LABORATORIO Amplificador Multietapa Cascode

LABORATORIO ELECTRÓNICA II PRÁCTICA NÚMERO 5 AMPLIFICADOR MULTIETAPA: EL CASCODE

INGENIERO: JOSÉ HUGO CASTELLANOS

UNIVERSIDAD DISTRITAL FRANCISCO JOSE DE CALDAS ELECTRONICA 2 BOGOTA DC 2012 INTRODUCCION

UNIVERSIDAD DISTRITAL FJC. ELECTRONICAII. LABORATORIO No 5

El transistor siendo una formación de diodos con una zona en común fue uno de los primero avances de la electrónica moderna, con el se dio paso a circuitos integrados y demás componentes de la electrónica actual. Anteriormente vimos como dependiendo de la una buena polarización se obtiene una buena amplificación en otras palabras la polarización y la amplificación son directamente proporcionales ya que a mejor polarización mayor amplificación. En este caso utilizaremos un tipo de amplificador multietapa denominado cascode que combina la ganancia de un emisor común con el buen ancho de banda de una base común, esto implica un aumento en la impedancia de entrada ya que este era el principal problema del base común.

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OBJETIVOS 

Montar un amplificador cascode utilizando el arreglo de transistores CA3086.



Obtener la respuesta en frecuencia de este amplificador y compararla con del amplificador de la práctica numero 2.



Realizar los diagramas de Bode de ganancia en voltaje vs frecuencia, y obtener la frecuencia superior de corte y compararla con la de la práctica numero 2.



Obtener la frecuencia inferior de corte efectuando barrido de frecuencia y utilizando el método de onda cuadrada.



Concluir, comparando con lo predicho en la teoría.

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MARCO TEÓRICO

EL AMPLIFICADOR CASCODE Mientras que la configuración BC (base común) es conocida por que tiene un mayor ancho de banda que la configuración EC (emisor común), sin embargo, la impedancia de entrada baja (10s de Ω) del BC es una limitación para muchas aplicaciones. La solución debe preceder a la fase de CB por una etapa de ganancia CE baja, lo que da moderadamente una alta impedancia de entrada (kΩs). Véase la 1. Las etapas están en una configuración cascode, apiladas en serie, a diferencia de en cascada para una cadena de amplificador estándar. La configuración del amplificador cascode tiene tanto de ancho de banda de ancho y una impedancia de entrada moderadamente alta.

Figura 1. El amplificador cascode se combina con emisor común y base común. Este es un equivalente del circuito de la CA con pilas y condensadores sustituye por un cortocircuito.

La clave para entender el amplio ancho de banda de la configuración del cascode es el efecto Miller. El efecto Miller es la multiplicación del ancho de banda de robo de base de la capacitancia de colector por la ganancia de tensión Av. Esta capacitancia CB es menor que la capacitancia EB. Por lo tanto, uno podría pensar que la capacitancia CB tendría poco efecto. Sin embargo, en la configuración de la CE, la señal de salida del colector esta desfasada con respecto a la señal de entrada de base. La señal de colector capacitivamente junta de nuevo se opone a la señal de base. Por otra parte, la retroalimentación colector es (1-Av) veces más grande que la señal de base. Por lo tanto, la pequeña capacitancia CB aparece (1-Av) veces mayor que su valor real. Esta ganancia capacitiva aumenta la reducción de retroalimentación con la frecuencia, la reducción de la respuesta de alta frecuencia de un amplificador de la CE. La ganancia de tensión aproximada del amplificador CE en la figura a continuación es RL / REE. La corriente de emisor se encuentra a 1,0 mA por polarización. R EE =

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26mV / IE = 26mV/1.0ma = 26 Ω. Por lo tanto, Av =- RL/ REE = -4700/26= -181. La hoja de datos del pn2222 indica Ccbo = 8 pF. La capacidad miller es Ccbo(1-Av). Ganancia Av = -181, negativa, ya que se invierte la ganancia. Cmiller = Ccbo(1-A-v) = 8PF (1 - (-181)) = 1456pF Una configuración de base común no está sujeto a los efectos de Miller ya que la base de escudos a tierra la señal de colector de ser realimentada a la entrada del emisor. Por lo tanto, un amplificador de CB tiene respuesta de frecuencia más alta. Para tener una impedancia de entrada moderadamente alta, la etapa de la CE sigue siendo deseable. La clave es reducir la ganancia (alrededor de 1) de la etapa del CE, que reduce el efecto Miller CB comentarios a 1 ° C·. La capacidad miller para una ganancia de -2 etapa CE es Cmiller = Ccbo (1-A v) = Cmiller= cbo (1 - (-1)) = C cbo · 2. La manera de reducir la ganancia en emisor común es reducir la resistencia de carga. La ganancia de un amplificador de CE es de aproximadamente R C / RE. La resistencia interna de emisor REE a 1mA corriente de emisor es 26Ω. La resistencia de carga de colector RC es la resistencia del emisor de la etapa de la fase de carga CB CE, 26Ω nuevo. La ganancia del amplificador CE es de aproximadamente un Av = RC /RE = 26/26 = 1. Esta capacitancia Miller es Cmiller = Ccbo(1-Av) = 8PF (1 - (1)) = 16PF. Ahora tenemos moderadamente alta impedancia de entrada de una etapa CE sin sufrir el efecto Miller, pero sin tensión CE. La etapa CB proporciona un voltaje de alta ganancia, una Av = -181. La ganancia actual de cascode es β de la etapa del CE, 1 para el CB, β general. Por lo tanto, el cascode tiene entrada de alta impedancia moderada , buena ganancia de la CE, y buen ancho de banda de la CB.

Figura 2. SPICE: Cascode y de base común de comparación.+

A continuación se muestran las formas de onda para este circuito:

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Figura 3. SPICE formas de onda. Tenga en cuenta que de entrada se multiplica por 10 para la visibilidad.

Las formas de onda en la figura anterior muestra el funcionamiento de la etapa cascode. La señal de entrada se muestra multiplicado por 10, por lo que puede ser demostrado con los resultados. Tenga en cuenta que tanto el Cascode, emisor común, y Va (medio punto) salidas se invierten a partir de la entrada. Tanto el Cascode y emisor común tienen salidas de gran amplitud. El punto de Va tiene un nivel DC de alrededor de 10 V, a medio camino entre 20V y tierra. La señal es más grande que puede ser explicado por un aumento de 1 CE, es tres veces mayor de lo esperado.

Figura 4. Cascode vs-emisor común (Ancho de banda) .

La figura anterior muestra la respuesta de frecuencia tanto a la cascode y amplificadores de emisor común.

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FRECUENCIA DE CORTE SUPERIOR Si se excita el amplificador con una señal cuadrada, el efecto integrador se mostrará como una respuesta exponencial tanto en el tiempo de subida, como en el tiempo de bajada. Para que este efecto sea fácilmente observable debe escogerse una frecuencia de excitación suficientemente alta (observe que la constante de tiempo debe ser pequeña), de manera que en el período de representación queden representados con la suficiente claridad los tramos en los que se ha de medir el tiempo de subida o el tiempo de bajada, pero con el compromiso de que la señal de salida alcance su valor máximo antes de que la excitación cambie de nivel. Tenga en cuenta que el tiempo de subida (o bajada) se mide como el tiempo que tarda la señal en pasar del 10% al 90% o bien como el tiempo que tarda en alcanzar el 63 % de su valor máximo (1 – 1/e), y en ambos casos es necesario observar tanto el valor mínimo, como su valor máximo. A partir de las medidas de tiempo de subida o bajada en este caso (cualquiera de las vistas) es fácil relacionar la frecuencia de corte superior, para lo cual se les remite a lo visto en teoría. En el siguiente ejemplo se muestra la respuesta de un amplificador con frecuencia de corte superior de 10KHz y ganancia 2 (desfase nulo) a una señal cuadrada. Observe que para la frecuencia escogida se alcanza el valor máximo (2 V) y quedan claramente representados los tramos exponenciales de subida o bajada. Adelantando los resultados del siguiente ejemplo, observe que en el mismo no se aprecia el efecto integrador y por lo tanto es difícil tomar la medida del tiempo de subida. Esto es debido a que la frecuencia utilizada es muy baja y en el período de representación el tiempo de subida es una porción muy pequeña.

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FRECUENCIA DE CORTE INFERIOR Si se excita el amplificador con una señal cuadrada, el efecto derivador se mostrará como una respuesta exponencial en la región donde la señal permanece constante. Para que este efecto sea fácilmente observable debe escogerse una frecuencia de excitación suficientemente baja (observe que la constante de tiempo debe ser grande), de manera que en el período de representación quede claramente representado el tramo de excitación constante y no se vea enmascarado por el efecto integrador debido a la frecuencia de corte superior. Con estas condiciones se pueden medir tiempos de subida o bajada en las mismas condiciones mostradas anteriormente, aunque no debe confundirlos con los relacionados con la frecuencia de corte superior. Sin embargo, de manera alternativa, varios autores proponen aproximar la respuesta exponencial por una recta, si se dan las condiciones adecuadas en la frecuencia de excitación, que es el caso más habitual. Entonces, existe una relación entre la pendiente de esa recta y la frecuencia de corte inferior, a través de la frecuencia de la señal de excitación, tal y como habrá visto en teoría. En el siguiente ejemplo se muestra la respuesta de un amplificador con frecuencia de corte inferior 10Hz y ganancia 2 (desfase nulo) a una señal cuadrada. Observe nque para la frecuencia escogida se puede aproximar el comportamiento exponencial por un tramo lineal, cuya pendiente es la medida que se debe realizar. Observe que en el ejemplo previo, aunque también existe efecto derivador, no se aprecia y por lo tanto es difícil tomar la medida de la pendiente. Esto es debido a que la frecuencia utilizada es demasiado alta y en el período de representación el tramo lineal es una porción muy pequeña y por tanto su pendiente es difícil de medir.

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CALCULOS Y DISEÑOS TEORICOS

Parámetros Del Transistor CA3086:

Valores de Polarización:

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((

(

⁄ )

(

⁄

)

Análisis AC

(

) (

)

⁄ )

)

((

⁄ )

(

)

)

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Para el FHV:

(

)

(

)(

) (

(

Frecuencias

)(

|

)

( )| √

10Hz 20Hz 50Hz 60Hz 80Hz 90Hz 500HZ 1KHz 0.01MHz 0.1MHz 0.4Mz 0.8Mz 1MHz 2Mz 5Mz 6MHz 8MHz 10MHz

11.3 11.3 11,3 11.3 11.3 11.3 11.3 11.3 11.30 11.30 11.26 11.16 11.08 10.49 7.99 7.23 5.99 5.05

(

)

)(

)

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CALCULOS PRACTICOS

F(Hz)

Vi Vo1(mV) (mV)

Av1

Vo2(mV)

Medido Calculado

Av2 Medido Calculado

10KHz

14

25,8

0,96

0.99

131,6

9,40

11.30

100kHz

14

25,8

0,96

0.99

131,5

9,39

11.30

1MHz

14

25,7

0,96

0.99

115,8

8,22

11.08

2MHz

14

25,7

0,96

0.99

103,5

7,39

10.49

5MHz

14

25,6

0,93

0.98

97,4

6,96

7.99

6MHz

14

25,4

0,90

0.96

81,2

5,80

7.23

8MHZ

14

25

0,88

0.95

57,3

4,09

5.99

10MHz

14

24,8

0,89

0.94

48,3

3,45

5.05

Determinación de la frecuencia inferior de corte por barrido en frecuencia: A continuación se muestran los resultados obtenidos en cuanto a la ganancia del amplificador cascote para frecuencias inferiores a 10KHZ: F(Hz)

Av2 1

1,1

40

5,98

50

6,63

150

8,77

500

9,42

1K

9,44

Frecuencia inferior de corte  50Hz

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Diagrama de bode con los datos medidos:

Diagrama de bode |Av(ji)| vs f

Aplicando El Metodo De La Onda Cuadrada Calculando el

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Calculando el

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CONCLUSIONES



Se observó que el amplificador cascode maneja un ancho de banda mayor que un amplificador de emisor común, con una ganancia muy similar.



La etapa de amplificación EC del cascode presenta una ganancia en banda media aproximadamente igual a 1 debido a la impedancia de entrada del base común.



Es importante realizar el cálculo de los condensadores de acople y desacople debido a que en ocasiones es necesario amplificar desde un cierto valor de frecuencia para reducir el ancho de banda del amplificador.



Vemos que por el método de onda cuadrada es más fácil hallar el F L y el FH en comparación con el barrido de frecuencia ya que con el barrido de frecuencia tocaba fijarse cuando la ganancia bajara al 70% haciéndolo un poco tedioso; tal vez la única dificultad que se presenta en el método de onda cuadrada es que por la cantidad de ruido hace que la medición sea muy dada al error, muy común en mediciones en donde la observación sea el instrumento de medida.



El ruido en la salida se debe al muy regular acople de impedancias haciendo que la señal vista por el osciloscopio sea muy baja, y al ser muy baja este la reconoce como ruido.

BIBLIOGRAFÍA    

RASHID. Circuitos microelectrónicos análisis y diseño. Cap 8, 378-383 p SEDRA y K.C. Smith. Circuitos microelectrónicas. Cap 9 CASTELLANOS, Hugo. Apuntes clase Electrónica II. Universidad Distrital http://gmun.unal.edu.co/~ijaramilloj/index_archivs/Exposiciones/presentacio nBJT.pdf