Módulo de Electrónica Industrial

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UNIVERSIDAD NACIONAL ABIERTA Y A DISTANCIA ESCUELA DE CIENCIAS BÀSICAS TECNOLOGIA E INGENIERIA PROGRAMA DE INGENIERIA ELECTRÒNICA

299019 – ELECTRÒNICA INDUSTRIAL JIMMY RAÚL ROCHA VALBUENA (Director Nacional)

FABIAN BOLIVAR Acreditador

BOGOTÀ Julio de 2009

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ASPECTOS DE PROPIEDAD INTELECTUAL Y VERSIONAMIENTO

El presente módulo fue diseñado en el año 2008 por el Ing. Jorge Eduardo Quintero Muñoz. El presente módulo ha tenido una actualización, realizada en el 2009 por el Ing. JIMMY RAÚL ROCHA VALBUENA, quien ha sido tutor de la UNAD en el CEAD JAG de Bogotá, desde año 2006 y que se desempeña actualmente como director del cuso a nivel nacional.

En este mismo año el Ing. FABIAN BOLIVAR, tutor del CEAD de Neiva, apoyó el proceso de revisión de estilo del módulo y dio aportes disciplinares, didácticos y pedagógicos en el proceso de acreditación de material didáctico desarrollado en el mes de JULIO de 2009.

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INTRODUCCIÓN

La electrónica industrial cuenta con múltiples aplicaciones en el control de la potencia de la conversión de energía y del control de acondicionamientos de motores eléctricos El curso académico de Electrónica Industrial suministra los elementos necesarios para el análisis y diseño de conversores AC – DC, DC – AC, DC -DC. Estos dispositivos son la base y parte fundamental en el diseño de diferentes productos y sistemas electrónicos. El estudiante deberá adquirir las herramientas conceptuales y procedimentales para desarrollar habilidades para el diseño y análisis de diversas configuraciones circuitales empleando dispositivos de potencia. Este conocimiento le permitirá obtener las destrezas necesarias para el desarrollo de diferentes aplicaciones de los circuitos eléctricos empleados en control industrial, electrónica industrial, electromedicina y demás ramas de la electrónica industrial que se fundamentan en el uso y aplicación de los dispositivos estudiados. El desarrollo del curso académico desde sus estructura de fundamentación teórica y práctica, busca generar en el estudiante competencias cognitivas, comunicativas y contextuales mediante el desarrollo de habilidades del pensamiento como análisis, síntesis, comparación y diseño.

Se pretende que el estudiante conozca los dispositivos empleados en la electrónica de potencia, las diferentes configuraciones de convertidores de voltaje, los circuitos trifásicos y demás elementos de la Electrónica de Potencia. El aprendizaje de estos conceptos es clave para la posterior aplicación en circuitos eléctricos y electrónicos.

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INDICE DE CONTENIDO

UNIDAD 1 CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC Y CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-AC CAPITULO 1: INTRODUCCIÓN A LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA Lección 1: QUE ES LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA Lección 2: DISPOSITIVOS EMPLEADOS EN LA ELECTRONICA DE POTENCIA Lección 3: CARACTERÍSTICAS DE CONTROL DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA Lección 4: CAMPOS DE APLICACION DE LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA Lección 5: CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS ELECTRÓNICOS DE POTENCIA CAPITULO 2: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC CON DIODOS DE POTENCIA Lección 1: DIODOS RECTIFICADORES Lección 2: DISPOSITIVOS EMPLEADOS EN LA ELECTRONICA DE POTENCIA Lección 3: RECTIFICADOR TRIFASICO DE MEDIA ONDA Lección 4: TENSIONES DE LINEA DE UNA RED TRIFASICA Lección 5: RECTIFICADOR TRIFÁSICO DE ONDA COMPLETA CAPITULO 3: FUNCIONAMIENTO DE LOS TIRISTORES Lección 1: ESTRUCTURA DEL TIRISTOR Lección 2: CAUSAS DE DISPARO DEL TIRISTOR Lección 3: CIRCUITOS DE DISPARO Lección 4: CIRCUITOS DE APAGADO Lección 5: CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS TIRISTORES

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UNIDAD 2 CIRCUITOS CONVERTIDORES DC-AC Y CIRCUITOS CONVERTIDORES DC-DC CAPITULO 4: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC CON TIRISTORES DE POTENCIA Lección 1: CONVERTIDOR MONOFÁSICO AC-DC DE MEDIA ONDA Lección 2: CONVERTIDOR MONOFÁSICO AC-DC DE ONDA COMPLETA Lección 3: CONVERTIDOR TRIFÁSICO AC-DC DE MEDIA ONDA Lección 4: CONVERTIDOR TRIFÁSICO AC-DC DE ONDA COMPLETA Lección 5: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-AC CON TIRISTORES DE POTENCIA CAPITULO 5: CONTROL DE FASE TRIFASICO Lección 1: CICLOCONVERTIDOR MONOFÁSICO/MONOFASICO Lección 2: CICLOCONVERTIDOR TRIFÁSICO/MONOFÁSICO Lección 3: TRANSISTORES DE POTENCIA Lección 4: CONVERTIDOR TRIFÁSICO AC-DC DE ONDA COMPLETA Lección 5: CIRCUITOS CONVERTIDORES DC - AC CAPITULO 6: INVERSORES MONOFÁSICOS Lección 1: INVERSOR MONOFÁSICO DE MEDIO PUENTE O PUSH PULL Lección 2: INVERSOR TRIFÁSICO Lección 3: INVERSOR TRIFÁSICO COMERCIAL Lección 4: CONVERTIDORES DC - DC Lección 5: CONVERTIDOR DC-DC REDUCTOR

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LISTADO DE GRÁFICOS Y FIGURAS

Figura 1. Sistema Básico de Electrónica de Potencia. Figura 2. Encapsulado de diodos de potencia rectificadores de baja frecuencia Figura 3. Construcción interna de un tiristor Figura 4. Tipos de encapsulados de tiristores Figura 5. Símbolo del GTO Figura 6. Símbolo del LASCR Figura 7. Símbolo y estructura interna del TRIAC Figura 8. Símbolo del MCT Figura 9. MOSFET: Estructura interna y símbolos Figura 10. IGBT - N: Estructura interna y símbolos Figura 11. Relación entre potencia manejada y frecuencia de conmutación Figura 12. Característica de conmutación de un BJT Figura 13. Característica de conmutación del MOSFET e IGBT Figura 14. Característica de conmutación del SCR Figura 15. Característica de conmutación del GTO, MCT y SITH Figura 16. Equipo de Rayos X Figura 17. Equipo de Radioterapia Figura 18. Campos de aplicación de los dispositivos de conmutación Figura 19. Conversiones de potencia eléctrica Figura 20. Tipos de rectificadores Figura 21. Principio del circuito inversor Figura 22. Principio del circuito control de fase Figura 23. Principio del circuito convertidor DC-DC reductor

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Figura 24. Principio de los circuitos interruptores estáticos DC y AC Figura 25. Tipos de encapsulado de diodos rectificadores de potencia Figura 26. Curva característica de los diodos rectificadores de potencia Figura 27. Tensiones de fase Figura 28. Concepción de un rectificador trifásico Figura 29. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva Figura 30. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 1 en conducción Figura 31. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 2 en conducción Figura 32. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 3 en conducción Figura 33. Onda de salida del Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Figura 34. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D2 conduce. Figura 35. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D3 conduce. Figura 36. Factor de Forma y Factor de Rizado Figura 37. Tensiones de línea de una red trifásica Figura 38. Puente rectificador trifásico Figura 39. Onda de salida del puente rectificador trifásico Figura 40. Condición de condición de los Diodos D1 y D5 en el puente rectificador trifásico Figura 41. Condición de condición de los Diodos D1 y D6 en el puente rectificador trifásico Figura 42. Condición de condición de los Diodos D2 y D6 en el puente rectificador trifásico Figura 43. Tensión de salida del puente rectificador trifásico Figura 44. Forma de onda de la corriente por el diodo D1. Figura 45. Forma de onda de la corriente por la fase R. Figura 46. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D2 conduce.

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Figura 47. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D3 conduce. Figura 48. Factor de Forma y Factor de Rizado Figura 49. Estructura interna y símbolo del tiristor. Figura 50. Curva tensión-corriente del tiristor. Figura 51. Disparo no deseado por exceso de tensión Figura 52. Disparo no deseado por dv/dt Figura 53. Disparo por corriente de puerta Figura 54. Comportamiento del tiempo de disparo con carga resistiva Figura 55. Comportamiento del tiempo de disparo con carga inductiva Figura 56. Acoplamiento directo entre el circuito de disparo y la puerta Figura 57. Acoplamiento magnético entre el circuito de disparo y la puerta Figura 58. Acoplamiento óptico entre el circuito de disparo y la puerta Figura 59. Apagado por contacto mecánico Figura 60. Apagado forzado por circuito LC paralelo Figura 61. Apagado forzado por circuito LC serie Figura 62. Apagado por medio de AC Figura 63. Apagado por tiristor auxiliar Figura 64. Curva de limitación de impulsos de corriente Figura 65. Ángulos de bloqueo y conducción Figura 66. Tiempo de encendido (TON) Figura 67. Tiempo de apagado (TOFF) Figura 68. Convertidor monofásico AC-DC media onda, carga resistiva Figura 69. Convertidor monofásico AC-DC onda completa, carga inductiva Figura 70. Convertidor trifásico AC-DC media onda, carga inductiva Figura 71. Convertidor trifásico AC-DC media onda, conducción del tiristor 1 Figura 72. Convertidor trifásico AC-DC media onda, conducción del tiristor 2 Figura 73. Convertidor trifásico AC-DC media onda, conducción del tiristor 3

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Figura 74. Convertidor trifásico AC-DC media onda, voltaje en la carga Figura 75. Convertidor trifásico AC-DC onda completa, carga inductiva Figura 76. Convertidor trifásico AC-DC onda completa, formas de onda Figura 77. Convertidor trifásico AC-DC onda completa, variación tensión de salida Figura 78. Convertidor AC-AC. Control de fase monofásico Figura 79. Convertidor AC-AC. Control de fase monofásico con TRIAC Figura 80. Convertidor AC-AC. Control de fase trifásico con SCR Figura 81. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor monofásico/monofásico Figura 82. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor trifásico/monofásico Figura 83. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor trifásico/ trifásico Figura 84. Estructura MOS Figura 85. Estructura MOS: (a) Inversión débil; (b) Inversión fuerte Figura 86. Estructura MOSFET de enriquecimiento Canal N y símbolo. Figura 87. Polarización del MOSFET de enriquecimiento de canal N Figura 88. (a) Inversión débil; (b) Inversión fuerte Figura 89. Característica I-V del MOSFET de enriquecimiento canal N Figura 90. Estructura interna de un IGBT Figura 91. Circuito equivalente y símbolo de un IGBT Figura 92. Aplicación de los inversores en drivers de motores AC Figura 93. Aplicación de los inversores en UPS Figura 94. Aplicación de los inversores en conversión de energías alternativas Figura 95. Puente Inversor Monofásico Figura 96. Tensiones de control del Puente Inversor Monofásico Figura 97. Tensiones y corriente de salida del Puente Inversor Monofásico con carga puramente inductiva Figura 98. Tensiones y corriente de salida del Puente Inversor Monofásico con carga RL

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Figura 99. Espectro de frecuencia de la tensión de salida del Puente Inversor Monofásico Figura 100. Formas de conexión de los secundarios de los transformadores Figura 101. Inversor trifásico puente Figura 102. Señales de control de puerta y tensiones de línea del Inversor trifásico puente Figura 103. Circuitos equivalentes por semiciclo del Inversor trifásico puente Figura 104. Tensiones de fase y de línea del Inversor trifásico puente Figura 105. Principio de un convertidor DC-DC Figura 106. Convertidor DC-DC reductor Figura 107. Convertidor DC-DC elevador Figura 108. Convertidor DC-DC elevador. Intervalo de carga de la bobina Figura 109. Convertidor DC-DC elevador. Intervalo de descarga de la bobina Figura 110. Convertidor DC-DC elevador. Comportamiento de la corriente de la bobina

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UNIDAD 1 Nombre de la Unidad Introducción

Justificación

Intencionalidades Formativas

Denominación de capítulos

CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC Y CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-AC Los circuitos que realizan el proceso de conversión de ca a dc se usan en muchas aplicaciones industriales; los convertidores controlados por fase se clasifican en dos tipos, dependiendo de la alimentación, por un lado los convertidores monofásicos y los convertidores trifásicos. Dentro de los contenidos de esta unidad encontramos además los distintos dispositivos semiconductores de potencia; estos dispositivos se pueden dividir en tres tipos, el primero son los diodos de potencia, transistores y tiristores. También se pueden dividir en general en cinco tipos: diodos de potencia, tiristores, transistores de unión bipolar (BJT), transistores de efecto de campo (Mosfet) , transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT) y transistores de inducción estática (SIT), todos estos dispositivos están continuamente con mejora en sus características y rendimiento El conocimiento de los dispositivos semiconductores empleados en la electrónica de potencia, permite que se tenga la capacidad de comprender el funcionamiento de estos, para posteriormente emplearlos en diferentes aplicaciones de la electrónica industrial. El análisis de los convertidores ac dc , y ac ac es importante para poder implementar circuitos de aplicaciones que requieren dicho proceso de conversión de energía. Conocer las características de los dispositivos empleados en la electrónica industrial. Analizar los conversores ac dc. Estudiar las aplicaciones y configuraciones de los conversores ac ac CAPITULO 1: INTRODUCCIÓN A LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA. CAPITULO 2: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC CON DIODOS DE POTENCIA CAPITULO 3: FUNCIONAMIENTO DE LOS TIRISTORES

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CAPITULO 1: INTRODUCCIÓN A LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA

Introducción En el mundo de hoy la electrónica de potencia cuenta con cuantiosas aplicaciones en diferentes áreas, encontramos aplicaciones en el control de velocidad de motores, conversión de energía eléctrica, amplificadores de RF, arranque de máquinas síncronas, aspiradoras, calentamiento por inducción, computadores, control de temperatura, electrodomésticos, elevadores, fotocopiadoras, fuentes de poder, en fin son innumerables las aplicaciones, que nos motivan a profundizar en el análisis de los dispositivos y circuitos empleados para este fin

Lección 1: QUE ES LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA Es la aplicación de circuitos basados en dispositivos de estado sólido (semiconductores) con el propósito de controlar y efectuar conversiones de la energía eléctrica. La figura 1, muestra la concepción de un sistema de electrónica de potencia básico.

Figura 1. Sistema Básico de Electrónica de Potencia. Obsérvese que un sistema de electrónica de potencia esta compuesto básicamente de:

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Fuente de energía eléctrica: Provenientes de las redes eléctricas de potencia AC, de fuentes DC como las baterías, rectificadores AC, paneles solares, de generadores eólicos, etc. Circuito de potencia: Es la etapa de potencia, basada principalmente en la conmutación (ON/OFF) de dispositivos semiconductores tales como diodos, SCR (Rectificadores Controlados de Silicio), TRIAC (Triodos AC), transistores MOSFET, Transistores BJT, Transistores IGBT. También se utilizan elementos pasivos como transformadores, condensadores y bobinas. En esta etapa se manejas grandes valores de corriente y de tensión. Circuito de mando: Es la etapa de control, basada principalmente en microcontroladores, circuitos integrados lineales, DSP (Procesador Digital de Señal), con el propósito de gobernar el suicheo de los dispositivos semiconductores de potencia. Carga: Puede ser puramente resistiva (cuando se controla por ejemplo el calor) o compuesta resistiva-inductiva (RL), cuando se controlan velocidades de motores, en donde se regulan los valores DC o RMS de la tensión aplicada, la frecuencia o el numero de fases. También pueden ser baterías en proceso de carga, lámparas incandescentes o fluorescentes en procesos de control de intensidad de iluminación, etc.

Lección 2: DISPOSITIVOS EMPLEADOS EN LA ELECTRONICA DE POTENCIA En este punto es importante tener una primera aproximación al empezar a conocer detalles de funcionamiento, como también características técnicas, de los dispositivos semiconductores que se emplean en el campo de la electrónica. Algunos de los más importantes son: Diodos de potencia Se encuentran en el mercado de tres clases: • De uso general, disponibles con tensiones hasta 3KV y 3.5KA, empleados principalmente para rectificar AC de 60 Hz. La figura 2 muestra los encapsulados comerciales de estos dispositivos.

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Figura 2. Encapsulado de diodos de potencia rectificadores de baja frecuencia

• De alta velocidad o recuperación rápida, disponibles con tensiones hasta 1.5KV y 1KA, con tiempos de recuperación inversa menores a 5 µs y su principal aplicación está en convertidores de potencia de alta frecuencia (frecuencias mayores a 20 KHz), Inversores, UPS (Unidades de Potencia Ininterrumpida). • Schottky, disponibles con tensiones hasta 100 V y 300 A, con tiempos de recuperación inversa menores a 10 ns y su principal aplicación está en fuentes conmutadas, convertidores, cargadores de baterías, diodos de libre paso (para descargar bobinas en conmutación de alta frecuencia). Tiristores Son dispositivos de tres terminales, denominados ánodo (A), cátodo (K) y compuerta (G). El tiristor conduce siempre que la tensión del ánodo sea mayor a la del cátodo (como en el caso de los diodos) y que además haya una pequeña corriente circulando desde el terminal de la compuerta al cátodo. La figura 3 muestra la construcción interna de un tiristor, su modelo equivalente con base a transistores BJT y su símbolo electrónico.

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Figura 3. Construcción interna de un tiristor La figura 4, muestra los distintos tipos de encapsulados existentes, dependiendo de la capacidad de corriente manejada por el tiristor.

Figura 4. Tipos de encapsulados de tiristores

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Hay varios tipos de tiristores en el mercado y se pueden clasificar de la siguiente manera: Rectificadores Controlados de Silicio (SCR): Una vez entra en conducción el circuito de compuerta ya no tiene ningún control sobre el dispositivo. El tiristor dejará de conducir cuando el potencial del ánodo es igual o menor al del cátodo y esto se logra por conmutación natural (fuente de energía AC) o por conmutación forzada mediante un circuito adicional (fuente de energía DC). Están disponibles con tensiones hasta de unos 6 KV y corrientes hasta de 3.5 KA. • Tiristor desactivado por compuerta (GTO): Es un tiristor de auto desactivación, pues se activa como el SCR, pero se desactiva aplicando un pulso negativo a la compuerta de corta duración, por lo tanto no requiere de circuitos de conmutación forzada. Se aplican en conmutación forzada de convertidores y su disponibilidad de tensión y corriente es del orden de 4 KV y 3 KA respectivamente. La figura 5 muestra el símbolo del tiristor GTO y sus principales características. •

Figura 5. Símbolo del GTO

•

Tiristor de inducción estático (SITH): Funciona semejante al GTO, su principal aplicación está en convertidores de potencia mediana con frecuencias en el orden de los MHz, mucho mayores que la del GTO, con tensiones hasta 1.2 KV y corrientes hasta 0.3 KA.

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Tiristor de conducción inversa (RCT): Es un tiristor que incluye un diodo conectado inversamente entre el ánodo y el cátodo. Su tensión puede ir hasta 2.5 KV, 1 KA en conducción directa y 0.5 KA en conducción inversa, con tiempos de interrupción menores a 40 µs. Se aplican principalmente en sistemas de tracción donde se requiere interrupción de alta velocidad. Tiristor desactivado con asistencia de compuerta (GATT): Funciona de manera similar al RCT, con velocidades de interrupción de 8 µs y tensiones de sólo 1.2 KV y corrientes de 0.4 KA. Rectificador controlado de silicio fotoactivado (LASCR): Se utilizan principalmente en sistemas de alta tensión de hasta 6KV y 1.5 KA con velocidades de interrupción de 300 µs. La figura 6 muestra el símbolo de este tiristor y sus principales características.

Figura 6. Símbolo del LASCR •

Tríodo de corriente alterna (TRIAC): Se comporta como dos SCR conectados en antiparalelo con un solo terminal de compuerta. El flujo de corriente se puede controlar en cualquier dirección. Su principal aplicación es control de AC de baja potencia para controles de calor, iluminación, motores universales e interruptor de AC. La figura 7 muestra la estructura interna y el símbolo de un TRIAC.

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Figura 7. Símbolo y estructura interna del TRIAC •

Tiristor controlado por MOS (MCT): Entran en conducción aplicando un pequeño pulso de voltaje negativo a la compuerta MOS respecto al ánodo y se desactivan aplicando un pequeño pulso positivo. Se comporta similar a un GTO. Se consiguen con tensiones hasta 1 KV y corrientes de 0.1 KA. La figura 8 muestra el símbolo del MCT y sus principales características.

Figura 8. Símbolo del MCT

Transistores bipolares de unión (BJT): Los BJT de alta potencia se emplean en la mayoría de las veces en los convertidores de energía que trabajan con frecuencias menores a 10 KHz, con tensiones hasta 1.2 KV y corrientes hasta de 0.4 KA. Se trabajan en los estados de saturación (ON) y corte (OFF).

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Transistores MOSFET: Se emplean en convertidores de potencia de alta velocidad de conmutación (varias decenas de KHz), con tensiones de hasta 1KV y corrientes de sólo 50 A. La figura 9 muestra construcción interna de un MOSFET, sus símbolos y características más importantes.

Figura 9. MOSFET: Estructura interna y símbolos

Transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT): A diferencia de los BJT, estos no son controlados por corriente (la de Base), sino por tensión (la de Compuerta). Presentan una velocidad de conmutación intermedia entre los BJT (la menor) y los MOSFET (la mayor), hasta unos 20 KHz. Su tensión y corriente de trabajo máximo se encuentran en 1.2 KV y 0.4 KA respectivamente. La figura 10 muestra el símbolo y la estructura interna de un IGBT canal N.

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Figura 10. IGBT - N: Estructura interna y símbolos En conclusión, el componente básico del circuito de potencia, es decir el elemento de conmutación, debe cumplir los siguientes requisitos: •

•

•

•

Tener dos estados claramente definidos, uno de alta impedancia (bloqueo, OFF, Apagado) y otro de baja impedancia (conducción, ON, encendido). Poder controlar el paso de un estado a otro con facilidad y pequeña potencia. Ser capaces de soportar grandes intensidades y altas tensiones cuando está en estado de bloqueo, con pequeñas caídas de tensión entre sus terminales de potencia (Emisor – Colector para el BJT, Drenador – Surtidor para el MOSFET, Ánodo – Cátodo para el tiristor), cuando está en estado de conducción. Ambas condiciones lo capacitan para controlar grandes potencias. Rapidez de funcionamiento para pasar de un estado a otro (ON/OFF u OFF/ON).

El último requisito se traduce en que, a mayor frecuencia de funcionamiento, habrá una mayor disipación de potencia. Por tanto, la potencia disipada depende de la frecuencia. La figura 11 muestra como los tiristores que trabajan a bajas frecuencias de conmutación pueden manejar mayores potencias en contraste con los MOSFET que aunque conmutan a mayores frecuencias manejan menores potencias.

Figura 11. Relación entre potencia manejada y frecuencia de conmutación

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Lección 3: CARACTERÍSTICAS DE CONTROL DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA Es importante ahora comprender cómo una tensión de control puede llevar al dispositivo de potencia a los estados de encendido (ON) y apagado (OFF). Desde el punto de vista de las características de control, los dispositivos de potencia se pueden clasificar en: • Dispositivos con necesidad de señal continua en el terminal de control para el encendido (compuerta o base): BJT, MOSFET, IGBT. La figura 12 muestra este requisito en el caso del BJT. Obsérvese que para que el BJT se mantenga encendido durante el tiempo TON se requiere obligatoriamente que durante ese mismo tiempo se este aplicando una señal de amplitud apropiada en el terminal de control que en este caso es la base, de esta manera el BJT entra en saturación y prácticamente el colector y el emisor quedan en cortocircuito quedando conectada la fuente de energía VF a la resistencia de carga y por lo tanto el voltaje de salida VO es el mismo VF . VB

1 VB

VF

0 VO

VO

VF

T ON

T

T ON

T

0

t

t

Figura 12. Característica de conmutación de un BJT La figura 13, muestra la misma situación anterior pero en este caso dispositivos de conmutación son un MOSFET y un IGTB. 1

VF

VGS

0

VGS

VF

los

VO

T ON

T

T ON

T

t

VO 0

t

Figura 13. Característica de conmutación del MOSFET e IGBT • Dispositivos con necesidad de sólo un pulso en el terminal de control para el encendido (compuerta): SCR, GTO, MCT, SITH, TRIAC.

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La figura 14 muestra este requisito en el caso del SCR.

VG

1 0

VG

t

-1

VF

VO

VO

VF

0

t

Figura 14. Característica de conmutación del SCR Obsérvese que en el instante t = 0 se suministra un pulso de corta duración en el terminal de compuerta del tiristor y este empieza a conducir, es decir, entra en el estado de encendido, de tal manera que se puede asumir que el ánodo y el cátodo quedan en cortocircuito y por lo tanto el voltaje VO de la carga es el mismo de la fuente VF. En el estado de conducción pulsos de compuerta negativos no tienen ningún efecto en el SCR. La figura 15 muestra este mismo requisito en el caso del GTO, MCT, SITH.

VG

1 t

0

VG

-1 VF

VO

VF

VO

0 T ON

T

Figura 15. Característica de conmutación del GTO, MCT y SITH

t

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En el caso del GTO y del SITH, se requiere de un solo pulso positivo en la compuerta para llevarlo al estado de encendido y un pulso negativo para apagarlo disparado en el tiempo TON . En el MCT los pulsos son invertidos, es decir, pulso negativo en la compuerta para que el dispositivo se encienda y positivo para que se apague. • Dispositivos de encendido controlado y apagado sin control: SCR, TRIAC. Esto significa que una vez que ha entrado en conducción, desde el terminal de compuerta no se puede hacer nada para llevarlo al estado de apagado. En el caso de que la fuente de energía VF sea DC, el dispositivo queda enganchado en conducción de forma indefinida hasta que por algún medio se interrumpa la corriente de potencia que circula entre ánodo y cátodo. Esta característica los hace útiles en circuitos de alarma. Cuando la fuente de energía es AC, por la misma naturaleza de la corriente alterna, al pasar del semiciclo positivo al negativo la corriente ánodo – cátodo se hace cero y además el dispositivo queda polarizado inversamente, es decir, el ánodo con menor tensión que el cátodo, entonces de forma natural el dispositivo se apaga (Véase la figura 14). • Dispositivos con características de encendido y apagado controlado: BJT, MOSFET, GTO, IGBT, MCT, SITH. Esto significa que el encendido y apagado del dispositivo se puede controlar en cualquier momento desde el terminal de compuerta (Véase las figuras 13, 14 y 15) Lección 4: CAMPOS DE APLICACION DE LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA Las aplicaciones de la electrónica de potencia son considerables. Pero, para tener una idea, las aplicaciones se pueden clasificar de acuerdo a la potencia eléctrica manejada de la siguiente manera: Baja Potencia (menor a 100 W): - Alarmas - Balastos electrónicos - Fuentes de alimentación DC - Herramientas eléctricas • Media Potencia (entre 100 W y 1 KW): - Cargadores de baterías - Secadores - Reguladores de velocidad (taladros) - Cobijas eléctricas - Lavadoras • Alta Potencia (entre 1 KW y 100 KW): - Hornos de inducción - Accionadores para locomotoras - Secadoras •

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- Soldadura automática - Equipos de Rayos X - Equipos Láser La figura 16, muestra un equipo de RX, donde se requieren tensiones DC del orden de los 150 KV, para alimentar el tubo de RX y obtener imágenes del cuerpo humano.

Figura 16. Equipo de Rayos X • Muy Alta Potencia (entre 100 KW y 1 MW): - Inversores para generadores - Corriente directa de alto voltaje (HVDC) - Aceleradores de partículas - Trenes eléctricos de alta velocidad La figura 17, muestra un acelerador lineal de partículas (LINAC), empleado en radioterapia en tratamientos contra el cáncer y en donde se utilizan las técnicas de la electrónica de potencia.

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Figura 17. Equipo de Radioterapia La figura 18 presenta el universo de aplicaciones actuales de los dispositivos de conmutación de potencia, en donde se relaciona la capacidad de potencia manejada en volta-amperios (VA) versus la frecuencia de conmutación en Hz.

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P O T E N C I A M A N E J A D A

FRECUENCIA DE CONMUTACION (Hz)

Figura 18. Campos de aplicación de los dispositivos de conmutación

Lección 5: CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS ELECTRÓNICOS DE POTENCIA Aprovechando las características de conmutación de los dispositivos semiconductores de potencia, se puede controlar la potencia eléctrica de una forma a otra de acuerdo con las necesidades de la carga. La figura 19, muestra todas las posibilidades de conversión de potencia eléctrica.

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Figura 19. Conversiones de potencia eléctrica •

Los circuitos que convierten AC en DC se denominan rectificadores. Cuando funcionan con base en diodos se les denominaría rectificadores no controlados, cuando funcionan con base a tiristores (SCR, GTO) se les denomina rectificadores controlados o convertidores AC-DC y rectificadores semicontrolados cuando emplean diodos y tiristores. Su propósito es eliminar un semiciclo de la corriente sinusoidal o que en la carga ambos semiciclos sean de la misma polaridad para que el valor promedio de esta nueva tensión sea diferente de cero. El voltaje de entrada al rectificador puede ser monofásico o trifásico. Puede que se utilice transformador para aumentar o disminuir la tensión de entrada y acondicionarla a las necesidades de la carga (Véase la figura 20).

Figura 20. Tipos de rectificadores

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•

Los circuitos que convierten DC en AC se denominan inversores. Se utilizan para alimentar cargas AC a partir de fuentes DC. Los inversores pueden ser monofásicos o trifásicos. La figura 21 muestra la concepción de tales circuitos. En la mayoría de los casos los dispositivos de conmutación son transistores BJT o MOSFET y la onda seno de salida del inversor se filtra para obtener una onda seno pura.

+

+

VF

VC -

+ VO

-

VF

-

VO VC tiempo

-V F

Figura 21. Principio del circuito inversor •

Los circuitos que convierten AC en AC se denominan convertidores ACAC y pueden tener dos aplicaciones. La primera dejando la frecuencia constante y modificando el valor RMS de la tensión alterna, se les denomina, controladores de fase. La segunda aplicación es dejando el valor RMS constante y modificando la frecuencia, se les denomina cicloconvertidores. Los convertidores AC-AC pueden ser monofásicos o trifásicos. La figura 22 muestra un controlador de fase monofásico.

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Figura 22. Principio del circuito control de fase •

Los circuitos que convierten DC en DC se denominan pulsadores DC. Existen dos tipos de estos convertidores: reductores y elevadores. La figura 23 muestra un convertidor DC-DC reductor.

Figura 23. Principio del circuito convertidor DC-DC reductor El interruptor por lo general es un BJT o un MOSFET y el voltaje de salida Vo es igual al producto entre el ciclo de trabajo (Ton/T) y el voltaje de la fuente de alimentación Vg. •

Todos los anteriores circuitos mencionados anteriormente, efectúan conversión de potencia eléctrica cambiando la forma del voltaje de la fuente de energía, pero los circuitos interruptores estáticos no hacen conversión, sino, como su nombre lo indica actúan como elementos conmutadores todo o nada, similares a los de naturaleza mecánica. Se les denomina estáticos ya que no hay piezas mecánicas en movimiento. Los hay de dos tipos, para aplicaciones DC y AC (monofásicos y trifásicos). La figura 24 muestra los circuitos básicos de los interruptores estáticos DC y AC monofásicos.

INTERRUPTOR ESTATICO DC

INTERRUPTOR ESTATICO AC MONOFASICO

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Figura 24. Principio de los circuitos interruptores estáticos DC y AC

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CAPITULO 2: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC CON DIODOS DE POTENCIA

Introducción Como ya se describió anteriormente el propósito de un circuito rectificador es el de tomar una onda sinusoidal (AC) y convertirla en una onda unidireccional o de una sola polaridad. Los circuitos rectificadores se pueden clasificar en rectificadores de media onda y de onda completa ya sean monofásicos o trifásicos. Antes de entrar a los detalles de funcionamiento de tales circuitos, es necesario primero hacer un breve repaso del principio de funcionamiento de los diodos rectificadores y sus parámetros de selección ya que esta función es propia de los ingenieros electrónicos cuando diseñan y construyen o cuando hacen mantenimiento a este tipo de circuitos.

Lección 1: DIODOS RECTIFICADORES TIPOS DE ENCAPSULADO Los diodos que se estudiarán en este apartado serán los rectificadores de baja frecuencia (60 Hz) ya que son los más utilizados en electrónica de potencia y se dejaran de lado los diodos rápidos (fast) y los Schotkky, ya que en la mayoría de sus aplicaciones son reemplazados sobresalientemente por tiristores y dispositivos BJT, MOSFET e IGBT. La figura 25 presenta los diferentes tipos de encapsulados empleados en los diodos de potencia. En el caso de los diodos rectificadores de baja frecuencia, los encapsulados mas empleados son el de tipo cerámico para aplicaciones de alta tensión y corriente, el de tipo tornillo para aplicaciones de bajo voltaje y corriente y el de tornillo con cable de extensión para aplicaciones de media tensión y corriente.

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Figura 25. Tipos de encapsulado de diodos rectificadores de potencia CARACTERISTICAS ESTÁTICAS Se refieren al comportamiento del diodo en los estados de encendido (conducción, ON) y apagado (bloqueo, OFF) trabajando en baja frecuencia en donde los tiempos de recuperación directa e inversa (características dinámicas) no se toman en cuenta, ya que no son relevantes en esta condición. La figura 26 muestra la curva característica de un diodo rectificador modelado de forma real.

Figura 26. Curva característica de los diodos rectificadores de potencia

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El cuadrante I, presenta el comportamiento cuando el diodo se encuentra polarizado directamente y por lo tanto se encuentra encendido y el cuadrante III, cuando se encuentra polarizado inversamente y por lo tanto se encuentra apagado. También muestra los circuitos que lo modelan en los estados mencionados anteriormente de forma respectiva. Los parámetros de selección de un diodo rectificador de baja frecuencia básicamente son los siguientes: •

Del estado de encendido: 1. Intensidad medio nominal (IFAV) o IDC: Es el máximo valor promedio de la corriente que el diodo puede soportar a determinada temperatura del encapsulado (normalmente a 110 °C máximo). Se calcula con la fórmula de la ecuación 1:

2. Intensidad de pico repetitivo (IFRM): Máxima intensidad que puede ser soportada cada 16.7 ms (60 Hz) por tiempo indefinido, con duración de pico de 1 ms a determinada temperatura del encapsulado (normalmente a 110 °C máximo) •

Del estado de apagado: 3. Tensión inversa de trabajo (VRRM): Tensión inversa máxima que puede ser soportada por el diodo en picos de 1 ms repetidos cada 8.3 ms por tiempo indefinido sin peligro de avalancha.

Lección 2: TENSIONES DE FASE DE UNA RED TRIFASICA En este punto es necesario hacer un breve repaso del principio de funcionamiento de una red AC trifásica. La figura 27 muestra los voltajes de fase trifásicos medidos con respecto al neutro. Las fases se denominan R, S y T y el neutro N. La fase R (color rojo) parte del origen de la base de tiempos y por lo tanto su ángulo de fase es cero. La fase S (color azul) se encuentra atrasada con respecto a R 120°, es decir que inicia a partir de 2π/3 radianes. La fase T (color marrón) se encuentra atrasada con respecto a R 240°, que es igual a estar adelantada 120°, es decir que inicia a partir de 4π/3 radianes.

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Figura 27. Tensiones de fase Las ecuaciones que describen el comportamiento senoidal de la corriente alterna son las siguientes: VR = VMF sen ωt; (Ecuación 2), VS = VMF sen (ωt – 120); (Ecuación 3), VT = VMF sen (ωt + 120); (Ecuación 4), Donde VMF, es el voltaje pico de la onda seno y es igual a: √2 VRMS. En Colombia, en instalaciones residenciales e industriales de baja tensión el valor RMS de las tensiones de fase es de 120 V y por lo tanto el pico es de 170 V aproximadamente. Así mismo, ω, es la velocidad angular medida en radianes por segundo y es igual a 2πf, donde f, es la frecuencia lineal y en nuestro país esta es de 60 Hz. En conclusión: VMF = √2 VRMS; (Ecuación 5), ω

= 2πf; (Ecuación 6).

Lección 3: RECTIFICADOR TRIFASICO DE MEDIA ONDA No se considerará en este apartado los rectificadores monofásicos de media onda y onda completa ya que están suficientemente explicados en la literatura de electrónica general, mas bien se estudiarán los rectificadores trifásicos. La figura 28 muestra como a partir de la red trifásica AC se rectifica y se entrega corriente continua a motores DC, hornos de inducción, hornos de fundición, procesos electrolíticos de galvanoplastia, etc.

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Como el rectificador trifásico de media onda trabaja con voltajes de fase se hará una breve repaso de los sistemas eléctricos trifásicos.

Figura 28. Concepción de un rectificador trifásico Las ventajas de los rectificadores trifásicos con respecto a los monofásicos son las siguientes: • Mayor potencia de salida • Mayor tensión DC a la salida • Menor rizado en la tensión de salida • Menores exigencias para el filtro de salida • Mejor factor de potencia La figura 29 muestra un rectificador trifásico de media onda con carga resistiva.

N

Figura 29. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva

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Con respecto a la figura 29 se pueden hacer las siguientes observaciones: • • • • • •

•

El transformador empleado es del tipo estrella – estrella (Y-Y). Un transformador trifásico equivale a conectar a 3 monofásicos. El punto común de los arrollamientos secundarios es el neutro, N. Si solo se usara un arrollamiento secundario, se tendría un rectificador monofásico de media onda. El rectificador trifásico de media onda consiste en conectar tres rectificadores monofásicos de media onda en paralelo. Cuando cualquiera de los diodos conduce a la carga le queda conectada la fase respectiva, por lo tanto en este tipo de rectificador, se trabaja con tensiones de fase. Sólo un diodo conduce a la vez, ya que si lo hicieran dos o tres al mismo tiempo se presentaría un cortocircuito.

La figura 30, muestra la condición para que el diodo D1 entre en conducción y le quede aplicada a la carga la fase R.

Figura 30. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 1 en conducción

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Análisis del intervalo 30° (π/6 radianes) hasta los 150° (5 π/6 radianes): •

•

•

•

La fase R se encuentra en el semiciclo positivo y es la que toma los mayores valores de tensión, por lo tanto el diodo D1 es el que queda polarizado directamente y entra en conducción (ON). La fase S se encuentra en el semiciclo negativo, por lo tanto el diodo D2 se encuentra polarizado inversamente y de esta manera queda bloqueado (OFF). La fase T, aunque durante un corto intervalo se encuentra en el semiciclo positivo, como D1 conduce, al cátodo D2 le queda la fase R con mayor tensión que su ánodo y por lo tanto queda polarizado inversamente (OFF). El diodo D1 conduce durante 120°.

La figura 31, muestra la condición para que el diodo D2 entre en conducción y le quede aplicada a la carga la fase S.

Figura 31. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 2 en conducción

Análisis del intervalo 150° (5π/6 radianes) hasta los 270° (3π/2 radianes):

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La fase S se encuentra en el semiciclo positivo y es la que toma los mayores valores de tensión, por lo tanto el diodo D2 es el que queda polarizado directamente y entra en conducción (ON). • La fase T se encuentra en el semiciclo negativo, por lo tanto el diodo D3 se encuentra polarizado inversamente y de esta manera queda bloqueado (OFF). • La fase R, aunque durante un corto intervalo se encuentra en el semiciclo positivo, como D2 conduce, al cátodo D1 le queda la fase S con mayor tensión que su ánodo y por lo tanto queda polarizado inversamente (OFF). • El diodo D2 conduce durante 120°. La figura 32, muestra la condición para que el diodo D3 entre en conducción y le quede aplicada a la carga la fase T. •

Figura 32. Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva. Diodo 3 en conducción

Análisis del intervalo 270° (3π/2 radianes) hasta los 390° (π/6 radianes):

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•

•

•

•

La fase T se encuentra en el semiciclo positivo y es la que toma los mayores valores de tensión, por lo tanto el diodo D3 es el que queda polarizado directamente y entra en conducción (ON). La fase R se encuentra en el semiciclo negativo, por lo tanto el diodo D1 se encuentra polarizado inversamente y de esta manera queda bloqueado (OFF). La fase S, aunque durante un corto intervalo se encuentra en el semiciclo positivo, como D3 conduce, al cátodo D2 le queda la fase T con mayor tensión que su ánodo y por lo tanto queda polarizado inversamente (OFF). El diodo D3 conduce durante 120°.

La figura 33 sirve para calcular el valor DC de la tensión de salida del rectificador de media onda con carga resistiva.

VMF

VMF

VDC =

VMF

VMF

VMF

Figura 33. Onda de salida del Rectificador trifásico de media onda con carga resistiva.

Para calcular el valor promedio (VDC) de una tensión se utiliza la siguiente ecuación:

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• • •

•

Para aplicar esta ecuación es necesario determinar el periodo en radianes, como se muestra a continuación: ωT = 5π/6 - π/6 = 2π/3 radianes Lo anterior implica que el periodo de la onda rectificada es 1/3 de la onda seno de cualquiera de las fases y por lo tanto la frecuencia es tres veces mayor, es decir, 180 Hz. Para aplicar la ecuación 7 se utilizará la ecuación de tensión de la fase R, integrada entre los límites π/6 y 5π/6.

Resolviendo la ecuación 8 se obtiene el valor promedio o DC de la tensión de salida del rectificador trifásico de media onda con carga resistiva:

Recordando que el valor DC de la tensión de salida de un rectificador monofásico de onda completa es 2VMF / π, entonces, la tensión de salida del rectificador trifásico de media onda es 1.3 veces mas grande, es decir, al emplear un rectificador trifásico de media onda se logra un aumento del 30%, lo cual justifica utilizarlo. Ahora se puede calcular el valor de la corriente DC que circula por la carga RL de la siguiente manera: IDC = VDC / RL ; (Ecuación 10) También es importante calcular el valor DC de la corriente a través de los diodos (IDDC) ya que este es un parámetro de selección (IFAV). Como los tres diodos están conectados al mismo nodo de la carga y como las tensiones de la fase tienen la misma magnitud, la corriente DC por estos es 1/3 de la corriente DC por la carga: IDDC = VDC /(3 RL ); (Ecuación 11)

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Se calculará ahora el valor eficaz o RMS de la corriente por cada diodo que corresponde a la corriente por fase de cada devanado secundario del transformador que sirve para determinar el calibre del conductor de los mismos y también para determinar la potencia del secundario. En radianes el periodo de la corriente por los diodos es 2π radianes, por lo tanto la corriente eficaz por el diodo 1 correspondiente a la fase R es:

Resolviendo la ecuación 12 se obtiene: IDRMS = 0.4854 IMF; IMF = VMF / RL;

(Ecuación 13), donde IMF esta dado por:

(Ecuación 14),

La especificación en potencia aparente S en VA del transformador suponiendo que es ideal (cero perdidas de potencia) será: S = 3 VFRMS IDRMS = 2.06 VFRMS2 / RL ; (Ecuación 15). Es importante analizar ahora las tensiones de polarización inversa que soportan los diodos del rectificador cuando se encuentras apagados (OFF) para asegurarse de que no entrarán en avalancha al exceder el límite de (VRRM). La figura 34 muestra la condición del circuito cuando el diodo D1 se encuentra abierto debido a que D2 conduce, durante el intervalo 5π/6 y 3π/2.

Figura 34. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D2 conduce.

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En este caso la tensión del ánodo con respecto a tierra es la tensión de fase R y la del cátodo es la de la fase S, por lo tanto, la diferencia de tensión entre ánodo y cátodo es VRS , que corresponde a una tensión de línea en un sistema trifásico, que es √3 veces mayor que una tensión de fase, como se explicará en el apartado siguiente. La figura 35 muestra la condición del circuito cuando el diodo D1 se encuentra abierto debido a que D3 conduce, durante el intervalo 3π/2 y π/6.

Figura 35. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D3 conduce. En este caso la tensión del ánodo con respecto a tierra es la tensión de fase R y la del cátodo es la de la fase T, por lo tanto, la diferencia de tensión entre ánodo y cátodo es VRT , que corresponde a una tensión de línea en un sistema trifásico, que es √3 veces mayor que una tensión de fase. En vista de lo anterior, la máxima tensión de pico inverso es: VRRM = √3 VMF ; (Ecuación 16) La figura 36 muestra los valores del factor de forma (FF) que se considera como una medida de la tensión de salida en donde se halla el cociente entre el valor RMS y el DC. También se muestra el valor del factor de la componente ondulatoria definida como el cociente entre el valor eficaz de todas las componentes sinusoidales que conforman la onda (serie trigonométrica de Fourier) y el valor DC.

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VMF

VORMS VODC

VMF

VMF

Figura 36. Factor de Forma y Factor de Rizado

Lección 4: TENSIONES DE LINEA DE UNA RED TRIFASICA Las cargas trifásicas se pueden conectar entre las fases y el neutro, como se conectó el transformador en el rectificador trifásico de media onda, en este caso se dice que la carga está alimentada por voltajes de fase. También se pueden conectar entre las fases sin utilizar el neutro, en este caso se dice que la carga está alimentada por los voltajes de línea VRS, VST y VTR. La figura 37 ilustra cómo se obtienen los voltajes de línea a partir de los de fase y la relación entre estos. Como puede observarse una tensión de línea se obtiene a partir de las diferencias entre dos tensiones de fase. VRS = VR - VS = √3 VMF sen (ωt + 30); (Ecuación 17), VST = VS – VT = √3 VMF sen (ωt - 30); (Ecuación 18), VTR = VT – VR = √3 VMF sen (ωt + 150); (Ecuación 19), De las ecuaciones anteriores se puede concluir: •

•

Que las tensiones de línea son √3 veces más grandes que las de fase, por eso en Colombia, como el voltaje de fase es de 120 V RMS, el voltaje de línea es de 208 V RMS aproximadamente. Las tensiones de línea adelantan a las de fase en 30°.

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•

Las tensiones de línea al igual que las de fase se encuentran defasadas entre si 120°.

Figura 37. Tensiones de línea de una red trifásica Lección 5: RECTIFICADOR TRIFÁSICO DE ONDA COMPLETA La figura 38 muestra el circuito de un rectificador trifásico de onda completa, denominado también puente rectificador trifásico. Este circuito rectificador tiene las siguientes características: • •

• • •

Se emplean 6 diodos. Dos diodos conducen al mismo tiempo y aplican a la carga tensiones de línea, no de fase, por lo tanto, el valor DC de la tensión en la carga será mayor que el producido por el puente rectificador de media onda. Cuando se emplea transformador, el secundario se conecta en estrella, para aumentar las tensiones de línea. Presenta menor tensión de rizado. La frecuencia es 6 veces mayor que la de la red, es decir que en Colombia, la frecuencia de la onda de salida de este tipo de rectificador es de 360 Hz.

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Figura 38. Puente rectificador trifásico El proceso de conducción es el siguiente: 1) Cuando D1 conduce, la corriente sale de la fase R, pasa por D1, atraviesa la carga y cuando retorna a través del diodo D5, la tensión aplicada a la carga es la tensión de línea VRS. Cuando retorna a través del diodo D6, la tensión aplicada a la carga será ahora la tensión de línea VRT. 2) Cuando D2 conduce la corriente sale de la fase S, pasa por D2, atraviesa la carga y cuando retorna a través del diodo D6, la tensión aplicada a la carga es la tensión de línea VST. Cuando retorna a través del diodo D4, la tensión aplicada a la carga será ahora la tensión de línea VSR. 3) Cuando D3 conduce la corriente sale de la fase T, pasa por D3, atraviesa la carga y cuando retorna a través del diodo D5, la tensión aplicada a la carga es la tensión de línea VTS. Cuando retorna a través del diodo D4, la tensión aplicada a la carga será ahora la tensión de línea VTR.

La figura 39 muestra la tensión de salida rectificada en la carga, mostrando los intervalos de conducción de los diodos.

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Figura 39. Onda de salida del puente rectificador trifásico La figura 39 se construye de la siguiente manera: 1) Se dibujan primero los voltajes de línea VRS, VST y VTR de acuerdo con las ecuaciones 17 a 19. 2) Se dibujan los voltajes desfasados 180° de cada uno de los voltajes de línea dibujados en el paso 1 y que corresponden a: VSR, VTS y VRT, respectivamente. La figura 40, muestra la condición para que los diodos D1 y D5 entren en conducción y le quede aplicada a la carga la tensión de línea VRS, durante el intervalo 30° (π/6 radianes) y 90° (π/2 radianes). Como se puede concluir, los diodos 1 al 3 se polarizan por la tensión de fase más positiva y los diodos 4 al 6 por la tensión de fase más negativa. En este caso, durante el intervalo que se está analizando, la fase R es la más positiva y la S la más negativa, por eso conducen D1 y D5 y por lo tanto la tensión en la carga es el voltaje de línea VRS.

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Figura 40. Condición de condición de los Diodos D1 y D5 en el puente rectificador trifásico

A partir de 90° (π/2 radianes) y hasta los 150° (5π/6 radianes), la fase R sigue siendo la más positiva, pero ahora la fase T se convierte en la más negativa, por lo tanto D5 deja de conducir y lo hace ahora D6 y por lo tanto la tensión en la carga es el voltaje de línea VRT, como se muestra en la figura 41. A partir de los 150° (5π/6 radianes) hasta 210° (7π/6 radianes), la fase más positiva es ahora S y T sigue siendo la más negativa, por lo tanto los diodos que conducen son D2 y D6 respectivamente y entonces la tensión aplicada a la carga es el voltaje de línea VST, como se muestra en la figura 42. A partir de los 210° (7π/6 radianes) hasta 270° (9π/6 radianes), la fase más positiva sigue siendo S y R es ahora la más negativa, por lo tanto los diodos que conducen son D2 y D4 respectivamente y entonces la tensión aplicada a la carga es el voltaje de línea VSR. A partir de los 270° (9π/6 radianes) hasta 330° (11π/6 radianes), la fase más positiva es ahora T y R sigue siendo la más negativa, por lo tanto los diodos que conducen son D3 y D4 respectivamente y entonces la tensión aplicada a la carga es el voltaje de línea VTR

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Figura 41. Condición de condición de los Diodos D1 y D6 en el puente rectificador trifásico

Figura 42. Condición de condición de los Diodos D2 y D6 en el puente rectificador trifásico

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A partir de los 330° (11π/6 radianes) hasta 30° (π/6 radianes), la fase más positiva sigue siendo T y S es ahora la más negativa, por lo tanto los diodos que conducen son D3 y D5 respectivamente y entonces la tensión aplicada a la carga es el voltaje de línea VTS. La figura 43 muestra finalmente la tensión rectificada en la carga, con la información de que diodos conducen por cada intervalo y por lo tanto sirve para calcular el valor DC de la tensión de salida del puente rectificador trifásico con carga resistiva.

VMF

VDC =

VRS

VMF

VMF

Figura 43. Tensión de salida del puente rectificador trifásico Para calcular el valor promedio (VDC) de una tensión se utiliza la ecuación 7. • • •

•

Para aplicar esta ecuación es necesario determinar el periodo en radianes, como se muestra a continuación: ωT = 3π/6 - π/6 = π/3 radianes Lo anterior implica que el periodo de la onda rectificada es 1/6 de la onda seno de cualquiera de las fases y por lo tanto la frecuencia es 6 veces mayor, es decir, 360 Hz. Para aplicar la ecuación 7 se utilizara la ecuación de tensión de línea VRS, integrada entre los límites π/6 y π/2.

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Resolviendo la ecuación 20 se obtiene el valor promedio o DC de la tensión de salida del rectificador trifásico de onda completa con carga resistiva:

Comparando la ecuación 9 con ecuación 21, se puede concluir que la tensión DC del puente rectificador trifásico es el doble de la del rectificador trifásico de media onda con lo que se logra un aumento del 100%, lo cual justifica utilizarlo. Ahora se puede calcular el valor de la corriente DC que circula por la carga RL de la siguiente manera: IDC = VDC / RL ; (Ecuación 22) También es importante calcular el valor DC de la corriente a través de los diodos (IDDC) ya que este es un parámetro de selección (IFAV). Como los tres diodos están conectados al mismo nodo de la carga y como las tensiones de línea tienen la misma magnitud, la corriente DC por estos es 1/3 de la corriente DC por la carga: IDDC = VDC /(3 RL ); (Ecuación 23) La figura 44 muestra la forma de la corriente por los diodos, en este caso para el diodo D1. Se puede observar como en el periodo entre π/6 y 3π/6 conducen los diodos D1 y D5 y durante el periodo 3π/6 y 5π/6 conducen los diodos D1 y D6, lo que implica que cada diodo conduce durante 4π/6 radianes o sea 120°. El periodo de las corrientes por los diodos es de 2π radianes o 360°. Además, el valor pico de la corriente por los diodos esta dada por la siguiente ecuación: IMD = √3 VMF / RL ; (Ecuación 24)

√3 VMF RL

I D1

RS RS

RT RT

RS RS

0 π/6 π/6

3π/6

5π/6 5π/6

13π/6

ωt

UNIVERSIDAD NACIONAL ABIERTA Y A DISTANCIA – UNAD ESCUELA DE CIENCIAS BÀSICAS TECNOLOGIA E INGENIERIA CONTENIDO DIDÁCTICO DEL CUSO: 299019 – ELECTRÒNICA INDUSTRIAL Figura 44. Forma de onda de la corriente por el diodo D1.

Se calculará ahora el valor eficaz o RMS de la corriente por línea de cada devanado secundario del transformador que sirve para determinar el calibre del conductor de los mismos y también para determinar la potencia del secundario. La figura 45 muestra la onda de corriente por la fase R.

√3 VMF RL

IR

IRRS

SR

ST

RT

7π/6 π/6

3π/6

TS

TR

9π/6

11π/6 ωt

5π/6

-√3 VMF RL Figura 45. Forma de onda de la corriente por la fase R. En radianes el periodo de la corriente de la figura 45 es 2π radianes, por lo tanto la corriente eficaz correspondiente a la fase R es:

IFRMS =

[

4 π/2 ____ (IMD sen (ωt+30))2 2π ∫ π/6

1/2

] dωt;

(ECUACION 25)

Resolviendo la ecuación 25 se obtiene: IFRMS = 0.7804 IMD;

(Ecuación 26)

La especificación en potencia aparente S en VA del transformador suponiendo que es ideal (cero perdidas de potencia) será: S = 3 VFRMS IFRMS = 5.73 VFRMS2 / RL ; (Ecuación 27). Es importante analizar ahora las tensiones de polarización inversa que soportan los diodos del rectificador cuando se encuentras apagados (OFF) para asegurarse de que no entrarán en avalancha al exceder el límite de (VRRM). La figura 46 muestra la condición del circuito cuando el diodo D1 se encuentra abierto debido a que D2 conduce, durante el intervalo 5π/6 y 9π/6.

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Figura 46. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D2 conduce. En este caso la tensión del ánodo con respecto a tierra es la tensión de fase R y la del cátodo es la de la fase S, por lo tanto, la diferencia de tensión entre ánodo y cátodo es VRS , que corresponde a una tensión de línea en un sistema trifásico, que es √3 veces mayor que una tensión de fase, como ya se explicó anteriormente. La figura 47 muestra la condición del circuito cuando el diodo D1 se encuentra abierto debido a que D3 conduce, durante el intervalo 3π/2 y π/6. En este caso la tensión del ánodo con respecto a tierra es la tensión de fase R y la del cátodo es la de la fase T, por lo tanto, la diferencia de tensión entre ánodo y cátodo es VRT, que corresponde a una tensión de línea en un sistema trifásico, que es √3 veces mayor que una tensión de fase.

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Figura 47. Tensión de polarización inversa del diodo D1 cuando D3 conduce.

En vista de lo anterior, la máxima tensión de pico inverso es: VRRM = √3 VMF ; (Ecuación 28) La figura 48 muestra los valores del factor de forma (FF) y el rizado de la onda de voltaje de salida del puente rectificador trifásico.

VMF VORMS VODC

VMF

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Figura 48. Factor de Forma y Factor de Rizado

CAPITULO 3: FUNCIONAMIENTO DE LOS TIRISTORES

Introducción Un tiristor es uno de los tipos más importantes de los dispositivos semiconductores de potencia. Los tiristores se utilizan en forma extensa en los circuitos electrónicos de potencia. Se operan como conmutadores biestables, pasando de un estado no conductor a un estado conductor. Para muchas aplicaciones se puede suponer que los tiristores son interruptores o conmutadores ideales, aunque los tiristores prácticos exhiben ciertas características y limitaciones. Se estudia en este capitulo al tiristor mas empleado en la industria, el SCR (Rectificador Controlado de Silicio) Lección 1: ESTRUCTURA DEL TIRISTOR El tiristor (SCR) es un dispositivo semiconductor biestable de cuatro capas, PNPN de tres terminales: ánodo (A), cátodo (K) y puerta (G). Puede conmutar de bloqueo a conducción, o viceversa, en un solo cuadrante. La figura 49, muestra la estructura interna en función de las uniones PN, su equivalente en transistores BJT y su símbolo.

Figura 49. Estructura interna y símbolo del tiristor.

CARACTERÍSTICA TENSIÓN – CORRIENTE

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La curva característica del tiristor se muestra en la figura 50 y en ella se pueden identificar las siguientes zonas de funcionamiento: • Zona de bloqueo inverso (VAK < 0): El SCR se encuentra bloqueado (circuito abierto) y solo lo recorre una débil corriente de fuga inversa (IRRM). No se debe sobrepasar la tensión inversa máxima (VRRM), ya que entra en avalancha y se destruye térmicamente. • Zona de bloqueo directo (VAK > 0; sin excitar la puerta): El SCR se encuentra bloqueado. Solo lo recorre una débil corriente de fuga directa (IDRM). No se debe sobrepasar la tensión directa máxima (VDRM), pues entra en conducción sin acción de control en la puerta.

CORRIENT E DE ENGANC HE VOLTAJE DE RUPT URA CORRIENTE DE DIRECTO MAN TENIMIENTO

CORRIENT E DE FUGA INVERSA

CAIDA DE TENSIÓN DIRECTA (CONDUCCION) DISPARO DE PUERTA

VOLTAJE DE RUPT URA DIRECTO

CORRIENT E DE FUGA DIRECTA

Figura 50. Curva tensión-corriente del tiristor. • Zona de conducción (VAK > 0; puerta excitada): El SCR conduce (cortocircuito). Entre la puerta (G) y el cátodo (K) circula un impulso positivo de corriente. La duración del impulso de cebado será lo suficiente para que la corriente ánodo-cátodo (IT) sea igual a la corriente de enganche, IL. Mientras el SCR conduce, se comporta como un diodo rectificador. Es importante tener en cuenta que el SCR se bloquea cuando la corriente directa (IT) es menor que la corriente de mantenimiento (IH), en cuyo caso la puerta pierde todo poder sobre el SCR. El tiristor, tiene las siguientes características generales:

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• • • • •

Interruptor casi ideal. Soporta tensiones altas cuando se encuentra polarizado inversamente. Es capaz de controlar grandes potencias. Fácil controlabilidad, por intermedio de la puerta. Relativa rapidez de conmutación.

Lección 2: CAUSAS DE DISPARO DEL TIRISTOR Para producir el disparo del SCR, la corriente ánodo-cátodo, IT, debe ser mayor que la de enganche, IL. Para mantenerse en la zona de conducción, por el SCR debe circular una corriente mayor a la de mantenimiento, IH, por debajo de la cual el SCR se bloquea. Hay dos tipos de disparo: los no deseados y los deseados, es decir, los producidos por pulsos de puerta. DISPAROS NO DESEADOS Se presentan por exceso en la tensión aplicada entre ánodo y cátodo y por variación brusca de la misma (dv/dt). •

•

Por exceso de tensión: Si la tensión soportada por la unión de control se acerca al valor de ruptura directa, la corriente de portadores minoritarios aumenta considerablemente presentándose la corriente de avalancha. Si la corriente de fugas se eleva por encima del valor de la corriente de mantenimiento el SCR es capaz de mantener el estado de conducción tal como se ilustra en la figura 51. Por dVAK/dt: Si se produce un cambio brusco de polarización inversa a directa, no hay tiempo para la organización de cargas. La tensión soportada por la unión de control será elevada, acelerando de esta manera los portadores minoritarios. Si esta corriente aumenta por encima de la corriente de mantenimiento, el SCR se mantiene en conducción tal como lo muestra la figura 52.

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Figura 51. Disparo no deseado por exceso de tensión

Figura 52. Disparo no deseado por dv/dt DISPAROS DESEADOS O POR PULSOS DE PUERTA Los huecos inyectados por el terminal de puerta, generan la inyección de una nube de electrones libres desde el cátodo. Algunos electrones son captados y acelerados hacia la unión de bloqueo, generando pares electrón-hueco. Estos huecos generados se dirigen hacia el cátodo introduciendo así más electrones. Si la corriente generada se aumenta por encima de la de enganche, el SCR es capaz de mantener el estado de conducción aunque desaparezca el pulso de puerta, tal como se muestra en la figura 53. La corriente de puerta deberá tener un mínimo valor de amplitud y una mínima duración para que logre poner en conducción al tiristor, cuando este se encuentra polarizado directamente. En la figuras 54 y 55 se ilustra este principio para cargas resistivas e inductivas respectivamente.

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Figura 53. Disparo por corriente de puerta

Figura 54. Comportamiento del tiempo de disparo con carga resistiva El tiempo de retardo a la excitación, tr, se mide a partir del momento en que la corriente de puerta, IG, alcanza su mínimo valor hasta que la corriente por el tiristor, IT, alcanza el 10% de su valor final. El tiempo de subida, ts, se mide a partir del momento en que termina tr hasta que IT alcanza el 90% de su valor final.

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El tiempo de disparo, td, es la suma de los dos tiempos anteriores. La duración del pulso de puerta debe ser mayor a td.

Figura 55. Comportamiento del tiempo de disparo con carga inductiva El tiempo mínimo del pulso de puerta en este caso debe ser mayor al tiempo que la corriente del tiristor se tarda en alcanzar el valor de la corriente de enclavamiento o enganche. Obsérvese que en este caso, este tiempo dependerá de la constante de tiempo RL.

Lección 3: CIRCUITOS DE DISPARO Los circuitos de disparo, son los encargados de generar los pulsos de puerta positivos, cuando el SCR se encuentra polarizado directamente, para lograr el enganche del tiristor. Pueden ser circuitos de electrónica cableada o microcontrolada. De acuerdo a la manera como se acopla el circuito de disparo con la puerta se clasifican en: • • •

Acoplamiento directo Acoplamiento magnético Acoplamiento óptico

ACOPLAMIENTO DIRECTO La figura 56, muestra un circuito de disparo acoplado directamente a la puerta del SCR. Cuando el circuito de control no esta generando un pulso, el transistor BJT

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NPN se encuentra en corte y lo mismo el PNP. En este caso, no hay tensión en el divisor de tensión conectado a la puerta y por lo tanto no hay disparo. Cuando se genera el pulso, el transistor NPN entra en saturación, colocando la base del transistor PNP a tierra y entrando también en saturación, quedando el divisor de tensión conectado a la fuente de alimentación Vcc y por lo tanto la puerta recibe un pulso de voltaje que generará la corriente de puerta.

Figura 56. Acoplamiento directo entre el circuito de disparo y la puerta

ACOPLAMIENTO MAGNÉTICO La figura 57, muestra el acoplamiento magnético entre el circuito de disparo y la puerta. En este caso la tierra del SCR y la del circuito de control son independientes. Esto es importante para aislar eléctricamente el circuito de disparo del SCR y evitar que pueda llegar a dañarse por fallas internas del tiristor. El diodo en antiparalelo con el primario del transformador se emplea para desmagnetizar el núcleo, cuando no hay pulso a la salida del circuito de control y el transistor NPN pasara de saturación a corte.

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Figura 57. Acoplamiento magnético entre el circuito de disparo y la puerta

ACOPLAMIENTO ÓPTICO La figura 58, muestra el acoplamiento óptico entre el circuito de disparo y la puerta. Su finalidad es la misma que la del acoplamiento magnético.

Figura 58. Acoplamiento óptico entre el circuito de disparo y la puerta

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Lección 4: CIRCUITOS DE APAGADO El SCR en circuitos DC, una vez que entra en conducción queda enganchado indefinidamente, hasta que por medios externos se abra el circuito de potencia para que la corriente del tiristor se haga cero (IT), o se le aplique una tensión inversa al ánodo-cátodo para obligarlo forzosamente a apagarse. APAGADO POR CONTACTO MECÁNICO Extinción del SCR interrumpiendo el circuito mediante un cortocircuito, tal como se observa en la figura 59 (a, b), o introduciendo una corriente inversa usando una fuente auxiliar, como lo muestra la figura59 (c) o un condensador cargado, como lo presenta la figura 59 (d, e).

Figura 59. Apagado por contacto mecánico APAGADO POR CONMUTACION FORZADA Se obliga a la corriente a pasar a través del tiristor en sentido inverso, consiguiendo un tiempo de apagado menor. Existen dos tipos de conmutación forzada: • Por autoconmutación • Por medios exteriores APAGADO POR CONMUTACIÓN FORZADA POR AUTOCONMUTACIÓN Circuitos que apagan al SCR automáticamente tras un tiempo predeterminado desde la aplicación del impulso de disparo. Los más usados son: •

Circuito oscilante LC en paralelo: Con el condensador cargado se produce el disparo del SCR. Cuando el condensador se descarga sobre el SCR en sentido directo, por oscilación del circuito LC, el condensador se carga en

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sentido opuesto hasta que IR (de carga) es menor que IT, entonces produce el apagado, tal como lo muestra la figura 60.

se

Figura 60. Apagado forzado por circuito LC paralelo •

Circuito oscilante LC en serie: La corriente que circula al disparar el SCR excita al circuito LC. Una vez terminado el primer semiciclo de la oscilación, la corriente se invierte y se apaga el SCR, tal como lo ilustra la figura 61.

Figura 61. Apagado forzado por circuito LC serie

APAGADO POR CONMUTACIÓN FORZADA POR MEDIOS EXTERIORES Circuitos que apagan al SCR sin depender del tiempo en que se produjo el disparo. Los más usados son: •

Conmutación por medio de Corriente Alterna: el SCR se apaga cada vez que cambia el sentido de la tensión al semiciclo negativo, tal como se puede apreciar en la figura 62.

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Figura 62. Apagado por medio de AC •

Conmutación por tiristor auxiliar: si el tiristor uno (T1) conduce y el dos está en corte (T2), entonces el condensador se carga por T1; cuando T2 conmuta a conducción, el tiristor T1 se bloquea y el condensador se carga por RL en sentido inverso. Pasado un tiempo tq (>0.7 RL C), que depende de C y debe ser mayor que el toff del SCR, la tensión en T1 (VT1) tiende a hacerse positiva, como se presenta en la figura 63.

Figura 63. Apagado por tiristor auxiliar

Lección 5: CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS TIRISTORES Los fabricantes de tiristores presentan en las hojas técnicas de estos los siguientes tipos de características: • Estáticas

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• De control • Dinámicas • De conmutación CARACTERISTICAS ESTÁTICAS Corresponden a la región ánodo-cátodo. Son aquellos valores que determinan las posibilidades máximas de un determinado SCR. Estos datos son: − Tensión inversa de pico de trabajo............................................. VRWM − Tensión directa de pico repetitiva............................................... VDRM − Tensión directa............................................................................ VT − Corriente directa media............................................................... ITAV − Corriente directa eficaz............................................................... ITRMS − Corriente directa de fugas........................................................... IDRM − Corriente inversa de fugas.......................................................... IRRM − Corriente de mantenimiento........................................................ IH Las características térmicas a tener en cuenta al trabajar con tiristores son: − Temperatura de la unión............................................................. Tj − Temperatura de almacenamiento................................................ Tstg − Resistencia térmica contenedor-disipador.................................. Rc-d − Resistencia térmica unión-contenedor........................................ Rj-c − Resistencia térmica unión-ambiente............................................ Rj-a − Impedancia térmica unión-contenedor......................................... Rj-c CARACTERÍSTICAS DE CONTROL Corresponden a la región puerta-cátodo y determinan las propiedades del circuito de control que responde mejor a las condiciones de disparo. Los fabricantes definen las siguientes características: − Tensión directa máx. ................................................................... VGFM − Tensión inversa máx. ................................................................... VGRM − Corriente máxima.......................................................................... IGM − Potencia máxima......................................................................... PGM

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− Potencia media............................................................................ PGAV − Tensión puerta-cátodo para el encendido................................... VGT − Tensión residual máxima que no enciende ningún elemento..... VGNT − Corriente de puerta para el encendido........................................ IGT − Corriente residual máxima que no enciende ningún elemento ... IGNT CARACTERISTICAS DINÁMICAS TENSIONES TRANSITORIAS − Valores de la tensión superpuestos a la señal de la fuente de alimentación. − Son breves y de gran amplitud. − La tensión inversa de pico no repetitiva (VRSM) debe estar dentro de esos valores. IMPULSOS DE CORRIENTE − Para cada tiristor se publican curvas que dan la cantidad de ciclos durante los cuales puede tolerarse una corriente de pico dada. − A mayor valor del impuso de corriente, menor es la cantidad de ciclos. − El tiempo máximo de cada impulso está limitado por la temperatura media de la unión. La figura 64, muestra lo explicado anteriormente.

Figura 64. Curva de limitación de impulsos de corriente ÁNGULOS DE CONDUCCIÓN − La corriente y tensión media de un SCR dependen del ángulo de conducción. − A mayor ángulo de conducción, se obtiene a la salida mayor potencia.

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− Un mayor ángulo de bloqueo o disparo significa un menor ángulo de conducción: Ángulo de conducción = 180º - Angulo de disparo − Conociendo la variación de la potencia disipada en función de los diferentes ángulos de conducción se pueden calcular las protecciones necesarias. La figura 65 muestra los conceptos de ángulo de disparo o bloqueo y ángulo de conducción.

Figura 65. Ángulos de bloqueo y conducción CARACTERÍSTICAS DE CONMUTACIÓN Los tiristores no son interruptores perfectos, ya que necesitan un tiempo para pasar de corte a conducción y viceversa. 3.6.4.1 TIEMPO DE ENCENDIDO (TON) Tiempo que tarda el tiristor en pasar de corte a conducción (Figura 66). • Tiempo de retardo (td): tiempo que transcurre desde que la corriente de puerta alcanza el 50 % de su valor final hasta que la corriente de ánodo alcanza el 10 % de su valor máximo. • Tiempo de subida (tr): tiempo necesario para que la corriente de ánodo pase del 10 % al 90 % de su valor máximo, o, el paso de la caída de tensión en el tiristor del 90 % al 10 % de su valor inicial. TON = td + tr

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Figura 66. Tiempo de encendido (TON) TIEMPO DE APAGADO (TOFF) Tiempo que tarda el tiristor en pasar de conducción a corte (Figura 67). • Tiempo de recuperación inversa (trr): tiempo en el que las cargas acumuladas en la conducción del SCR, por polarización inversa de este, se eliminan parcialmente. • Tiempo de recuperación de puerta (tgr): tiempo en el que, en un número suficiente bajo, las restantes cargas acumuladas se recombinan por difusión, permitiendo que la puerta recupere su capacidad de control. TOFF = trr + tgr

Figura 67. Tiempo de apagado (TOFF)

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LIMITACIONES DEL TIRISTOR LIMITACIONES DE LA FRECUENCIA DE FUNCIONAMIENTO • La frecuencia de trabajo en los SCR no puede superar ciertos valores. • El límite es atribuible a la duración del proceso de apertura y cierre del dispositivo. • La frecuencia rara vez supera los 10 Khz. LIMITACIONES DE LA PENDIENTE DE TENSIÓN dv/dt dv/dt es el valor mínimo de la pendiente de tensión por debajo del cual no se producen picos transitorios de tensión de corta duración, gran amplitud y elevada velocidad de crecimiento. A) CAUSAS • La alimentación principal produce transitorios difíciles de prever en aparición, duración (inversamente proporcional a su amplitud) y amplitud. • Los contactores entre la alimentación de tensión y el equipo: cuya apertura y cierre pueden producir transitorios de elevada relación dv/dt (hasta 1.000 V/µs) produciendo el basculamiento del dispositivo. • La conmutación de otros tiristores cercanos que introducen en la red picos de tensión. B) EFECTOS • Puede provocar el encendido del tiristor, perdiendo el control del dispositivo. • La dv/dt admisible varía con la temperatura. LIMITACIONES DE LA PENDIENTE DE INTENSIDAD di/dt di/dt es el valor mínimo de la pendiente de la intensidad por debajo de la cual no se producen puntos calientes. A) CAUSAS • Durante el cebado, la zona de conducción se reduce a una parte del cátodo cerca de la puerta, si el circuito exterior impone un crecimiento rápido de la intensidad, en esta zona la densidad de corriente puede alcanzar un gran valor. • Como el cristal no es homogéneo, existen zonas donde la densidad de Intensidad es mayor (puntos calientes).

B) EFECTOS

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• En la conmutación de bloqueo a conducción la potencia instantánea puede alcanzar valores muy altos. • La energía disipada producirá un calentamiento que, de alcanzar el límite térmico crítico, podría destruir el dispositivo. ESPECIFICACIONES TECNICAS DE TIRISTORES A continuación se presentan hojas técnicas para selección de SCR y TRIAC tomadas de http://onsemi.com

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ACTIVIDADES DE AUTOEVALUACIÓN DE LA UNIDAD 1

1. Realice un mapa conceptual de los dispositivos empleados en la electrónica de potencia. 2. Realice un cuadro comparativo de las clasificación de los circuitos electrónicos de potencia 3. Realice un resumen (profundice en fuentes externas) acerca de las aplicaciones de los circuitos electrónicos de potencia. 4. Realice un cuadro comparativo de los circuitos de disparo y apagado empleados en los tiristores.

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FUENTES DOCUMENTALES DE LA UNIDAD 1 MUHAMMAD, Rashid .”Electrònica de potencia , Circuitos dispositivos y aplicaciones “. Mexico. 3ª. Ediciòn . Prentice Hall , 2004.

CHAPMAN, Stephen J. “Màquinas eléctricas”. Colombia 3ª. Edición . Mc Graw Hill, 2002

TURNBULL , Murphy. “Power Electronic Control of AC Motors,”. Gran Bretaña, 1a Edición . Editorial Pergamon Press. 1988.

SUGANDHI R:K., SUGANDHI K:K.,” Tiristores, conceptos y aplicaciones “, Mexico . 1ª Edición . Editorial Limusa , 1985.

HART Daniel . W. “Electrònica de potencia”. 2ª Edición .Prentice Hall . 2003.

MOHAN , Ned., UNDERLAND, Tore. “ Power electronics: converters, aplications and design”. 2 a ediciòn . Ed Jhon Wiley . 1995.

KASSAKIAN Jhon G. “Principles of Power Electronics”. 1a Edición . Ed Adisson Wiley . 1998

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UNIDAD 2 Nombre de la Unidad Introducción

Justificación

Intencionalidades Formativas Denominación de capítulos

CIRCUITOS CONVERTIDORES DC-AC Y CIRCUITOS CONVERTIDORES DC-DC

Existen diversas aplicaciones en la industriales donde es necesario realizar la conversión de un voltaje fijo de una fuente dc a un voltaje variable de suministro de dc. El equivalente de un convertidor dc dc es un transformador, en donde la relación de vueltas permite subir o bajar el valor del voltaje. Los convertidores de dc son frecuentemente empleados en el control de motores de tracción de automóviles eléctricos, tranvías, grúas marinas, montacargas y elevadores de minas. También se pueden emplear en el frenado regenerativo de motores de dc para regresar la energía a la fuente y de esta manera generar un ahorro de energía en los sistemas de transporte que tiene frenado frecuente El análisis de los circuitos convertidores dc-ac y dc-dc nos permite tener la capacidad de emplearlos en diversas aplicaciones que requieren el procesos de conversión dc ac, o el aumento o control del nivel de voltaje dc Conocer las características y aplicaciones de los convertidores dc – ac. Analizar las configuraciones empleadas en los conversores dc – dc y conocer sus aplicaciones CAPITULO 4: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC CON TIRISTORES DE POTENCIA CAPITULO 5: CONTROL DE FASE TRIFASICO CAPITULO 6: INVERSORES MONOFÁSICOS

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CAPITULO 4: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-DC CON TIRISTORES DE POTENCIA

Introducción En el capitulo dos se estudiaron los circuitos rectificadores con diodos. Tienen el inconveniente de que el voltaje DC que entregan es fijo. Para obtener voltajes DC variables, a partir de alimentaciones AC, se reemplazan los diodos por los tiristores SCR, controlándose el ángulo de disparo. Esta solución tiene aplicaciones industriales, en procesos electroquímicos, control de iluminación de bombillas y control de velocidad de motores DC. A estos circuitos rectificadores con SCR se les denomina también convertidores AC-DC. Se clasifican en convertidores monofásicos y trifásicos. Lección 1: CONVERTIDOR MONOFÁSICO AC-DC DE MEDIA ONDA Consiste en el circuito de un rectificador monofásico de media onda, en donde el diodo rectificador se ha reemplazado por un tiristor. La figura 68, muestra el circuito, el primer cuadrante, es decir voltaje DC y corriente DC en la carga positivos y las formas de onda respectivas. Obsérvese cómo durante el semiciclo positivo de Vs, el tiristor se encuentra polarizado directamente, pero no conduce hasta que al terminal de puerta se le aplique un pulso o disparo de tensión en ωt = α. A partir de ese momento, la tensión Vs queda aplicada a la carga R el resto del semiciclo positivo hasta que ωt = π. A partir de ese momento se inicia el semiciclo negativo, quedando el tiristor polarizado inversamente, apagándose o dejando de conducir de forma natural, ya que además la corriente del mismo, io, ha llegado a cero y ha quedado por debajo de la corriente de mantenimiento. El SCR queda apagado desde ωt = π hasta ωt = 2π.

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Figura 68. Convertidor monofásico AC-DC media onda, carga resistiva El valor promedio o DC sobre la carga, se calcula a partir de la forma de onda de Vo, de la siguiente manera:

VDC

1 π ___ Vm sen ωt dωt = Vm (1 + cos α)/(2π); = 2π α

∫

(ECUACION 29)

La ecuación 29, muestra como VDC, depende del ángulo de disparo α. Cuando α=0, VDC, es máximo y equivale a Vm/π, el mismo valor del rectificador de media onda con diodo. Cuando α=π, VDC, es mínimo y equivale a cero. El valor eficaz o RMS sobre la carga, se calcula a partir de la forma de onda de Vo, de la siguiente manera:

[ ∫

1 VRMS = ___ 2π

π

]

1/2

[

1/2

]

(Vm sen ωt)2 dωt = Vm/2 1/π(π - α + (sen 2α)/2) ; (ECUACION 30)

α

La ecuación 30, muestra como VRMS, depende del ángulo de disparo α. Cuando α=0, VRMS, es máximo y equivale a Vm/2, el mismo valor del rectificador de media onda con diodo. Cuando α=π, VDC, es mínimo y equivale a cero. Los parámetros de selección del tiristor empleado como rectificador (no como switch) son los siguientes: •

•

•

•

ITAV: Corriente directa media, que equivale a la máxima corriente promedio rectificada. En este caso el valor de este parámetro de selección se calcula para la condición mas critica (α=0) y por lo tanto vale Vm/(πR). ITRMS: Corriente directa eficaz, que equivale a la máxima corriente eficaz rectificada. En este caso el valor de este parámetro de selección se calcula para la condición mas critica (α=0) y por lo tanto vale Vm/(2R). VRWM: Tensión inversa de pico de trabajo, que equivale a la máxima tensión de polarización inversa que soporta el tiristor antes de entrar en avalancha. En este caso equivale a Vm, según se puede deducir de la figura 68 para la onda VT1. dv/dt: Máximo cambio brusco de polarización inversa a directa. Se asume el intervalo de tiempo de la conmutación como de un microsegundo. El caso critico se presenta cuando α=π/2 y equivale a Vm/1µs, según se deduce de la figura 68 para la onda VT1.

Lección 2: CONVERTIDOR MONOFÁSICO AC-DC DE ONDA COMPLETA

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Consiste en el circuito de un rectificador monofásico de onda completa, en donde los diodos rectificadores se han reemplazado por tiristores y la carga se asume altamente inductiva, de tal manera que la corriente por la carga es continua y libre de componentes armónicas, ya que la carga se comporta como un filtro pasabajas. La figura 69, muestra el circuito, los cuadrantes de operación, en donde existen dos posibilidades de polaridad de la carga en cuanto al voltaje DC (positivo o negativo), mientras que la corriente DC en la carga es siempre positiva. También se muestran las formas de onda respectivas.

Figura 69. Convertidor monofásico AC-DC onda completa, carga inductiva Durante el semiciclo positivo los tiristores 1 y 2 se encuentran polarizados directamente y se disparan simultáneamente cuando ωt = α. A partir de ese momento, la tensión Vs queda aplicada a la carga el resto del semiciclo positivo. Ahora bien, como la carga es inductiva, los tiristores 1 y 2 seguirán conduciendo durante un intervalo del semiciclo negativo ya que la corriente atrasa a la tensión, hasta cuando ωt = π + α. En ese momento se disparan al mismo tiempo los tiristores 3 y4 que se encuentran polarizados directamente y se apagan los

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tiristores 1y2 de forma automática, pues ya se encontraban polarizados inversamente. Durante el intervalo ωt = α hasta ωt = π, el voltaje de entrada Vs y la corriente de entrada is son positivos y por lo tanto la potencia fluye de la red de alimentación a la carga. En este caso el convertidor funciona en modo de rectificación. Durante el intervalo ωt = π hasta ωt = π + α, el voltaje de entrada Vs es negativo y la corriente de entrada is es positiva y por lo tanto la potencia fluye desde la carga a la red de alimentación, es decir de forma inversa. En este caso el convertidor funciona en modo de inversión. Este tipo de convertidor se emplea mucho en la industria hasta potencias de unos 12 KW. El valor promedio o DC sobre la carga, se calcula a partir de la forma de onda de Vo, de la siguiente manera:

VDC

1 π+α ___ Vm sen ωt dωt = (2Vm cos α)/π; = π α

∫

(ECUACION 31)

La ecuación 31, muestra como VDC, depende del ángulo de disparo α. Cuando α=0, VDC, es máximo y equivale a 2Vm/π, el mismo valor del rectificador de media onda con diodo. Cuando α=π, VDC, es mínimo y equivale a - 2Vm/π. El análisis anterior demuestra que en este caso el convertidor opera en los dos cuadrantes, tal como se muestra en la figura 69. El valor eficaz o RMS sobre la carga, se calcula a partir de la forma de onda de Vo, de la siguiente manera:

VRMS

[ ∫

1 ___ = π

1/2

π+α

(Vm sen

ωt)2

α

]

dωt = Vm/√2 = Vs ;

(ECUACION 32)

La corriente DC por la carga es: IDC = Ia = VDC/R, ya que la inductancia en DC se comporta como un cortocircuito. La corriente DC por tiristor es:

ITAV

1 π+α ___ Ia dωt = Ia/2; = 2π α

∫

La corriente RMS por la carga es:

(ECUACION 33)

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IRMS = VRMS/R, ya que la inductancia en DC se comporta como un cortocircuito. La corriente RMS por tiristor es:

ITRMS

[ ∫

1 ___ = 2π

π+α

α

Ia2

]

1/2

dωt = Ia/√2; (ECUACION 34)

Lección 3: CONVERTIDOR TRIFÁSICO AC-DC DE MEDIA ONDA Los convertidores trifásicos son ampliamente utilizados en propulsores de motores DC de velocidad variable. En el caso del convertidor AC-DC de media onda se construye reemplazando los diodos rectificadores del rectificador trifásico de media onda por tiristores. La figura 70, muestra el circuito, los voltajes de fase del sistema trifásico y las corrientes de disparo de puerta de cada tiristor. Se analizará el circuito para una carga altamente inductiva, como en el caso anterior.

Figura 70. Convertidor trifásico AC-DC media onda, carga inductiva La figura 70, muestra la referencia de los disparos de cada tiristor. Por ejemplo en el caso del tiristor 1, el ángulo de disparo se presenta en ωt = π/6 + α, para el tiristor 2, el ángulo de disparo se presenta en ωt = 5π/6 + α y para el tiristor 3, se presenta en ωt = 9π/6 + α. La figura 71, muestra cómo se inicia la conducción del tiristor 1 a partir de ωt = π/6 + α y como se apaga en ωt = 5π/6 + α, aplicando a la carga la tensión de fase R. Por lo tanto el tiristor conduce durante 4π/6 radianes equivalente a 120°.

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Figura 71. Convertidor trifásico AC-DC media onda, conducción del tiristor 1 La figura 72, muestra cómo se inicia la conducción del tiristor 2 a partir de ωt = 5π/6 + α y como se apaga en ωt = 9π/6 + α, aplicando a la carga la tensión de fase S. Por lo tanto el tiristor conduce durante 4π/6 radianes equivalente a 120°.

Figura 72. Convertidor trifásico AC-DC media onda, conducción del tiristor 2 La figura 73, muestra cómo se inicia la conducción del tiristor 3 a partir de ωt = 9π/6 + α y cómo se apaga en ωt = 13π/6 + α, aplicando a la carga la tensión de fase T. Por lo tanto el tiristor conduce durante 4π/6 radianes equivalente a 120°.

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Figura 73. Convertidor trifásico AC-DC media onda, conducción del tiristor 3 Finalmente, la figura 74, muestra la forma de onda del voltaje en la carga.

Figura 74. Convertidor trifásico AC-DC media onda, voltaje en la carga El valor promedio o DC sobre la carga, se calcula a partir de la forma de onda de Vo, cuya frecuencia fundamental es tres veces la de la red de la siguiente manera:

VDC

1 ___ = 2π/3

∫

5π/6+α

Vm sen ωt dωt = (3 √3 Vm cos α)/(2π); (ECUACION 35)

π/6+α

La ecuación 35, muestra como VDC, depende del ángulo de disparo α. Cuando α=0, VDC, es máximo positivo y equivale a 3√3 Vm/2π, el mismo valor del rectificador trifásico de media onda con diodos. Cuando α=π/2, VDC, es cero.

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Cuando α=π, VDC, es máximo negativo y equivale a -3√3 Vm/2π. El análisis anterior demuestra que en este caso el convertidor opera en los dos cuadrantes. El valor eficaz o RMS sobre la carga, se calcula a partir de la forma de onda de Vo, de la siguiente manera: VRMS

[ ∫

1 ___ = 2π/3

5π/6+α

]

1/2

(Vm sen ωt)2 dωt = √3 Vm (1/6 + √3 cos α/(8π))1/2; (ECUACION 36)

π/6+α

La corriente DC por la carga es: IDC = Ia = VDC/R, ya que la inductancia en DC se comporta como un cortocircuito. La corriente DC por tiristor es:

ITAV =

1 ___ 2π

∫

5π/6+α

Ia dωt = Ia/3; (ECUACION 37)

π/6+α

La corriente RMS por la carga es: IRMS = VRMS/R, ya que la inductancia en DC se comporta como un cortocircuito. La corriente RMS por tiristor es:

ITRMS

[ ∫

1 ___ = 2π

5π/6+α

1/2

]

Ia2 dωt = Ia/√3; (ECUACION 38)

π/6+α

Lección 4: CONVERTIDOR TRIFÁSICO AC-DC DE ONDA COMPLETA Estos convertidores se utilizan ampliamente en aplicaciones industriales de hasta 200 KW, en las que se requiera operación en dos cuadrantes. En el caso del convertidor AC-DC de onda completa se construye reemplazando los seis diodos rectificadores del rectificador trifásico de media onda por tiristores. La figura 75, muestra el circuito de este convertidor. Se analizará el circuito para una carga altamente inductiva, como en el caso anterior.

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Figura 75. Convertidor trifásico AC-DC onda completa, carga inductiva

La figura 76, muestra las formas de onda de este convertidor bajo estudio. Las ondas se dibujaron asumiendo que α = π/3. Los tiristores se disparan en el momento en que se presentan cruces en los voltajes de fase, que para el caso de Vcn y Van se presenta en ωt = π/6. A partir de ese momento se inicia la temporización de retardo del ángulo de disparo α, para disparar el tiristor 1 en ωt = π/6 + α, conectando la fase R (a) al terminal positivo de la carga hasta ωt =3π/6 + α,. En este intervalo el tiristor 6 esta en conducción y conecta la fase S (b) al terminal negativo de la carga, para quedar esta con una diferencia de potencial VRS (Vab) equivalente a un voltaje de línea. A partir de ωt = 3π/6 + α, el tiristor 1 continúa en conducción y entra ahora a conducir el tiristor 2, quedando la carga con el voltaje de línea VRT (Vac) hasta cuando ωt = 5π/6 + α. Lo anterior significa que cada tiristor conduce durante 4π/6 es decir 120°. Si los tiristores se numeran en el orden de la figura 76, la secuencia de disparos es: 1-2, 2-3, 3-4, 4-5, 5-6 y 61.

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Figura 76. Convertidor trifásico AC-DC onda completa, formas de onda

El valor promedio o DC sobre la carga, se calcula a partir de la forma de onda de Vo (frecuencia fundamental es seis veces la de la red), tomando a VRS, de la siguiente manera: VDC

1 ___ = π/3

∫

π/2+α

√3 Vm sen (ωt + π/6) dωt = (3 √3 Vm cos α)/π;

π/6+α

(ECUACION 39)

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La ecuación 39, muestra como VDC, depende del ángulo de disparo α. Cuando α=0, VDC, es máximo positivo y equivale a 3√3 Vm/π, el mismo valor del rectificador trifásico de onda completa con diodos. Cuando α=π/2, VDC, es cero. Cuando α=π, VDC, es máximo negativo y equivale a -3√3 Vm/π. El análisis anterior demuestra que en este caso el convertidor opera en los dos cuadrantes, tal como lo muestra la figura 77.

Figura 77. Convertidor trifásico AC-DC onda completa, variación tensión de salida

El valor eficaz o RMS sobre la carga, se calcula a partir de la forma de onda de Vo, de la siguiente manera:

[ ∫

VRMS =

1 ___ π/3

1/2

]

π/2+α

(√3 Vm sen (ωt + π/6))2 dωt = √3 Vm (1/2 + (3√3 cos2α)/4π))1/2; (ECUACION 40)

π/6+α

La corriente DC por la carga es: IDC = Ia = VDC/R, ya que la inductancia en DC se comporta como un cortocircuito. La corriente DC por tiristor es:

ITAV =

1 ___ 2π

∫

5π/6+α

Ia dωt = Ia/3; (ECUACION 41)

π/6+α

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La corriente RMS por la carga es: IRMS = VRMS/R, ya que la inductancia en DC se comporta como un cortocircuito. La corriente RMS por tiristor es:

ITRMS

[ ∫

1 ___ = 2π

5π/6+α

1/2

]

Ia2 dωt = Ia/√3; (ECUACION 42)

π/6+α

Lección 5: CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-AC CON TIRISTORES DE POTENCIA Los convertidores AC-AC tienen las siguientes aplicaciones: Control de potencia: Se mantiene la frecuencia constante (la misma de la red de alimentación, 60 Hz) pero se varía el voltaje eficaz aplicado a la carga con el propósito de controlar la potencia que esta consume. A estos circuitos se les conoce como controladores de fase y sus principales aplicaciones son la calefacción industrial y el control de iluminación de luces. Sólo dejar control de iluminación, la parte “de luces” es redundante • Control de frecuencia: Se les denomina cicloconvertidores, cuya función es convertir potencia AC de una determinada frecuencia en otra potencia AC de otra frecuencia diferente, menor que la primera. La aplicación de esta conversión AC-AC es principalmente la variación de la velocidad de los motores de inducción. CONTROL DE FASE MONOFÁSICO •

El propósito es controlar el voltaje, la corriente y la potencia que entrega una fuente de AC a una carga AC. La figura 78, muestra los circuitos de este tipo de controlador de fase monofásico con base en SCR y TRIAC, como también la forma de onda del voltaje en la carga. Obsérvese que esta onda no tiene valor DC, ya que es totalmente simétrica, debido a que los disparos de las puertas de los tiristores se hacen con un defasamiento de 180° (π radianes). Si la carga es puramente resistiva, la corriente por el circuito se encuentra en fase con el voltaje de carga. En la mayoría de las aplicaciones industriales la carga es puramente resistiva ya que lo que se controla es calor o intensidad lumínica proveniente de un filamento de una bombilla incandescente.

UNIVERSIDAD NACIONAL ABIERTA Y A DISTANCIA – UNAD ESCUELA DE CIENCIAS BÀSICAS TECNOLOGIA E INGENIERIA CONTENIDO DIDÁCTICO DEL CUSO: 299019 – ELECTRÒNICA INDUSTRIAL T1 T2

CIRCUITO CONTROL

CIRCUITO CONTROL

CARGA AC

FUENTE AC

CONTROL AC CON DOS SCR

FUENTE AC

CARGA AC

CONTROL AC CON TRIAC

VOLTAJE APLICADO A LA CARGA (Vo) DISPARO PUERTA T2 (π+α)

DISPARO PUERTA T1 (α)

ANGULO DE DISPARO (α) ANGULO DE CONDUCCION (θ)

Figura 78. Convertidor AC-AC. Control de fase monofásico El valor eficaz o RMS sobre la carga, se calcula a partir de la forma de onda de Vo, de la siguiente manera: VRMS

[ ∫

2 ___ = 2π

1/2

π

α

( Vm sen ωt

)2

]

dωt

= Vm/√2 (1/π(π - α + (sen2α)/2))1/2;(ECUACION 43)

Variando el ángulo de disparo α, desde 0 hasta π, se puede variar el VRMS de la carga desde Vm/√2 hasta 0 voltios respectivamente y así de esta manera se varía la potencia en la carga R, ya que la potencia es: P = VRMS2/ R. La figura 79 muestra un circuito de control de fase monofásico, cuyo tiristor es un TRIAC y el circuito de control de disparo de puerta, permite control de potencia de

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la carga desde un 5% a un 95%. En este circuito con R3 se ajusta el mínimo ángulo de disparo posible (95% de potencia). R1 consiste en un potenciómetro lineal de eje con el cual se varia el ángulo de disparo, es decir que α = f(R1).

Figura 79. Convertidor AC-AC. Control de fase monofásico con TRIAC

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CAPITULO 5: CONTROL DE FASE TRIFASICO

Introducción La figura 80, muestra el convertidor AC-AC trifásico, alimentando cargas resistivas conectadas en estrella. Estos circuitos simétricos son bastante empleados porque no generan tensiones DC y un menor contenido de armónicos (explicar qué son armónicos). La secuencia de disparo de los tiristores es T1, T2, T3, T4, T5, T6. Para que fluya la corriente a través del controlador de corriente, por lo menos dos tiristores deben conducir. Si todos los dispositivos fueran diodos, tres diodos conducirían simultáneamente siendo el ángulo de conducción de cada uno de ellos de 180°. Recordando las ecuaciones que definen los voltajes de fase: VRN = Vm sen ωt VSN = Vm sen (ωt - 2π/3) VTN = Vm sen (ωt - 4π/3) Los voltajes de línea son los siguientes: VRS = √3 Vm sen (ωt + π/6) VST = √3 Vm sen (ωt - π/2) VTR = √3 Vm sen (ωt - 7π/6) T1 T4

R

r

R

T3 T6

N

S

s

R n

T5 T2

T

t

R

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Figura 80. Convertidor AC-AC. Control de fase trifásico con SCR Dibujar la forma de onda del voltaje de fase en el lado de la carga es bastante complejo. A continuación se describe los valores que toma Vrn en un ciclo, para un ángulo de disparo α = 60°: • 0 < ωt < 60° : Vrn = 0; No conduce ningún tiristor • 60 < ωt < 120° : Vrn = 0.5 VRS; Conducen T1, T3 • 120 < ωt < 180°: Vrn = 0.5 VRT; Conducen T1, T5 • 180 < ωt < 240°: Vrn = 0; No conduce ningún tiristor • 240 < ωt < 300°: Vrn = 0.5 VRS; Conducen T4, T6 • 300 < ωt < 360°: Vrn = 0.5 VRT; Conducen T4, T2 En este tipo de convertidor AC-AC el rango del ángulo de disparo es: 0< α < 150°. El voltaje de salida RMS para la fase r, Vrn, del lado de la carga es: • VRMS

• VRMS

• VRMS

Para 0< α < 60°:

[ ∫

1 ___ = 2π

( Vrn

0

[

1/2

]

2π

)2

dωt

]

1/2

= √3 Vm 1/π(π/6 – α/4 + (sen2α)/8) ;

(ECUACION 44)

Para 60° < α < 90°:

[ ∫

1 ___ = 2π

0

( Vrn

[

1/2

]

2π

)2

dωt

1/2

]

= √3 Vm 1/π(π/12 + (3 sen2α)/16 + (√3 cos2α)/16) ;(EC. 45)

Para 90° < α < 150°:

[ ∫

2π

1/2

]

[

1/2

]

1 ___ ( Vrn )2 dωt = √3 Vm 1/π(5π/24 - α/4 + (sen2α)/16 + (√3 cos2α)/16) ; (EC. 46) = 2π 0

Lección 1: CICLOCONVERTIDOR MONOFÁSICO/MONOFASICO Un cicloconvertidor es un variador de frecuencia que convierte potencia AC de una frecuencia a otra frecuencia menor mediante conversión AC-AC. La mayor aplicación de estos circuitos es el control de velocidad de motores AC de baja velocidad hasta 15 KW, con frecuencias en el rango de 0 hasta 20 Hz. El circuito del cicloconvertidor monofásico/monofásico se muestra en la figura 81, junto con la forma de onda del voltaje de salida.

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Figura 81. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor monofásico/monofásico En la figura 81, se puede observar que la carga se conecta a dos convertidores AC-DC de onda completa. Uno se emplea para el control de los semiciclos positivos del voltaje de salida (Convertidor P) y el otro el de los semiciclos negativos (Convertidor N). Obsérvese como los tiristores del convertidor N están conectados invertidos con respecto a los del convertidor P. El convertidor positivo está activo durante medio ciclo del periodo de la onda de salida (To/2) y lo mismo sucede con el convertidor negativo. Para que la onda de salida sea simétrica y tenga un valor DC igual a cero los ángulos de disparo de ambos convertidores deben ser iguales, el positivo medido desde el inicio del primer ciclo positivo y el del negativo medido desde el primer ciclo negativo. En la figura 81 se muestra una onda de voltaje de salida con tres semiciclos positivos controlados con duración de 3π y tres semiciclos negativos de igual duración para un periodo de To igual a 6π. Si la frecuencia de entrada es de 60 Hz, para un periodo de 2π, para un periodo de salida tres veces mayor la frecuencia será tres veces menor, es decir de 20 Hz. El valor RMS se calcula de la siguiente manera, para la onda de 20 Hz: VRMS

[ ∫

6 ___ = 6π

π

α

1/2

]

( Vm sen ωt )2 dωt

= Vm/√2 (1/π(π - α + (sen2α)/2))1/2;(ECUACION 47)

La ecuación anterior aplica para la siguiente condición: 0< α < π.

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Lección 2: CICLOCONVERTIDOR TRIFÁSICO/MONOFÁSICO La figura 82, muestra el circuito y la forma de onda de salida de un cicloconvertidor trifásico/monofásico. Se utilizan dos convertidores AC-DC trifásicos de onda completa, uno para los ciclos positivos y el otro para los negativos. En la figura 82, se muestra una onda de salida con un periodo de 10π, que equivale a 5 veces más que el periodo de la red de alimentación de 60 Hz, por lo tanto la frecuencia de la onda de salida será 5 veces menor es decir de 12 Hz. El análisis de este cicloconvertidor es similar al de los convertidores monofásico/monofásico. Este tipo de cicloconvertidor se utiliza para el control de velocidad de motores de inducción monofásicos pero de mayor potencia.

Figura 82. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor trifásico/monofásico 5.5 CICLOCONVERTIDOR TRIFÁSICO/TRIFASICO Cuando el motor de inducción a controlar su velocidad es trifásico se requiere de un convertidor trifásico/trifásico. Empleando tres cicloconvertidores trifásicos/monofásicos como los de la figura 82, uno por cada fase, se construye un cicloconvertidor trifásico/trifásico, tal como se muestra en la figura 83.

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Figura 83. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor trifásico/ trifásico

Lección 3: TRANSISTORES DE POTENCIA Los transistores de potencia se utilizan como interruptores, debido a que tienen características de encendido (ON) y apagado (OFF), que se pueden controlar desde uno de sus terminales. La velocidad de conmutación de los transistores es mayor que la de los tiristores y por lo tanto son los dispositivos ideales para las aplicaciones en convertidores DC-AC y DC-DC, de baja y media potencia ya que sus especificaciones de tensión y corriente es menor que la de los tiristores mismos. Se analizaran en este capitulo, los principios de funcionamiento y especificaciones técnicas de los transistores MOSFET (Transistores Semiconductores de Metal Oxido de Efecto de Campo) y los IGBT (Transistores Bipolares de Compuerta Aislada), ya que son los mas ampliamente utilizados en electrónica de potencia. EL TRANSISTOR MOSFET EN CONMUTACIÓN En este tipo de transistor su funcionamiento está basado en el transporte de carga asociado a un único tipo de portadores, ya sea electrones libres o huecos (e- o p+). Debido a ello, a veces son conocidos con el nombre de transistores unipolares, a diferencia de los transistores bipolares (BJT), en los que el transporte de carga se realiza mediante ambos tipos de portadores inyectados a través de las uniones PN polarizadas directamente.

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Desde el punto de vista físico, el principio de funcionamiento se centra en la acción de un campo eléctrico sobre cargas eléctricas, provocando su desplazamiento y, por ende, la corriente eléctrica. De ahí su nombre genérico de: FET - Field Effect Transistor. Se han desarrollado diversas estructuras de transistores FET, según la tecnología y/o necesidades. Las más importantes son las implementadas con tecnologías sobre Silicio (Si) como el JFET, o Junction FET, y el MOSFET, o Metal-OxideSemiconductor FET.

Existen cuatro tipos de transistores MOSFET: • MOSFET de enriquecimiento de canal N • MOSFET de enriquecimiento de canal P • MOSFET de empobrecimiento de canal N • MOSFET de empobrecimiento de canal P Estudiaremos el principio de funcionamiento del MOSFET de enriquecimiento de canal N ya que el transistor MOSFET, mas empleado en electrónica de potencia. ESTRUCTURA METAL-OXIDO-SEMICONDUCTOR (MOS) La estructura MOS se compone de dos terminales y tres capas: Un SUBSTRATO de silicio, puro o poco dopado p o n, sobre el cual se genera una capa de OXIDO DE SILICIO (SiO2) que posee características dieléctricas o aislantes. Por último, sobre esta se coloca una capa de METAL (Aluminio o polisilicio), que posee características conductoras. En la parte inferior se coloca un contacto óhmico, como se muestra en la Figura 84.

Figura 84. Estructura MOS

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La estructura MOS actúa como un condensador de placas paralelas en el que G y B son las placas y el óxido el aislante. De este modo, cuando VGB=0, la carga acumulada es cero y la distribución de portadores es aleatoria y correspondiente al estado de equilibrio en el semiconductor. Si VGB > 0, aparece un campo eléctrico entre los terminales de puerta y substrato. La región semiconductora p se comporta creando una región de empobrecimiento de cargas libres p+ (zona de deplexión), al igual que ocurriera en la región P de una unión PN cuando estaba polarizada negativamente. Esta región de iones negativos se incrementa con VGB. Al llegar a una cota de VGB, los iones presentes en la zona semiconductora de empobrecimiento no pueden compensar el campo eléctrico y se provoca la acumulación de cargas negativas libres (e-) atraídos por el terminal positivo. Se dice entonces que la estructura ha pasado de estar en inversión débil a inversión fuerte. El proceso de inversión se identifica con el cambio de polaridad del substrato debajo de la región de puerta. En inversión fuerte, se forma así un CANAL de e- libres en las proximidades del terminal de gate (puerta) y de huecos p+ en el extremo de la puerta. La intensidad de puerta, iG, es cero, puesto que en continua se comporta como un condensador (GB). Por lo tanto, la impedancia desde la puerta al substrato es prácticamente infinita e iG=0 siempre en estática. Básicamente, la estructura MOS permite crear una densidad de portadores libres suficiente para sustentar una corriente eléctrica, tal como se muestra en la figura 85.

Figura 85. Estructura MOS: (a) Inversión débil; (b) Inversión fuerte MOSFET DE ENRIQUECIMIENTO DE CANAL N Se trata de una estructura MOS de cuatro terminales en la que el substrato semiconductor es de tipo p poco dopado. A ambos lados de la interfase OxidoSemiconductor se han practicado difusiones de material n, fuertemente dopado (n+), tal como se puede observar en la figura 86, junto con su símbolo.

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D

B G S

Figura 86. Estructura MOSFET de enriquecimiento Canal N y símbolo. Los cuatro terminales de la estructura de la Figura 86 son: • G -- Puerta o Gate • B -- Substrato o Body • D -- Drenador o Drain • S -- Fuente o Source Obsérvese la estructura MOS de la Figura 87. En ella aparecen diversas fuentes de tensión polarizando los diversos terminales: VGS, VDS. Los terminales de substrato (B) y fuente (S) se han conectado a GND. De este modo, VSB=0, se dice que no existe efecto substrato. En los MOSFET se cumple siempre la siguiente condición: iG=0 e iD = iS.

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Figura 87. Polarización del MOSFET de enriquecimiento de canal N Se consideran ahora tres casos, según los valores que tome la tensión vGS: 1) VGS = 0 Esta condición implica que VGB=0, puesto que VSB=0. En estas condiciones no existe efecto campo y no se crea el canal de e- debajo de la puerta. Las dos estructuras PN se encuentran cortadas (B al terminal más negativo) y aisladas. iDS = 0 aproximadamente, pues se alimenta de las intensidades inversas de saturación. (VGS= 0
iDS= 0) 2) La tensión VGS crea la zona de empobrecimiento o deplexión en el canal. Se genera carga eléctrica negativa en el canal debida a los iones negativos de la red cristalina (similar a la de una unión PN polarizada en la región inversa), dando lugar a la situación de inversión débil anteriormente citada. La aplicación de un campo eléctrico lateral VDS > 0, no puede generar corriente eléctrica iDS. 3) La tensión VGS da lugar a la inversión del canal y genera una población de elibres debajo del oxido de puerta y p+ al fondo del substrato. Se forma el CANAL N o canal de electrones, entre el drenador y la fuente (tipo n+) que modifica las características eléctricas originales del sustrato. Estos electrones son cargas libres, de modo que en presencia de un campo eléctrico lateral podrían verse acelerados hacia D o S. Sin embargo, existe un valor mínimo de VGS para que el número de electrones sea suficiente para alimentar esa corriente es VTn, denominada TENSIÓN UMBRAL. Por lo tanto, se pueden diferenciar dos zonas de operación para valores de vGS positivos: Si VGS < VTn la intensidad iDS = 0 (en realidad solo es aproximadamente cero) y se dice que el transistor opera en inversión débil. En ella, las corrientes son muy pequeñas y su utilización se enmarca en contextos de muy bajo consumo de potencia. Se considerará que la corriente es siempre cero. En este caso el transistor se encuentra en CORTE (OFF). • Si VGS >= VTn, entonces iDS es distinto de cero, si VDS es mayor de cero. Se dice que el transistor opera en inversión fuerte. La figura 88 (a) muestra el caso de la inversión débil y la 88 (b) la inversión fuerte. •

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Figura 88. (a) Inversión débil; (b) Inversión fuerte Mientras mayor sea el valor de VGS, mayor será la concentración de cargas libres en el canal y por tanto, será superior la corriente iDS. Al ser la intensidad iDS proporcional a VGS y VDS, se puede estudiar la relación paramétrica (iDS, VDS) con VGS como parámetro. Se obtiene la curva de la Figura 89. En ella se aprecia cómo a partir de un valor dado de la tensión VDS, la intensidad iDS permanece constante. En este caso se dice que el transistor se encuentra en SATURACIÓN (ON).

Figura 89. Característica I-V del MOSFET de enriquecimiento canal N

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Se puede resumir lo expuesto de la siguiente manera: •

REGION DE CORTE: VGS = 0 , entonces, iDS = 0

•

REGION DE CONDUCCION: VGS >= VT, entonces, iDS > 0, si VDS > 0. Dentro de esta región existen dos posibles estados del MOSFET: -

REGION ÓHMICA: iDS aumenta con VDS, es decir, el MOSFET se comporta como una resistencia (no lineal). - REGION DE SATURACIÓN: iDS es aproximadamente constante con VDS. El MOSFET se comporta como una fuente de intensidad controlada por tensión (VGS = cte). PARAMETROS DE SELECCIÓN DE UN MOSFET COMO SWITCH A continuación se presentan las especificaciones técnicas de un transistor MOSFET de enriquecimiento canal N, fabricado por Internacional Rectifier (www.ifr.com):

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Lección 4: EL TRANSISTOR IGBT EN CONMUTACIÓN El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor) es un dispositivo semiconductor que generalmente se aplica como interruptor controlado en circuitos de electrónica de potencia. Posee la características de las señales de puerta de los transistores de efecto campo con la capacidad de alta corriente y voltaje de baja saturación del transistor bipolar, combinando una puerta aislada FET para la entrada de control y un transistor bipolar como interruptor en un solo dispositivo. El circuito de excitación del IGBT es como el del MOSFET, mientras que las características de conducción son como las del BJT. CAMPOS DE APLICACIÓN Los transistores IGBT han permitido desarrollos hasta entonces no viables en particular en los variadores de frecuencia así como en las aplicaciones en maquinas eléctricas y convertidores de potencia, en aplicaciones del automóvil, tren, metro, autobús, avión, barco, ascensor, electrodoméstico, televisión, domótica, Sistemas de Alimentación Ininterrumpida o SAI (en Inglés UPS), etc. El IGBT es adecuado para velocidades de conmutación de hasta 20 KHz y ha sustituido al BJT en muchas aplicaciones. Es usado en aplicaciones de altas y medias energías como fuente conmutada, control de la tracción en motores y cocina de inducción. Grandes módulos de IGBT consisten en muchos dispositivos colocados en paralelo que pueden manejar altas corrientes del orden de cientos de amperios con voltajes de bloqueo de 6.000 voltios.

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Se puede concebir el IGBT como un transistor Darlington híbrido. Tiene la capacidad de manejo de corriente de un bipolar pero no requiere de la corriente de base para mantenerse en conducción. Sin embargo las corrientes transitorias de conmutación de la base pueden ser igualmente altas. En aplicaciones de electrónica de potencia es intermedio entre los tiristores y los MOSFET. Maneja más potencia que los segundos siendo más lento que ellos y lo inverso respecto a los primeros. Este es un dispositivo para la conmutación en sistemas de alta tensión. La tensión de control de puerta es de unos 15 V. Esto ofrece la ventaja de controlar sistemas de potencia aplicando una señal eléctrica de entrada muy débil en la puerta. PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO DE UN IGBT La figura 90, muestra la construcción interna de un IGBT. Obsérvese que es similar a la de un MOSFET, pero se le ha agregado una capa de material P+, para obtener el terminal de colector.

Figura 90. Estructura interna de un IGBT La figura 91, muestra el circuito equivalente del IGBT y su respectivo símbolo.

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Figura 91. Circuito equivalente y símbolo de un IGBT Considérese que el IBGT se encuentra bloqueado inicialmente. Esto significa que no existe ningún voltaje aplicado al Gate. Si un voltaje VGS es aplicado al Gate, el IGBT se enciende inmediatamente, la corriente IC es conducida y el voltaje VCE se va desde el valor de bloqueo hasta cero. La corriente IC persiste para el tiempo TON en el que la señal en el Gate es aplicada. Para encender el IGBT, el terminal de colector C debe ser polarizada positivamente con respecto al terminal de emisor E. LA señal de encendido es un voltaje positivo VG que es aplicado al Gate G. Este voltaje, si es aplicado como un pulso de magnitud aproximada de 15V, puede causar que el tiempo de encendido sea menor a 1 µs, después de lo cual la corriente de Ic es igual a la corriente de carga IE (asumida como constante). Una vez encendido, el dispositivo se mantiene así por una señal de voltaje en el Gate. Sin embargo, en virtud del control de voltaje la disipación de potencia en el Gate es muy baja. EL IGBT se apaga simplemente removiendo la señal de voltaje VG de la terminal Gate. La transición del estado de conducción al estado de bloqueo puede tomar apenas 2 micro segundos, por lo que la frecuencia de conmutación puede estar en el rango de los 50 kHz. EL IGBT requiere un valor límite VGTH para el estado de cambio de encendido a apagado y viceversa. Este es usualmente de 4 V. Arriba de este valor el voltaje VCE cae a un valor bajo cercano a los 2 V. Como el voltaje de estado de encendido se mantiene bajo, el Gate debe tener un voltaje arriba de 15 V, y la corriente Ic se autolimita. PARAMETROS DE SELECCIÓN DE UN IGBT COMO SWITCH

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A continuación se presentan las especificaciones técnicas de un transistor IGBT, canal N fabricado por Internacional Rectifier (www.ifr.com):

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Lección 5: CIRCUITOS CONVERTIDORES DC - AC La generación de una señal alterna (AC) a partir de una fuente de corriente continua (DC) es uno de los procesos de conversión de potencia eléctrica más empleados en la actualidad. Entre sus aplicaciones cabe mencionar el control de sistemas de iluminación de emergencia, autotrónica, control de motores de imán permanente y control de posición y velocidad de motores de inducción (Véase la figura 92). Los circuitos que llevan a cabo esta conversión reciben el nombre de inversores.

Figura 92. Aplicación de los inversores en drivers de motores AC Otro campo de gran demanda para los inversores es el de los sistemas de alimentación ininterrumpidos (UPS) que permiten la operación segura de cargas críticas como los sistemas satelitales, equipo para control de tráfico aéreo, nodos de Internet, transacciones bancarias y equipos para soporte de la vida, entre otros. La figura 93, muestra el diagrama de bloques de una UPS. En conclusión, un inversor es un circuito utilizado para convertir corriente continua en corriente alterna. La función de un inversor es cambiar un voltaje de entrada de corriente directa a un voltaje simétrico de salida de corriente alterna, con la magnitud y frecuencia deseada por el usuario o el diseñador.

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Figura 93. Aplicación de los inversores en UPS Los inversores son utilizados en una gran variedad de aplicaciones, desde pequeñas fuentes de alimentación para computadoras (fuentes conmutadas), hasta aplicaciones industriales para manejar alta potencia. Los inversores también son utilizados para convertir la corriente continua generada por los paneles solares fotovoltaicos, acumuladores o baterías, etc, en corriente alterna y de esta manera poder ser inyectados en la red eléctrica o usados en instalaciones eléctricas aisladas. (Véase la figura 94).

Figura 94. Aplicación de los inversores en conversión de energías alternativas Un inversor simple consta de un oscilador que controla a un transistor, el cual es utilizado para interrumpir la corriente entrante y generar una onda cuadrada. Esta onda cuadrada alimenta a un transformador que suaviza su forma,

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haciéndola parecer un poco más una onda senoidal y produciendo el voltaje de salida necesario. Las formas de onda de salida del voltaje de un inversor ideal debería ser sinusoidal. Los inversores, se pueden clasificar en general de dos tipos: • Inversores monofásicos (120 V- 60 Hz) • Inversores trifásicos. (3 X120/208 V – 60 Hz) Las normas generales que deben cumplir los inversores son: Dado que los inversores deben proveer una salida de corriente alterna, ésta debe tener valor medio nulo y ser simétrica respecto al eje del tiempo, con los dos semiperíodos de forma idéntica, de igual duración, desfasados de 180° y de signos opuestos. A su vez cada semiperíodo debe ser simétrico respecto a 90°. • En los inversores trifásicos, además se exige que las tres ondas de salida constituyan un sistema simétrico y equilibrado. • El inversor ideal debería entregar una onda de tensión senoidal, es decir sin contenido armónico, como lo es la tensión de red. Por tanto, mejor prestación y rendimiento tendrá aquel inversor cuya salida tenga menor cantidad de armónicos. • Todos los inversores cualquiera sea el tipo, debe estar preparados para alimentar cargas con componentes reactivos. • El circuito de potencia de los inversores se implementa con elementos de conmutación: MOSFET, BJT, MCT, SIT, IGBT, GTO, SCR, etc. La elección del elemento adecuado es en función de la potencia; tensión y frecuencia requeridos por la carga y el costo del mismo. •

El circuito de control de hecho deberá adaptarse al elemento seleccionado no sólo para el correcto funcionamiento del inversor, sino además para cumplir con las condiciones particulares que exija la aplicación.

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CAPITULO 6: INVERSORES MONOFÁSICOS

Introducción Para bajas (desde unos 500w), medianas y altas potencias (hasta 10 KW) en aplicaciones monofásicas este inversor es el circuito por excelencia, no obstante cuando la fuente de alimentación es de 6V o menor, no es recomendable ya que conducen dos elementos en serie y por tanto su rendimiento no será bueno.

Lección 1: INVERSOR MONOFÁSICO DE MEDIO PUENTE O PUSH PULL Para bajas (desde unos 500w), medianas y altas potencias (hasta 10 KW) en aplicaciones monofásicas este inversor es el circuito por excelencia, no obstante cuando la fuente de alimentación es de 6V o menor, no es recomendable ya que conducen dos elementos en serie y por tanto su rendimiento no será bueno. La figura 95, muestra el circuito de potencia implementado con fuente de tensión DC (E), utilizando transistores, pudiendo emplearse cualquier otro elemento de potencia (MOSFET, IGBT), menos tiristores.

Figura 95. Puente Inversor Monofásico La fuente se ha representado por una batería, pudiendo ser un rectificador a diodos o controlado según la necesidad, pero es necesario que la tensión que alimenta al puente no presente ondulación, es decir que sea lo más continua posible, por tanto son recomendables los rectificadores polifásicos con filtro a capacitor de salida. La conducción se establece en forma diagonal, los transistores Q1 y Q2 conducen al mismo tiempo durante un semiciclo y luego en el otro semiciclo conducen Q3 y

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Q4. Siempre y sin excepción la conducción, cualquiera sea los elementos utilizados se realiza en conmutación, es decir los estados son corte y saturación, nunca quedan operando en zona activa, salvo el momento en que se produce la conmutación. Dichos transistores operan de acuerdo a la señal que reciben en sus bases, para el caso de que la salida aplicada a la carga se pretenda de onda cuadrada, la señal será también cuadrada. La corriente de carga es un parámetro dependiente y por tanto adoptará una forma de onda impuesta por dicha carga. En la figura 96 se muestran las señales de excitación de los transistores y en la figura 97, la tensión de salida aplicada sobre la carga. Para una carga R pura la corriente tendrá esta misma forma de onda, mientras que para una carga inductiva L pura, la corriente será lineal por tramos y atrasada en 90° de la tensión como se ve en la figura 97.

Figura 96. Tensiones de control del Puente Inversor Monofásico Puede apreciarse aquí la intervención de los diodos que conducen durante un tiempo de T/4, de manera que los transistores en este caso han reducido su tiempo de conducción que para carga R pura es de T/2, a tan solo T/4. En efecto cuando conducen los transistores Q1 y Q2 se tiene tensión en la carga positiva y corriente positiva, por tanto la potencia entregada a la carga es positiva, la fuente entrega energía a la carga, mientras que cuando conducen los diodos D3

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y D4, la tensión es negativa y la corriente sigue siendo positiva, resultando una potencia negativa, la carga devuelve energía a la fuente. Como la carga es L pura, la energía puesta en juego es puramente reactiva, no hay consumo de energía y en consecuencia toda la energía recibida por la inductancia es devuelta a la fuente.

Figura 97. Tensiones y corriente de salida del Puente Inversor Monofásico con carga puramente inductiva Los dos casos vistos de carga R pura y L pura en la práctica solo pueden aproximarse a casos particulares, por ejemplo cuando la carga se acopla a través de un transformador de salida, cabe hacer el estudio para el caso de que dicho transformador se encuentre en vacío, siendo entonces los resultados muy similares al de carga inductiva pura. Los casos reales en general son de cargas RL, como el mostrado en la figura 98.

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Figura 98. Tensiones y corriente de salida del Puente Inversor Monofásico con carga RL Nótese aquí como se ha reducido el tiempo de conducción de los diodos y ha mejorado el defasaje entre corriente y tensión. El valor RMS de la tensión de salida se calcula de la siguiente manera:

VRMS

[ ∫

2 ___ = T

1/2

]

T/2

0

( E )2 dt

= E; (ECUACION 48)

Desarrollando la serie trigonométrica de Fourier para la tensión de salida del inversor se tiene:

∞

Vo(t) = (4/π) E

∑

n =1,3 ,5 ,

1 . Senwt n

(ECUACION 49)

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El valor RMS para la tensión de salida fundamental o primer armónico (n=1), es el siguiente: V1RMS = 4 E / (√2π) = 0.9 E ; (ECUACION 50) La ecuación 50, muestra el valor RMS de la tensión de salida si se empleara un filtro pasabajas que dejara pasar solo la componente fundamental y la onda sería una senoidal pura. La figura 99, muestra el espectro de frecuencia de la onda cuadrada de tensión de salida del inversor.

Figura 99. Espectro de frecuencia de la tensión de salida del Puente Inversor Monofásico

Lección 2: INVERSOR TRIFÁSICO El inversor trifásico se utiliza normalmente para los circuitos que necesitan una elevada potencia a la salida. Los primarios de los transformadores deben estar aislados unos de los otros, sin embargo, los secundarios se pueden conectar en triángulo o en estrella, tal como se muestra en la figura 100. Los secundarios de los transformadores se conectan normalmente en estrella para de esta forma eliminar los armónicos de orden 3, (n = 3, 6,9...) de la tensión de salida.

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Figura 100. Formas de conexión de los secundarios de los transformadores Este inversor se puede conseguir con una configuración de seis transistores y seis diodos como se muestra en la figura 101, que muestra tres inversores monofásicos conectados en paralelo.

Figura 101. Inversor trifásico puente A los transistores le podemos aplicar dos tipos de señales de control: desfasadas 120º ó 180º entre sí. A continuación se analizara únicamente el caso de las señales de control desfasadas 180°. Cada transistor conduce durante 180º. Desfasando convenientemente las señales de control de los transistores se hace que conduzcan en cualquier instante tres de ellos. En la figura 101 cuando se dispara Q1 el terminal “a” queda conectado al extremo positivo de la fuente de continua.

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Se tienen seis modos de operación durante un ciclo y la duración de cada uno de ellos es de 60º, siendo la secuencia de disparo de los transistores: 1,2,3 - 2,3,4 3,4,5 - 4,5,6 - 5,6,1 - 6,1,2. Las señales aplicadas en puerta a los transistores se muestran en la figura 102.

Figura 102. Señales de control de puerta y tensiones de línea del Inversor trifásico puente Existen tres modos de operación por semiciclo y sus circuitos equivalentes se muestran en la figura 103.

Figura 103. Circuitos equivalentes por semiciclo del Inversor trifásico puente

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A continuación se hace el análisis de circuitos de cada uno de los tres modos, para las tensiones de fase:

•

Modo 1 para 0 < ωt < π/3 se tiene:

•

Modo 2 para π/3 < ωt < 2π/3 se tiene:

•

Modo 3 para 2π/3 < ωt < π se tiene:

La figura 104, muestra las formas de onda de las tensiones de fase y las tensiones de línea, recordando que las tensiones de fase son:

• Van, • Vbn, • Vcn Las tensiones de línea se forman a partir de las de fase de la siguiente manera: •

Vab = Van – Vbn

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• •

Vbc = Vbn – Vcn Vca = Vcn – Van

Figura 104. Tensiones de fase y de línea del Inversor trifásico puente Obsérvese como tanto las tensiones de fase y de línea se encuentran desfasadas 120°, como era de esperarse en un sistema trifásico.

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Desarrollando la serie trigonométrica de Fourier para las tensiones de línea se tiene:

(ECUACION 50)

(ECUACION 51)

(ECUACION 52)

Las tensiones eficaces de línea se calculan de la siguiente manera:

(ECUACION 53) De la ecuación 50 se obtiene el voltaje RMS de línea de la n-ésima componente:

(ECUACION 54)

Haciendo n = 1, se obtiene el valor RMS de línea del primer armónico:

(ECUACION 55)

El valor RMS de la tensión de fase se calcula a partir de la tensión de línea así:

(ECUACION 56)

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Lección 3: INVERSOR TRIFÁSICO COMERCIAL A continuación se muestra las características técnicas de un inversor trifásico comercial de 100 KW (www.xantres.com):

El diseño del inversor para conexión a red GT100E proviene de nuestra probada plataforma para sistemas fotovoltaicos y aerogeneradores, utilizada en el mercado norte-americano y europeo. Fácil de instalar y operar, el GT100E automáticamente controla el arranque y la parada. Incorpora un sistema avanzado de seguimiento de la potencia máxima (MPPT) para maximizar la energía obtenida de los paneles fotovoltaicos. Para minimizar las pérdidas durante el proceso de inversión, usamos tecnología de conmutación mediante transistores bipolares de puerta aislada (IGBTs). Se pueden paralelizar múltiples inversores para instalaciones de más potencia. Diseñado para las instalaciones fotovoltaicas europeas, el GT100E cumple con todos los requisitos CE, el Real Decreto en España (RD 661/2007) y ha sido certificado por TÜV Rheinland. Características:

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Controles mediante procesador digital de señal (DSP) con autodiagnósticos y panel VFD para visualizar el estado operativo. • El inversor posee desconectores y seccionadores. • Fallos de sobretensión, infratensión y protección de frecuencia provocando la parada del inversor. • La protección anti-isla previene la generación de energía en caso de corte de energía. • El usuario puede definir los puntos de potencia en función de los paneles, así como para personalizar las secuencias de arranque y parada. • Software gráfico para comunicación y control en tiempo real. Opciones:

•

• • • •

Monitorización remota mediante módem telefónico Notificación de fallos vía MODEM Adquisición de datos y registro Extensiones de garantía

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Lección 4: CONVERTIDORES DC - DC Los convertidores son dispositivos electrónicos encargados de transformar la energía suministrada a la entrada en otra de características predeterminadas. El concepto de conversión estática de energía constituye un aspecto esencial para cualquier sistema basado en componentes electrónicos, desde un computador a un instrumento de medida, pasando por un periférico o un sistema de telecomunicaciones. Dentro de este concepto, la conversión de corriente continua a corriente continua (DC/DC) tiene una gran importancia, ya que la gran mayoría de los equipos electrónicos e informáticos, tanto de uso doméstico como industrial, precisan de una alimentación de tensión continua. A menudo ésta debe obtenerse a partir de la red, siendo necesario realizar previamente una conversión AC/DC. La conversión DC/DC significa la obtención de una tensión continua con unas características determinadas a partir de otro nivel de tensión que no las posee. En la actualidad existen dos métodos claramente diferenciados para realizar la conversión DC/DC: Los convertidores lineales basados en el empleo de un elemento regulador que trabaja en su zona resistiva disipando energía. • Los convertidores conmutados, que se basan en el empleo de elementos semiconductores que trabajan en conmutación (corte/conducción), regulando de esta forma el flujo de potencia hacia la salida del convertidor. Estos dispositivos semiconductores pueden ser, indistintamente, un transistor (BJT, MOSFET, IGBT) o un tiristor o GTO. Debido al gran número de ventajas patentes entre este tipo de convertidores (conmutados) sobre los anteriores (lineales), analizaremos únicamente los principios de los convertidores conmutados, también denominados choppers. La figura 105 muestra la concepción de un convertidor DC-DC.

•

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Figura 105. Principio de un convertidor DC-DC Ahora bien, las aplicaciones de fundamentalmente sobre dos campos:

los

convertidores

DC/DC

recaen

Fuentes de alimentación conmutadas. Son fuentes de alimentación en las que el regulador en vez de ser lineal es conmutado, consiguiéndose un importante aumento del rendimiento y una buena respuesta dinámica. • Alimentación de motores de corriente continua, cuya regulación requiere tensiones continuas variables. Las potencias utilizadas en este caso son considerables. Como un convertidor DC/DC es un sistema electrónico cuya misión es transformar una corriente continua en otra de igual carácter pero diferente valor, se puede encontrar un símil en alterna con los transformadores y su relación de transformación.

•

En función de la razón existente entre la tensión de entrada en el chopper y la de salida se pueden clasificar los convertidores DC/DC, en principio de forma general en:

•

•

Convertidores reductores: La tensión que se obtiene a la salida del chopper es inferior a la aplicada a la entrada. En este caso la razón de transformación dada por VDC/E es menor que la unidad. Donde VDC es el valor promedio de la tensión de salida y E es el valor DC de la tensión de entrada al convertidor. Convertidores elevadores: La tensión de salida es mayor que la que existe a la entrada. Por lo que VDC/E>1.

Lección 5: CONVERTIDOR DC-DC REDUCTOR

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La figura 106 muestra el circuito básico de un convertidor DC-Dc reductor con carga resistiva pura y empleando como dispositivo de conmutación un transistor MOSFET o un IGBT. 1 VE F

VGS

0

VGS

VF

E

VO

VO

T ON

T

T ON

T

t

VDC 0

t

Figura 106. Convertidor DC-DC reductor El conmutador se abre y se cierra siguiendo una señal de periodo “T” denominado periodo de convertidor. El tiempo durante el cual el conmutador está cerrado, y por tanto la carga se encuentra conectada a la fuente primaria de energía, se denominara tiempo de conducción, “TON”. Por otro lado el tiempo que el conmutador permanece abierto, dejando aislada la carga, se llamará tiempo de bloqueo, “TOFF”. La suma de TON y TOFF, como se puede apreciar en la figura, da el periodo de convertidor (T). Cuando el conmutador está cerrado, 0< t < TON, la tensión de la fuente se refleja en la carga, provocando la circulación de corriente a través de ella. Si por el contrario está abierto, TON < t < T, el vínculo entre la fuente y carga se rompe, quedando esta última aislada de la primera. Como la carga es resistiva pura, la corriente circulante por la misma, en estas condiciones, se anula completamente. El voltaje promedio o DC en la carga se calcula determina de la siguiente manera:

VDC

(ECUACION 57)

Donde, al cociente entre TON y T se le denomina ciclo de trabajo, δ. La tensión eficaz en la carga se calcula de la siguiente manera:

(ECUACION 58)

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Considerando que todos los elementos que participan en el convertidor son ideales y que no se producen pérdidas en los mismos, se puede decir que la potencia de entrada es la misma que la obtenida a la salida del convertidor. Por tanto:

(ECUACION 59)

De las ecuaciones anteriores se puede concluir que: La tensión media en la carga, VDC, es directamente proporcional a la tensión aplicada a la entrada del convertidor. • Variando TON se consigue hacer oscilar δ entre 0 y 1, con lo que la tensión promedio de salida podrá variar entre 0 y E. De esta manera se puede controlar el flujo de potencia a la carga. Se ha visto como la tensión y la potencia entregada a la carga están en función de δ, cociente entre TON y T. Pues bien, a dicho cociente se le denomina “ciclo de trabajo”. Y se define como la fracción del periodo del convertidor en el cual el interruptor se halla cerrado.

•

Como se deduce de la ecuación 57, la tensión DC que aparece a la salida del convertidor depende únicamente del ciclo de trabajo y del valor de la fuente de alimentación. Como esta última generalmente se mantendrá constante, se dispone de la variación del ciclo de trabajo como único medio posible de modificar la tensión de salida. Analizando la expresión que define el ciclo de trabajo se puede deducir que se presentan tres formas diferentes de modificar el ciclo de trabajo, y por tanto la tensión de salida: a) Variando el tiempo de conducción TON, al mismo tiempo que se mantiene T fijo. Llamado también Modulación por Ancho de Pulso (PWM) ya que la frecuencia de la señal del convertidor se mantiene constante mientras que no ocurre así con la anchura del pulso que define el tiempo de conducción del convertidor.

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b) Variando T y conservando TON constante. Denominado Modulación de Frecuencia ya que es la frecuencia del convertidor la que varía. El inconveniente más destacado de este método de control se encuentra en la generación indeseada de armónicos a frecuencias impredecibles, por lo que el diseño del consiguiente filtro se revestirá de una complejidad en algunos casos excesiva. c) Modificando ambos 8.2 CONVERTIDOR DC-DC ELEVADOR La figura 107, muestra el circuito básico de un convertidor DC-DC elevador.

E

Figura 107. Convertidor DC-DC elevador El interruptor representa al elemento de conmutación (BJT, MOSFET, IGBT). Cuando el interruptor está cerrado (0< t < TON), toda la tensión de la fuente primaria E se aplica sobre la bobina (Figura 108), lo que provoca que la corriente circulante por la misma aumente, almacenando la inductancia energía durante este intervalo y al mismo tiempo el condensador (Con una capacitancia C muy grande) se descarga a través de la carga, ya que previamente se había cargado cuando el interruptor se encontraba abierto. El diodo en este intervalo de tiempo se encuentra polarizado inversamente y por lo tanto no conduce, desconectando la carga de la fuente de energía.

E

Figura 108. Convertidor DC-DC elevador. Intervalo de carga de la bobina

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Si ahora el interruptor se abre (TON < t < T), la tensión que existe en la bobina se suma a la tensión de fuente, obteniéndose una tensión de salida Vo, siempre superior a esta última y de idéntica polaridad (Figura 109). Al mismo tiempo, la energía almacenada previamente por la bobina se transfiere a la carga a través del diodo D, obligando a la corriente a disminuir. En este intervalo de tiempo el condensador se encuentra en proceso de carga y el diodo esta polarizado directamente y por lo tanto conduce.

E

Figura 109. Convertidor DC-DC elevador. Intervalo de descarga de la bobina A continuación se efectuaran los cálculos para determinar el valor de la tensión DC a la salida en función de la tensión de entrada E y el ciclo de trabajo δÑ

•

Análisis con el conmutador cerrado (0 < t < TON ): La figura 110, muestra el comportamiento de la corriente de la bobina en el tiempo.

TON

TOFF

Figura 110. Convertidor DC-DC elevador. Comportamiento de la corriente de la bobina Obsérvese como al inicio del tiempo de encendido TON, la corriente de la bobina se encuentra en su valor mínimo, I1, para iniciarse el proceso de carga y al terminar este tiempo, se carga a su valor máximo, I2.

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Cuando el interruptor se cierra la tensión en los extremos de la cumple con la siguiente expresión:

bobina

Integrando esta ecuación entre 0 y TON (para dt), y desde I1 hasta para (di), se puede decir:

•

I2

Análisis con el conmutador cerrado (TON < t < T ): La tensión en la carga será:

Como el incremento de la intensidad circulante por la bobina durante el TON del convertidor es idéntico al decremento de la misma durante el TOFF del mismo, entonces se tiene que:

Colocando la expresión en paréntesis en función del ciclo de trabajo δ, se tiene que la tensión en la carga es igual a:

(ECUACION 59) De esta última ecuación se deducen las siguientes consecuencias:

•

Si el ciclo de trabajo es igual a cero, es decir el conmutador nunca se cierra, es decir permanece siempre abierto, la tensión de salida es igual a la de la fuente de energía.

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Aumentando el ciclo de trabajo, aumenta la tensión de salida por encima de la de entrada. • Matemáticamente si el ciclo de trabajo es igual a uno, la tensión de salida es infinita, algo que es imposible físicamente. Si se coloca un condensador suficientemente grande en paralelo con la carga, la tensión en ésta se mantendrá prácticamente constante e igual a su valor medio, que será:

•

VDC

(ECUACION 60)

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ACTIVIDADES DE AUTOEVALUACIÓN DE LA UNIDAD

1. Realice un resumen (profundizando en fuentes externas), acerca de los circuitos convertidores AC-DC con tiristores de potencia. 2. Relice un cuadro comparativo entre los tipo de convertidores AC-AC. 3. Realice un resumen de los diferentes transistores de potencia empleados en la electrónica de potencia. 4. Realice un resumen (profundizando en fuentes externas), acerca de la aplicación de los inversores

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FUENTES DOCUMENTALES DE LA UNIDAD 2 MUHAMMAD, Rashid .”Electrònica de potencia , Circuitos dispositivos y aplicaciones “. Mexico. 3ª. Ediciòn . Prentice Hall , 2004.

CHAPMAN, Stephen J. “Màquinas eléctricas”. Colombia 3ª. Edición . Mc Graw Hill, 2002

TURNBULL , Murphy. “Power Electronic Control of AC Motors,”. Gran Bretaña, 1a Edición . Editorial Pergamon Press. 1988.

SUGANDHI R:K., SUGANDHI K:K.,” Tiristores, conceptos y aplicaciones “, Mexico . 1ª Edición . Editorial Limusa , 1985.

HART Daniel . W. “Electrònica de potencia”. 2ª Edición .Prentice Hall . 2003.

MOHAN , Ned., UNDERLAND, Tore. “ Power electronics: converters, aplications and design”. 2 a ediciòn . Ed Jhon Wiley . 1995.

KASSAKIAN Jhon G. “Principles of Power Electronics”. 1a Edición . Ed Adisson Wiley . 1998

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