Oscilator RC Cu Punte Wien

 

 

Universitatea Politehnica din Bucuresti Facultatea de Electronica, Telecomunicatii si Tehnologia informatiei

 

Student: Grupa: 435A

Proiect DCE

Coordonator proiect: Prof. Florin Draghici

 

  TEMA DE PROIECT:

 Sa se proiecteze un oscilator RC cu punte WIEN avand urmatoarele caracteristici:

a)Frecventa de oscilatie reglabila in intervalul 4-400 ( KHz ). b)Sarcina la iesire Rl=12,5 ohm. c)Control automat al amplitudinii de oscilatie realizat cu termistor. d)Amplitudinea oscilatiei la iesire de 16V.

Circuitul va fi alimentat de la un stabilizator cu reactie si element regulat /serie

 

Bibliografie:

www.dce.pub.ro Dispozitive si circuite electronice-Dan Dascalu

 

 

CUPRINS

CAP I

- Generalitati

CAP II - Schema bloc a circuitului CAP III - Schema electrica de detaliu si calculele de dimensionare   1 Amplificatorul de baza   2 Reteaua de reactie negative   3 Puntea Wien

 

CAP I Generalitati

Oscilatoare Armonice Conditiile de oscilatie. Criteriul Barkhausen Oscilatorul armonic este un circuit electronic care genereaza un semnal sinusoidal, pe

 baza energieicu furnizate de sursa de de alimentare. In figura 1 seinprezinta prezinta bloc a unui amplificator reactie pozitiva, care poate deveni oscilator anumiteschema conditii.

In schemele bloc de mai sus, semnalele notate cu i X pot fi tensiuni sau curenti. curenti. Amplificarea cu reactie rezulta:

  Amplificatorul cu reactie pozitiva din Fig.1 devine oscilator daca fara semnal aplicat la intrare (Xi=0)se obtine semnal la iesire ( X20 X20  ), ceea ce echivaleaza cu conditia:

Aceasta duce la conditia Barkhausen:

 

Intuitiv, aceasta formula implica reproducerea semnalului pe bucla de reactie pozitiva. In general atit amplificarea A cit si factorul de transfer al retelei de reactie ß sunt marimi complexe, astfel incit relatia Barkhausen intre numere complexe este echivalenta cu doua conditii reale:

  a) conditia de amplificare    

b)conditia de faza

Frecventa de oscilatie osc w se determina din conditia de faza. Din conditia de modul se determina amplificarea minima necesara pentru producerea oscilatiilor. Clasificarea oscilatoarelor: 1 Dupa principiul de functionare: f unctionare:    -oscilatoare negative -oscilatoare cu cu reactie rezistenta negative 2 Dupa domeniul de frecventa   -oscilatoare cu audiofrecventa(de la _Hz la 100 KHz)   -oscilatoare de radio frecventa (de la 100 KHz la 1GHz)   -oscilatoare de microunde(peste 1GHz) 3 Dupa natura retelei de reactie selective:   -oscilatoare RC(audio frecventa)   -oscilatoare LC(radioa frecventa si microunde)

Oscilatoare RC

Dupa tipul retelei utilizate oscilatoarele RC pot fi clasificate in urmatoarele grupe: -oscilatoare cu retea WIEN -oscilatoare cu retea de defazare -oscilatoare cu retea dubla Alte tipuri

 

Reteaua Wien Structura retelei Wien cu atac in tensiune in forma generala este data mai jos:

 

Comportarea in frecventa a circuitului poate fi intuita tinand cont ca la frecvente joase condensatorul C1 reprezinta o intrerupere , iar la frecvente inalte C2 scurcircuiteaza la masa semnalul de la iesire . Astfel la frecvente extreme circitul are caracteristica de transfer nula in sensul ca la aceste frecvente circuitul “nu lasa sa treaca nimic”.Rezolvand analitic se obtine un factor de transfer 

FW()=

Uies (  ) Uin( )

1

 = 1   R1  C 2   j   R 2

C 1

 R1C    2

 



1  R2 C 1

.

 

Maximul acestei functii de  este la frecvent frecventaa la care termenul  

 j    R1C 2

este nul , adica 0=

1  R1 R2 C 1C 2



1   R2 C 1



 . La acesata pulsatie defazajul introdus de retea este nul. Si

acest aspect este important , pentru ca defazajul introdus de retea poate influenta caracterul reactiei (de exemplu , daca s-ar introduce un defazaj de 90 90 reactia nu ar mai fi pozitiva ci negativa). Alura caracteristicii de transfer F W() si a defazajului W() introdus de reteaua Wien este data in figura de mai jos:

 

In practica se aleg cele doua rezistente r ezistente respectiv cele doua condensatoare de valori egale astfel incat R 1=R 2=R iar C1=C2=C . In acest caz se obtine pentru caracteristica de transfer a amplificatorului , la frecventa f 0=0/2 /2 valoarea de 1/3 adica atenuarea minima a retelei Wien este de 3 ori. Rezulta ca , pentru a indeplini conditia lui Bakhausen , care este in cazul nostru: FW()  Av =1 trebuie realizat un amplificator cu amplificarea A v=3. De o importanta deosebita sunt si aspectele legate de impedantele de intrare si iesire ale retelei Wien , care trebuie sa satisfaca anumite relatii impreuna cu impedantele de intrare , respectiv de iesire ale amplificatorului . Aceste relatii sunt legate de conditiile de idealitate in care a fost dedusa analitic caracteristica de transfer a retelei . In I n aceste conditii de idealitate , impedanta de iesire a amplificatorului ( considerat ca generatorul care ataca reteaua ) a fost considerata nula , iar impedanta de de intrare la borna neinve neinversoare rsoare a amplificatorului (consid (considerata erata ca sarcina a retelei Wien) a fost f ost considerata infinit de mare (reteaua in gol). Cum aceste valori nu pot fi obtinute , se va cauta ca rezistentele r ezistentele de intrare , respectiv iesire ale amplificatorului sa satisfaca conditiile de idealitate prin inegalitatile: R amplificator iesire>R Wieniesire

 

CAP II Schema Schema bloc a circuitului:

Se pot identifica urmatoarele blocuri componente: - Amplificatorul de baza; - Reteaua Wien (R1, R2,C). Relatia de dimensionare pentru aceasta este: fosc = 1/(2IIRC). Elementele acestei retele se vor  alege astfel incat sa fie acoperita gama de frecvente indicata indiferent de tolerantele componentelor. (Atentie R2 este un potentiometru dublu pentru a permite reglajul simultan al  bratelor puntii; se poate poate folosi ca elemnt de regl reglaj aj si un condensator dub dublu lu C pentru temele cu frecvente relativ mari). - Reteaua de reactie negativa R3, R4. - Rezistenta de sarcina RL.

 

CAP III Proiectarea amplificatorului operational

2.1 Deta Detalii lii de pr proiec oiectar taree

Estimam mai intai tensiunea de alimentare: -tensiunea de alimentare va trebui sa fie destul de mare aastfel stfel incat amplificatorul sa  poata livra in rezistenta rezistenta de sarcina tensiunea nece necesara. sara. Deoarece etajele de iesi iesire re in clasa AB au un randament in jurul valorii de 78% teoretic , vom calcula , pentru un randament de 60% (uzual in practica) , tensiunea de alimentare diferentiala necesara: VCC=

100 60

  av    U int  =100/60  =100/6020 200,6V=20V

Deci tensiunea de alimentare va fi de 20V   Tranzistoarele din etajul diferential de intrare Q1,2 vor functiona in mod simetric la un curent mai mic decat decat   IDSS/2 (Q1,Q2,Q3  se aleg de ti tip p BF256 cu pa parametri rametri de cat catalog alog IDSS=6...10 mA, VT=-1..-3V, VDsmax= 30V) pentru a putea permite maximum excursiei asimetrice in curent intre tranzistoare .

 

Suma curentilor de drena ai Q1,2  este:  I   D1+I   D2=I   D3

  Curentul ID3 este dat de ecuatiile :  

 I   D3=

si

 V  

GS 3

 R7

 

  V   3      I   D3=I   DSS3 1  V      

2

GS 

T 

Presupunand pentru parametrii IDSS ,VT valorile tipice: IDSS=8 mA respectiv VT = -2V rezulta ID3=2 mA. In cazurile cele mai m ai defavorabile avem: (IDSS = 6mA, VT = -3V) => I D3 1,6mA (IDSS =10mA , VT= -1V) => ID3 2,8 mA deci intotdeauna tranzistoarele de intrare Q 1,2 vor functiona la un curent static de drena mai mic decat IDSS/2. Curentul prin Q1 este dat de expresia :  I   D1=

V   BE 4  R2

  Alegem Q4  de tip BC 177 (pnp de mica putere) la care ,conform curbelo curbelorr de catalog, VBE= 0,5..0,7 0,5..0,7 V pentru Ic =10 mA (la t=25 t=25C).Tinand seama de toleranta lui R 2 (5%), putem determina : ID1min  =0,8 mA si ID1 max =1,2 mA intotdeauna avem un curent diferit de 0 prin Q 2 . Curentul prin Q4 IDSS5 (BF 256 ,IDSS5=6..10 mA) Compensarea functionarii nesimetrice a Q1,Q2 se va face prin R 1. Alegem R 1 =1k   (20%), deoarece ,in cel mai nefavorabil caz (R 1min 1min, ID3min ) se poate compensa o tensiuune de 1,12 V ,mai mare decat diferenta (VGS1 –VGS2)max= 0,8 V Dioda D asigura functionarea Q1,2 la aceeasI tensiune VDS. Curentul static prin Q6,7 va fi ales suficient de mare astfel incat sa avem avem un  stabil  pentru tranzistoare iar curentul de baza al tranzistoarelor sa fie neglija neglijabil bil in raport cu acesta . Circuitul “super-dioda” format din Q8, P, R 4 are rolul compensarii neliniaritatilor la comutarea de pe un tranzistor final pe celalalt si al fixarii curentului de mers in gol pentru etajul final . Tensiunea VCE8 este data de expresia  R4    P 

  P ' V CE8 CE8=V   BE8

 

 

Unde P’  este rezistenta din bratul lui P  de langa R 4 ,plus R 4 .Alegem Q8 de tipul BC107 (npn de mica putere ) la care , conform curbelor de catal catalog og , VBE =0,5..0,7V la IC =10 mA (la t=25C). Tinand seama de tolerantele componentelor ,VCE8 se poate t=25 poate regla in intervalul 0,54,8V. Q8 se va monta m onta pe acelasi radiator cu tranzistoarele finale pentru ca super dioda sa copieze driftul termic al acestora acestora si curentul de mers in gol aall etajului final sa nu se modifice . Etajul final este in clasa AB. Tranzistorul Tr anzistorul final de tip npn este un Darlington (Q 11,12) si va suporta , in cel mai m ai defavorabil caz, 3A la o tensiune CE de circa 15V . Alegem Q 11 BC107 ( (>100,VCB0= 25V, ICmax =1  =100 00 mA) si Q12 2N3055 (Pmax=117W, VCB0=80V, ICmax=11A, =15..100). Tranzistorul echivalent are >1500 deci, la curentul maxim ,I b< 2 mA deci negijabil in raport cu IC6 . Tranzistoarele au ambele tensiuni de strapungere superioare celor ce  pot aparea in montaj. Curentul maxim suportat de Q11 este de 200mA < ICmax. Puterea disipata de tranzistorul echivalent este aproape in intregime localizata la nivelul Q12 si in cel mai defavorabil caz este circa jumatate din puterea in sarcina (13,5 W) deci acest tranzistor nu se  poate distruge . Tranzistorul final tip pnp este in configuratie Super G (Q13,14) si va suporta in cel mai defavorabil caz 3A sau o tensiune CE de circa 15V. Alegem Q13 BC177 ( (>100,VCB0= 25V, ICmax =100 mA) si Q14 2N3055. Tranzistorul echivalent are >5000 deci, la curentul maximdistruge. ,I b 3 (conditie necesara pentru pornirea oscilatorului).

 

Proiectarea stabilizatorului: Vom realiza stabilizatorul de tensiune pozitiva cu circuitul A 723C dupa urmatoarea schema:

Cea de tensiune negativa:

Rezistentele R1,R2 precum si T1,T2 sunt id identice entice pentru aambele mbele scheme. Alegem T1=BD135 cu (VCE,max=45V,Pd=6,5W,Imax=2A),T2=2N3055 R1,R2 se aleg asfel incat sa divizeze tensiune tensiuneaa de iesire de la valoarea de 15V la valoarea de 7,15V , necesara la intarea circuitului integrat. Alegem R1=25K  , iar R2=22K . In acest caz tensiunea de la iesire are valoarea :

 

U 



 7,15

25  22     15,275V   22

Proiectarea retelei WIEN

Schema retelei Wien este data mai jos:

Se calculeaza analitic impedantele de intrare ale retelei Wien la 0:

R Wienintrare= Wien   iesire

R 



3 R 2

2R  3

  Astfel se va proiecta amplificatorul , astfel incit conditiile de mai sus sa fie indeplinite. Luam fmin=4kHz si fmax=400kHz

 

1

 

f mmin in> 2   R

maz 

1

  si f max max< 2   R C 

min C 

.

Asa cum cum se vede in figura p potentiometrele otentiometrele P variaza si sincron ncron (fizic ele aau u cursoarele montate  pe acelasi ax) iar cand cursorul cursorul e la minim, rezistenta pot potentiometrelor entiometrelor este nula iar R R=R  =R min. min. max max Cand cursorul e la maxim R=P +Rmin , unde P  este valoarea maxima pe care o poate lua  potentiometrul P.

f=

1 2   RC 

.alegem C=1nF rezulta Rmin=39,808 Kohm si Rmax=398,08 ohm

Potentiometrul se alege de 39,808 Kohm.