen, also ebenfalls 100 % (meist 45°, seltener 90"). Für alle Zwischenwerte von 0 bis 100 % wird möglichst genaue Proportionalität zwischen Eingangswert (Steuerknüppelaussclag) und Ausgangswert . (Sevoweg) gefor­ dert. Die Einhaltung dieser Fordeung spiegelt sich in der Linea­ rität der Kennlinie wider. Neben Linearitätsfehlem, bedingt durch nichtlineare Kennlinien der Steuer- und Sevopotentiome­ ter, haben auch z. T. notwendige Taleranzen bei der Signalüber­ tragung upd -auswertung Einluß auf die Steuergenauigkeit Mo­ deme Fensteueranlagen ereichen eine Steuergenauigkeit, d. h. Aulösung des Stellweges, in der Größenordnung von 0,5 % bis 1 %. In der Praxis äußert sich diese Aulösung als Totbereich und Wiederkehrgenauigkeit eines Sevos. Die Aulösung ist z. T. elek­ tronisch (Regelvorgänge mit Totbereich) und z. T. mechanisch (Spiel im Sevogetriebe) bedingt. Für bestimmte Betriebsfälle, z. B. beim Einliegen eines Modells, ist es wünschenswert, den Stellweg des Sevos so zu änden, daß ein optimales Steueungsverhalten (richtige Ruderreaktion) des Modells erzielt wird. In der traditionellen Weise geschieht das, indem man das Steuergestänge am Steuerhebel des Sevos oder am Lenkhebel (Ruderhom) nach der Landung entweder weiter innen oder weiter außen einhängt. Diese etwas umständliche Prozedur kann man gewissemaßen »elektronisch« direkt am Sender wesentlich einfacher und damit praktisch »im Fluge« ausUhren. Zu diesem Zweck wird zwischen Steuemechanik (Steuepotentiometer) und Senderimpulsteil ein Baustein zur Sevo- (Stell-)wegeinstellung geschaltet. Mit Hilfe eines Poten­ tiometers kann der Stellweg des Sevos im Bereich von 60 % bis 100 % stufenlos für den vollen Steuerknüppelausschlag (100 %) eingestellt werden (Kennlinie B). In einem anderen Betriebsfall ist es wünschenswert, z. B. beim Start eines Flugmodells große Ruderausscläge und im Flug für feiges Steuen geringere Ruderausschläge zur Vefugung zu haben. Das läßt sich auch mit der o. g. Sevowegeinstellung realisieren, indem man zwi­ schen vollem und reduziertem Stellweg umschaltet, d. h. die Ser­ vowegreduzieung abschaltbar macht. Diese Stellwegumschal­ tung wird in der Literatur auch als Dual-Rate bezeichnet. Bei Vewendung von mechanisch getrimmten Steuerknüppeln reali­ siet man die Stellwegumschaltung durch Zuschalten eines Wi­ derstandsnetzwerkes zum Steuepotentiometer. Bei elektronisch getrimmten Steuerknüppeln löst man die Stellwegumschaltung durch Zwischenschalten von Operationsvestärken. Die Stell­ wegumscqaltung wird in der Regel Ur die Betätigung von Hö­ hen- und Seitenuder oder Höhen- und Queuder angewen­ det.

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Lineare Steuerkennlinien: Sevoweg = f (Steuerknüppelausschlag) A - nomale Abhängigkeit bzw. Kennlinie B - Kennlinie ir Wegreduzieung (Sevowegumschal­ tung Dual-Rate) . C - Kennlinie ir Sevowegbegrenzung (Ausschlagbe­ grenzung)

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Exponentielle Steuerkennlinie: Sevoweg = f (Steuerknüppelausschlag) A - lineare Kennlinie B - stark progressive Kennlinie C - schwach progressive Kennlinie D - degressive Kennlinie

Ähnlich wie die Wegreduzieung (bzw. -Umschaltung) wirkt die Sevoweg-(Ausschlag-)begrenzung. Bei der Ausschlagbegrenzung (Kennlinie) vergrößert sich trotz zunehmendem Steuerknüppel­ ausschlag von einem bestimmten einstellbaren Wert an der Stell­ weg des Sevos nicht mehr, er ist auf diesen Wet begrenzt. Der Ausschlagbegrenzer kann so angewendet werden, daß er auf zwei getrennte Sevos wirkt. D� setzt die Begrenzung r beide Stellrichtungen beim gleichen Wert ein (Sevoweg C = Sevoweg C). Im anderen Fall wirkt er nur auf ein Sevo, dann kann die Begrenzung nach beiden Seitel unterschiedlich engestellt wer­ den (Sevoweg C * Sevoweg C). Eine nwendung ir die letzt­ genante Fom der Ausschlagbegrenzung ist z. B. die Betätigung der Wölbklappen m Segelumodell, wen deren Aussclag

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Steuerkennlinie ür Diferentialsteueung (A * B)

nach oben größer sein soll als nach unten, um gleiche Wirksam­ keit zu erreichen. Im Flugbetrieb wirkt sich jeder zusätzliche Handgrif bzw. Schal­ ter als mögliche Fehlerquelle aus. Wird z. B. ür ein Kunstlug­ modell gefordert, daß es zur Krskorrekur nur kleine feinühlige Ruderausschläge ausührt (Sevowegverringerung), so muß · ür volle Ruderausschläge in den Figuren auf vollen Sevoweg umge­ schaltet werden. Es liegt also nahe, eine Steueung bzw. Steuer­ kennlinie zu entwerfen, die beide Fordeungen ohne Umschal­ ten erfüllt. Eine solche Kennlinie müßte exponentiellen Verlauf haben (Bild 2). Der Vorteil dieser progressiven Kennlinie wird sofort ersichtlich. Der reduzierte Ruderausschlag ür Steuer­ knüppelbewegungen um die Mittellage ist genau so gegeben wie der Rudevollausschlag bei vollem Knüppelausschlag. Dabei liegt gewissermaßen der kontinuierliche Übergang von »redu­ ziert« zu >)100 %« proportional vor, wobei das Maß der Reduzie­ rung stufenlos zwischen der Kennlinienkümmung 0 ( = linear) und stark progressiv entsprechend dem Steueverhalten des Mo­ dells gewählt werden kann. Für bestimmte Anwendungen, z. B. zusammen mit Mischen bei der Gasvowahl und Gasmitnahme am Modellhubschrauber mit kollektiver Blattverstellung, wird eine degressive Kennlinie (D) benötigt. Auch diese Kennlinie läßt sich elektronisch realisieren. Ein Sonderfall der Kennlinienbeeinlussung wird als »Leerlauf­ trimmung« bezeichnet. Beim Steuerknüppel mit nomaler Trim­ mung wirkt sie so, daß der Stellpunkt auf der Steuerkennlinie um den Trimmbereich, meist ± 10 % bis ±20 %, verschoben wer­ den kann. Dabei ist es gleichgültig, in welchem Bereich der Kennlinie der Stellpunkt liegt, ob an einem Ende, in der Mitte oder zu einer Seite Bild 3). Der Steuerknüppel mit elektroni­ scher Trimung emöglicht es nun, den Trimmbereich auf •

einem Kennlinienteil festzuhalten, gewissermaßen anzuklem­ men. Eine praktisch sinnvolle Anwendung ür diese Möglichkeit bietet sich, wie es schon die Bezeichnung andeutet, bei der Leerlauftrimung. Der Trimmbereich wird an einem Steuer­ kennlinienende (unteres Ende) festgeklemmt, so daß in diesem Bereich eine besonders einfache Justierung des Vergasers bei laufendem Motor vor dem Start oder im Flug möglich ist. Die Vollgasstellung des Vergasers, d. h. das andere Kennlinienende, kann dann mit der Trimmung nicht mehr beeinlußt werden. Eine besondere Steuerungsaufgabe ergibt sich aus dem aerody­ namischen Verhalten der Queruder am Flugmodell. Um die gleiche aerodynamische Wirksamkeit zu ereichen, müßte die Querruderklappe nach oben um einen größeren Winkel ausschla­ gen als nach unten. Diese Fordeung läßt sich durch Sondefor­ men der mechanischen Ruderanlenkung erüllen, aber ähnlich wie die mechanische Wegeinstellung nur am Boden und durch Probieren. Könnte die Stellwegdiferenzieung, d. h. unterschied­ licher Stellweg nach beiden Seiten, elektronisch am Sender und damit während des Betriebes (Flugs) vogenomen werden, er­ gäbe das die einfachste Möglichkeit, die optimale Einstellung zu fmden. Stellwegdiferenzieung bedeutet, als . Kennlinie darge­ stellt, daß das Sevo mit Kennlinie A ür eine Queuderklappe (bei Steuerknüppelausschlag nach rechts) nach oben den vollen Stellweg ausührt. Der Stellweg nach unten ist je nach dem Grad der Diferenzieung entsprechend reduziert (Kennlinienteil A; Bild 4). Da sich beide Queuderklappen gegenläuig bewegn, muß also für die andere Klappe die Diferenzieung genau entge­ gengesetzt wirken. Das bedeutet fener, daß zur Betätigung der anderen Querruderklappe ein zweites Sevo mit der Kennlinie B erforderlich ist. m Sender werden demzufolge mit einem Steuernüppel (Queruder) zwei Kanäle (Funktionen) belegt und demzufolge die beiden Querudersevos an die beiden entspre­ chenden Empfängerausgänge angeschlossen. Die Stellwegdife­ renzieung kann am Sender stufenlos zwischen »nomal, ym.T)aPHOieTOBii > >IIl, P30BI aBTOno;CTpOxa lal >BC, opMHpo&aTe. B;eOCHIOB >HM, Pa30BU IYbCHU MOYI >M, P30BU MOYI >X, Pa30BO-IaCTOTHU xapTepHCTKa >3, PHOHii3ieMeT >3A, PoToieTpIecKHi HO;

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Verstärker Ausgangssteueung E-A-Bauguppe, Ein- und Ausgabe-Baugruppe HF, Ultrahochfrequenz US-, Ultraschall.W, Ultrakurzwelle Multiplizierer NF-Verstrker Univesalprozessor Steuespeicher ZF-Vestärker SP, Stapelzeiger (engl. stack pointer) Steuewerk V, ultraviolett PLL, hasenumkehrschleife (engl. phase-locked loop) Videosignalfomer PPM, Pulsphasenmodulation PM, Phasenmodulation Phasen-Frequenzgang Funktionselement Fotodiode

DAU, DAC, Digital-Analog-Umsetzer '(engl. digital-to-analogue conveter) DVM, Digitalvoltmeter Digitalrechner zylindrische Mgnetdomäne Lichtogel ZE, Zentraleinheit ZVE, CPU, zentrale Verarbeitungseinheit (eng!. central processing unit)

Frequenz-Kontrastkennlinie M, Freuquenzmodulation invetierender Bustreiber nichtinvetierender Bustreiber

E, Emitter EDVA, elektronische Datenverarbeitungsanlage, Elektronenrechner elektronisches Rechengerät EMK, elektomotorische rt CRT, Elektronensröhre (eng!. cahode ray tube) Taschenrechner Speicherelement PLA, promierbare - logische Anordnung (eng!. programmable logic rray) EAROM, elektrisch umprogrammierbarer ROM (engl. electrically alterable ROM) Plattenspieler BE, elektronisches Bauelement ECL, emittegekoppelte Logik (engl. emitter coupled Iogic)

S C H A LT U N G S S A MM L U N G · Vierte Lieferung · Kapitel 1 0 - Modellfensteuerung

Aufschalteinrichtungen und Ladegeräte

2.

Vorbemerkungen

1.

Aufschalteinrichtungen schalten das jeweilige Steuerkommando auf die Steuereinrichtung, wie Sevos (Rudermaschinen), Segel­ winden, Fahrtregler (Drehzahlsteller), Schalter u. a. Sie sind im Gunde genommen Module, durch die die Fensteueranlage sehr lexibel den jeweiligen Bedingungen angepaßt werden kann. So steuert man ein Kunstlugmodell, ein Automodell oder ein Se­ geljachtmodell mit dem gleichen Sender. Aufschaltgeräte passen dann die Anlage an die besonderen Bedingungen im Modell an. Die zahlenmäßig am meisten und auch fast universell vewend­ bare Aufschalteinrichtung ist die Rudermaschine, kurz als �evo (Abk. von sevomotorischer Stellantrieb, Hilfsantrieb) bezeich­ net. Das Sevo arbeitet als Nachlaufregler. Seine elektrisch-me­ chanischen Eigenschaten (Stellkrat, Stellzeit, Stellgenauigkeit) konnten durch die Entwicklung spezieller Sevoschaltkreise ge­ genüber Transistorschaltungen erheblich verbessert werden. Mit diesem Servoschaltkreis kann man dann auch die Elektronik der Segelwinde, des Fahrtreglers oder des Elektronikschalters bestük­ ken. Die im folgenden vorgestellten Schaltbeispiele sind vowie­ . gend Entwicklungen von DDR-Firmen und z. T. Entwicklungen des Verfassers. Sie wurden so ausgewählt, daß sie len Leser An­ regungen ür eigene Entwicklungen und Experimente geben.

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B 55' o ·

0, 25 W

Blatt

10 -11

(Blatt 1)

Sevo der Festeueranlage »Signl M 7« EB o Sonneberg)

Das Sevo der Fensteueranlage »Signal FM 7« ist z. Z. der Ma­ nuskriptabfassung das einzige in der DDR hergestellte Sevo mit eingebauter Elektronik (Bild 1). Der eingebaute Schaltkreis B 654 D entspricht bis auf den Impedanzwandler (Anschluß 1/2) in der Anschlußlage dem SN28654. Dieser enthält einen Impuls· inverter ür negativen Kanalimpuls (Anschluß 112). Der Ausgang des Schaltkreises besteht aus einer Brücke, so dß extene Tran­ sistoren und der bei Transistorschaltungen übliche Batteriemit­ telabgrif entfallen. Die Anschlüsse der IS B 654D sind wie folgt belegt: 1 - Eingang des Impedanzwandlers 2 - Ausgang des Impedanzwandlers 3 - Eingang des Kanalimpulses 4 - Betriebsspannung + Us 5 - Ausgang des monostabilen Multivibrators (Referenzge­ nerator) 6 - Eingang des monostabilen Multivibrators 7 - Anschluß ür extene Totzeiterzeugung 8/14 - Anschluß zur Einstellung der Impulsdehnung entspre­ chend der Pausenzeit zwischen den Kanalimpulsen (Regelverstärkung) 9/13 - nicht belegt 10/12 - Ausgang der Brückenschaltung 1 1 - Masse. Die Dimensionieung der Bauelemente in der Sevoschaltung (Bild 1) entspricht den Impulszeiten ür die Anlage »Si­ gnal FM 7« mit t kan (1,6 ± 0,4) ms und tsyn 15 ms. Durch ent­ sprechend andere Dimensionierung kann der Sevoschaltkreis auch an andere Impulszeiten (positive Impulse) angepaßt wer­ den. Das betrit vor allem die Beschattung des Referenzgenera­ tors an Anschluß 6 mit R21 R 31 R 41C2 und dem Sevopotentio­ meter und die Beschattung mit R 61R 91C4 und R 8/R 1/C3. Der Totbereich des Sevos (C7) muß zusammen mit der Dämpfung (R 10) so auf das mechanische Laufverhalten und die Stellge­ schwindigkeit abgestimmt sein, daß keine Regelschwingungen entstehen. Ein geringes Überschwingen bei Stellvorgängen ist =

Bild 1

1986

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+ U8 - mox. 9 v

-1

3

R 6 16 no

L Bild 2

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3-A-Fahrtregler mit Brückenendstufe (Fensteueran­ lage: »Synchron 2«)

zur Erzielung hoher Stellgeschwindigkeit bei voller Stellkrat statthat. Um Rückwirkungen vom Sevomotor (Stöungen) auf den Empfängestromkreis zu vemeiden, ist der Sevomotor mit einem Störilter kompakt entstört. In der Regel genügen die bei­ den Kondensatoren C9/C10 zur Entstöung. Der Sevoschalt­ kreis B 654D hat�eine Stromaufnahme von Is = 12 �- Der Aus­ gang ist mit dem Spitzenstrom IFRM10112 = 500 A und dem Dauergrenzstrom IF 1 o112 = 400 A belastbar. Damit können außer Sevomotoren auch Relais- oder Transistorstufen direkt angesteuert werden.

Fahrtreglers zeigt jedoch, daß sich ein vegrößeter Totbereich mit C607 = 22 nF oder 33 F positiv auf das Steueungsverhalten auswirkt. Der Motor läut dann nicht bei_ geringen Impulsände­ ungen um die Neutrallage tw = 1,7 ms sofort an. Der Fahrtreg­ ler kann in der Brücke auch mit Komplementärtransistoren ür höheren Kollektorstrom (10 A bis 20 A) bestückt werden. Dann sind auch VT601 und VT606 zu änden (SD 335). In der angege­ benen Dimensionieung ist die Endstufe iit IM = 0,8 A (Dauer) und mit IM = 3 A (Kurzzeit) belastbar. Nachteilig bei dieser Schaltung ist der große Spannungsabfall von 2 x 1,5 V über den Leisun�stransistoren. Bei der Auslegung der Fahrbatterie ist dieser Spannungsverlust zu berücksichtigen. 4.

3.

3-A-Fegler der Fensteueranlage .Syncon 2« EB Isiut ür Spiezeg Sonnebeg)

Fahrtregler ist die eingebürgete Bezeichnung ür die Aufschalt­ einrichtung im Modell, mit der die Drehzahl des Antriebsmo­ tors, z. B. bei Auto- oder Schifsmodellen, gestellt und folglich deen Geschwindigkeit (Fahrt) fengesteuert wird. Beim vollelek­ tronischen Fahrtregler stellt man die Motorspannung zwischen + U8 und 0 stufenlos in beiden Richtungen (Umpolung) in Ab­ hängigkeit vom Kanalimpuls, z. B. tt11= (1,7 ± 0,5) ms. Das be­ deutet, ür eine Drehrichtung muß bei t t11= 1,7 ms Motorspan­ nung UM = 0 und folglich die Drehzahl n = 0 sein. Sie muß sich dann stufenlos stellen lassen bis ftn = 2,2 ms, entsprechend für die Maximaldrehzahl. Für ft11= 1,7 ms - 0,5 ms läut der Motor in der anderen Drerichtung, indem die Motorspannung umge­ polt wird. Elektronisch besteht die Aufgabenstellung darin, den alle 20 bis 25 ms wiederholten Kanalimpuls so zu dehnen, daß bei tkl.= 1,7 ms UM = 0 und bei ftn = 1,2 ms bzw. bei tkl.= 2,2 ms die volle Motorspannung UM = ± UMx anliegt. Da diese Aufgabenstellung z. T. mit der ür ein Sevo vegleichbar ist, sind partiell ähnliche Schaltungslösungen möglich. Bei dem Fahrtregler der Fensteueranlage »Synchron 2« (Bild 2) wird zur Impulsauswertung die Sevo-IS B 654D vewendet. Der Bereich n = 0 (Mittel- oder Neutrallage) ist mit R 604 am Referenzgene­ rator einstellbar. Von hier aus soll die Motorspannung bzw. -drehzahl bis zum Maximum steigen, daher bleibt R 604 fest ein­ gestellt. Beim Sevo würde dieser Widerstand über das Sevoge­ triebe dem Stellwert nachgeührt. Das Steigen der Motorspan­ nung von 0 bis zum Maximum wird mit der Impulsdehnung an R 606 und R 608 ür jeweils eine Drehrichtung eingestellt. Der Motor selbst liegt in der Diagonalen einer Brückenschaltung von 4 Transistoren (VT602 bis VT605). Diese Brückenschaltung be­ sogt dann auch die Umpolung der Motorspannung ür die Dreh­ richtungsumkehr. Der Dämpfungswiderstand 'R 610 kann beim Fahrtregler entfallen. Die Praxis des Betriebes eines solchen

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5-A-Faregler (Fa. D. Leßnau)

Die eingangs erläuterte Aufgabenstellung ür den vollelektroni­ schen Fahrtregler wird bei dem 5-A-Fahrtregler (Bild 3) anders gelöst. Der Transistor VT1 , als Impedanzwandler geschaltet, ent­ koppelt den Fahrtreglereingang vom mpfängerausgang. Den Referenzgenerator-biiden VT2/VT3 in Fom eines monostabilen Multivibrators. Kanalimpuls und Referenzimpuls werden ür den Impulsvergleich in jeweils negierter Fom benötigt. Das besorgen die Gatter D1/3 und D1/l. Der Impulsvergleich wird mit den Gatten Dl/2 und D1/4 vorgenommen. Der dabei entstehende Restimpuls (bei ftn : 1,7 ms) entlädt je nach seiner Länge über D2/1 und VT1 1/R 1 8 den lmpulsdehnerkondensator C8. In den Impulspausen wird C8 übe: die Konstantstromquelle VT10 wie­ der aufgeladen. Die so entstehende pulsierende Spannung ist im Tastverhältnis der Restimpulslänge tRet = ± 0,5 ms direkt propor­ tional. Sie wird über VT9, VT8 , VT6, VT5 und VT4 so weit ver­ stärkt, daß sie als gesteuerte Motorspannung zur Verügung steht. Die Drehrichtung läßt sich durch Umpolen der Motorspan­ nung mit dem Relais RS1 umkehren. Die Restimpulse steuen den bistabilen Multivibrator (Gatter D2/2 und D2/3), der seinen Schaltzustand nur ändert, wenn der Restimpuls von einem Ein­ gang zum anderen wechselt, also ftn > 1,7 ms + ttl.< 1,7 ms oder ugekehrt. Das Umpolrelais zieht also nur für einen dei­ nierten Zustand an (tw i 1,7 ms), je nachdem, ob VT7 an den Ausgang von D2/2 oder D2/3 angeschlossen ist. Da der Relais­ strom die Fahrbatterie zusätzlich belastet, legt man die Dreh­ richtung, ür die »Relais angezogen« gilt, auf die weniger ge­ bräuchliche Fahrtrichtu; (Rücwärtsfahrt). Bei einer Batterie­ spannung von U8 = 9 V ist der Relaiswicklung der Widerstand R23 vorgeschaltet Durch die Vewendung eines Gemanium­ Transistors in der Endstufe (T4) bleibt der Spannungsverlust über dem Transistor mit Uc8 = 0,3 . . . 0,5 V klein gegenüber dem bei Silizium-Transistoren ( Uc8 = 1,5 ). Die Mittel- bzw. Null­ lage (Drehzahl n = 0) wird mit R 8 eingestellt und die Impuls­ dehnung ür ft11= max + n = max mit R 2 1 .

S C H A LT U N G S S A M M L U N G

·

Kapitel lO - Modellfensteuerung

Vierte Lieferung · 1986

Aufschalteinrichtungen und Ladegeräte (Blatt 2)

Bild 3

5.

B latt

10 -1 2

5-A-Fahrtregler mit Umpolschalter (Hersteller: Fa. D. Leßnau)

20-A-Ftregler Fa. D. eßnau)

Der 20-A-Fahrtregler wurde gegenüber dem 5-A-Fahrtregler mit eweiterter Aufgabenstellung entworfen. Die am Si-Leistungs­ transistor abfallende Spannung von UcE " 1,5 V ührt bei dem Motorstrom IMot 20 A zum ein.en doch zu einer erheblichen Leistungseinbuße und zum anderen zur starken Ewärmung des Fahrtreglers. Die Verlustleistung von Pv 30 W muß ja in der Fahrbatterie mitgeührt werden und heizt das Modell sowie die Elektronik unnötig auf. Den Spannungsabfall UcE kann man in der Fahrstufe »volle Drehzahl« dadurch dem Antrieb nutzbar machen, daß der Leistungstransistor durch einen Schalter (Kon­ taktsatz eines Relais), als Speedschalter bezeichnet, überbückt wird. Da ir den Einsatz in bestimmten Modellen, z . B . Automo­ delle - Elektrospeed, Schifsmodelle - Rennbootklasse F 3-E oder FSR-E, kein »Rückwärtsgang« benötigt wird, kann in die­ sem Fall auf das Umpolrelais zur Drehrichtungs- und damit Fahrtrichtungsumkehr verzichtet werden. Für diese Anwendun­ gen ist der Speedschalter wichtiger. Der 20-A-Fahrtregler wurde daher mit der Zielstellung entwofen, m.it einer Leiterplatte meh­ rere Ausbauvarianten zu ermöglichen, z. B. - Fahrtregler mit Umpolschalter (Standardvariante); - Fahrtregler mit Umpol- und Speedschalter; - Fahrtregler ohne Umpol- und mit Speedschalter; - nur als Speedschalter (Elektronikschalter). Diese Aufgabenstellung wurde wegen der Baugruppenforderung elektronisch etwas anders gelöst als bei dem 5-A-Fahrtregler (Bild 4). Zur Stufenentkopplung zum Empfänger wirkt wieder VTl . Den Referenzgenerator 01 bildet der integrierte monosta­ bile Multivibrator D 121 D. An m wird mit R 3 die Referenzim­ pulslänge und damit die Nullage (Drehzahl n = 0) eingestellt. Den Impulsvergleich und damit die Bildung des Restimpulses übenehmen die NANO-Gatter 02/1, 02/3 und 02/2. Die lm­ pulsdehnung ergibt sich über VT2 (entladen) mit dem lmpuls­ dehnerkondensator es und der Konstantstromquelle VT3 . Mit =

=

R 7 wird die Impulsdehnung so eingestellt, daß bei vollem Steuerknüppelausschlag (ohne Trimmung) der Motor die maxi­ male Drehzahl erreicht. Aus den sägezahnähnlichen gedehnten Restimpulsen fomt der Schwellspannungsschalter Nl exakte Rechtecke, die über VT4, VTS und VT6 den Motor steuen bzw. antreiben. Da das Umpolrelais nur in einer Drehrichtung anspre­ chen soll, wird der Restimpuls vor 02/2 an Anschluß 5 abgegrif­ fen. Für Anziehen des Relais in der anderen Drehrichtung müßte der Impuls an Anschluß 4 abgegrifen werden. Die lm­ pulsdehnung des Restimpulses ür den Umpolschalter mit N21VT7 Rel l wird mit R l4/e7 so eingestellt, daß nur ein klei­ ner Totbereich entsteht. Das Umpolen muß zeitlich vor dem An­ laufen des Motors in der neuen Drehrichtung liegen. Der Speed­ schalter mit dem Schwellspannungsschalter A 302 D, mit VT8 und mit Rel 2 soll dagegen erst ansprechen, wenn die Endstufe voll durchgesteuert ist. Die Impulsdehnung mit VD6, es, R 17 ist daher anders bemessen als beim Speedschalter. Abschließend seien zu den vorgestellten Fahrtreglen ir Nach­ bauinteressenten oder Nutzer noch folgende ür Fahrtregler »le­ benswichtige« Hinweise gegeben: - Da in der Regel der Endstufentransistor zur Kühlung direkt mit dem Metallgehäuse oder dem Kühlkörper verschraubt ist, muß der Fahrtregler unbedingt elektrisch isoliert im Modell eingebaut werden! - Die Polung der Fahr- und Empfängerbatterie daf auf keinen Fall getauscht werden! Kurzschluß im Fahrstromkreis vemeiden, Schmelzsicheung einbauen! - Soll die Drehrichtung des Motors geändert werden, so nur die Anschlüsse des Motors am Fahrtregler tauschen! -·

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o . + Fohrbott.,i• mox . J' V --

VT 5

vr 1

SD J J S

SC J07c

Bild 4 20-A-Fahrtregler Fa. D. Leßnau)

6.

mit

Speedschalter

vD 8 SY JJ0/1

(Hersteller:

Vollelekronische Segelwinde (Fa. D. Leßnau)

Die Aufgabenstellung ür eine 'segelwinde ist mit der ür ein Sevo vergleichbar. Die Segelwinde soll einen mechanischen Weg exakt proportional zur Stellung des Steuerknüppels am Sen­ der stellen und dabei eine entsprechende Stellkrat aubringen. Bei einem mittleren Stellweg (Wickelweg der Seiltrommel) von s = 300 mm wird die Stellkrat Fr = 30 . . . 50 N nötig, wobei ür den Stellvorgang bei mittlerer Belastung die Stellzeit ls 4 . 5 s betragen soll. Das sind Erfahrungswerte, die sich aus dem Segeln mit Modellsegeljachten der Klassen F5-FS (Schüler) und F5-M, D und 10 (Junioren/Senioren) ergeben. Betrachtet man den Stromlaufplan der Segelwinde (Bild 5), erkennt man wesentliche Schaltungsdetails des 5-A-Fahrtreglers wieder. Referenzgenera­ tor, Impulsvergleich, Impulsformung und Umpolschaltung wur=

.

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vom Ge triebe

VD I GA 1 0 1

b)

Bild 5 Vollelektronische Segelwinde (Hersteller: Fa. D. Leß­ nau); a - Muster, b - Stromlaufplan

C6

+

6V

S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 198 6

Kapitel l 0

-

Blatt

10 -1 3

Modellfensteueung

Aufschalteinrichtungen und Ladegeräte (Blatt 3)

den fast unverändert übenommen. Vereinfacht worden sind die Impulsdehnung und (wegen der geringeren Leisung) die End­ stufe. Auf Gund der Aufgabenstellung (proportionaler Stellweg) ist die Segelwinde als Nachlauverstärker ausgebildet, d. h., der Referenzimpuls wird wie beim Sevo dem Kanalimpuls nachge· führt. Zu diesem Zweck stellt bzw. t der Motor der Segel­ winde das Potentiometer des Referenzgenerators P1 (Spindelpo­ tentiometer) über das Getriebe nach. Mit dem Potentiometer P2 kann der Stelweg der Segelwinde in Grenzen (22 cm bis 43 cm) den Bedingungen des Modells angepaßt werden. Sind andere Stellwege erwünscht, sollte daür der Durchmesser der Wickel· trommel geändet werden. Die Ansprechempfmdlichkeit (Im· pulsdehnung) wird mit· dem Potentiometer P3 eingestellt. Die Segelwinde ist kurzzeitig bis IM = 2 A belastb{. Man kann na­ türlich die Elekronik (P1 auf festen Wert einstellen) auch als Fahrtregler ir kleine Motoren (IM = 2 . . . 3 A) vewenden. Der Endstufentransistor VT4 sollte dann jedoch eine ausreichende Kühlläche ehalten. Für den Betrieb als Fahrtregler gelten die unter Punkt 4 gegebenen Hinweise. ·

Steichngs-nveter EB Isutr Spizug, Sonebeg)

7.

Die Elbaubedingungen ir Sevos im Modell können so sein, daß ein Änden der Stellrichtung mit mechanischen Mitteln nur umständlich möglich ist. Das Umpolen des Sevos erfordert ne­ ben der Fachkenntnis immer einen Eingrif in die Elektronik, durch den zumindest bei neuen Sevos der Garantieanspruch verloren geht. Da ältere Sender zudem nicht r die Stellrich­ tungsumkehr. (Sevo-Reverse) vorbereitet sind, ist ein Zusatzbau­ stein, den n zwischen E.pängerausgang wid Aufschaltein­ richtung (Sevo) schaltet und der die Stelrichtung umkehrt (invertiet), sehr praktikabel. Bei den meisten Modellfensteuer­ anlagen ist die Zuordnung von Impulsänderung und Drehrich­ tung so gewählt, daß z. B. das Sevo bei kürzer werdendem Ka­ nalimpuls nach rechts und bei länger werdendem Kanalimpuls nach links dreht. Der Stellrichungsinverter soll daher folgende Bedingungen ellen: 1. Die Mittel- oder Neutrallage darf nicht beeinlußt werden. 2. Wird der Kanalimpuls m Eingang länger, muß der Impuls am Ausgang um den gleichen Betrag kürzer werden. 3. Die Bedingung 2 gilt analog für kürzer werdenden Kanalimpuls am Eingang. Diese Aufgabenstellung löst man, indem man den Kanalimpuls ltn von einem fest eingestellten Referenzimpuls t Rer subtrahiert. Der stellrichtungsinvertierte Impuls t �n ist dann die Dfferenz beider lmpulslängen:

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nn

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Bild 6

Stellrichungs-Inverter

·

Referenzimpuls t Ror subtrahiet, so daß m Ausgang, wie ge­ wünscht, die Diferenz beider Impulslängen als t� autritt. Solch einen Stellrichtungs-Inverter nn man mit entsprechen­ den Steckverbindungen wie ein Verlngeungskabel zwischen Empfänger und Sevo schalten, ohne dß ein Schalungseff eforderlich wäre. Außerdem ist damit die Umstelung auf den »Nomalfall« ebenso poblemlos.

Autoplot EB Istitut r Spezg Soneberg)

8.

Die Bezeichnung »Autopilot(( kennzeichnet bereits den Anwen­ dungszweck des nachfolgend vorgestellten Bausteins. Wenn in­ folge Anlagenversagens (Sender- oder Empfängerausfall) die Steueung des Flugmodells nicht mehr möglich ist, erzeugt der Autopilot einen mittleren bzw. vorher eingestellten Ersatz-Ka­ nalimpuls, der das angeschlossene Sevo und damit auch Ruder in die vorprogrammierte Lage (meist Neutrallage) Uhrt. Ein ei­ genstabil liegendes Modell (Segellugmodell) wird dann meist (mit vorprogrammiertem schwachem Tiefenuderausschlag) ohne große Beschädigung landen. Dazu gehören natürlich auch entsprechende Randbedingungen, z. B., daß sich das Modell vor dem Anlagenausfall in einer stabilen Fluglage befand und daß die Wettebedingungen (Wind, Themik) einer Eigenlandung nicht �ntgegenstehen. Der Autopilot (Bild 7), bestehend aus dem CMOS-Schaltkreis U401 1 D. enthält einen Referenzgenerator (Gatter 3 und 4 ; Anschlüsse 8 bis 13), dessen Impulslänge (tw) sich mit R2 einstellen läßt. Zu diesem Zweck ist der Referenzge­ nerator sehr stark asymmetrisch ausgelegt, dl dem Impuls twA = 1,7 ms die lange Pause von t p = 20 . . . 25 ms folgt. Der

� � = IRef - ltan· ..

Eine Beispielrechnung bestätigt diese Überlegung: Impulslänge ür Mittellage ltn = 1,7 ms gestellte Impulslänge ltn = (1,7 + 0,4) ms = 2,1 ms gesuchte Impulslänge t �n = (1,7 - 0,4) ms = 1,3 ms Für diese Impulslänge erhält man nach ��n = IRof - ltan die Referenzimpulslänge

RS r K

IRor = t� + ltan = 2,1 ms + 1,3 ms , 3,4 ms. Setzt man andere Zahlenwerte ir das Beispiel ein, erhält man ebenfalls

t Rof = 3,4 ms = 2 · I w neul und erkennt, daß der Referenzimpuls doppelt so lang wie der mittlere Kanalimpuls sein muß. Bei dem Stellrichtungsinverter nach Bild 6 bildet der Zeitgeber-Schaltkreis B 555D den Refe­ renzgenerator. Der von VT1 negierte Kanalimpuls triggert den Referenzgenerator, dessen Impulslänge mit R3 einstellbar ist. Über die Diode VD1 wird der negierte Kanalimpuls ltn vom

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Bild 7

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Autopilot

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