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SUMARIO

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Capítulo 1 Topologías de Fuentes Conmutadas Más Empleadas por los Fabricantes

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Introducción La Fuente de Transferencia Combinada El Modo Burst Las Topologías para Fuentes Conmutadas Elección del Mosfet Llave de Potencia Elección de la Topología El Transformador de Pulsos Mosfet Disponibles en el Mercado Latinoamericano Un Circuito más Definitivo Generador de Excitación La Condición de Máxima de la Fuente Circuito Excitador Simulado ¿Qué Pasa Cuando las dos Llaves Están Abiertas?

3 4 7 8 9 10 11 13 16 19 19 23 25

Capítulo 2 Diseño de Una Fuente Pulsada para Equipos Electrónicos Modernos 27 El Transformador de Pulsos El Efecto Pelicular Núcleos para Transformadores Construcción Práctica del Transformador La Fuente Resonante El Efecto Resonante Mecánico El Sistema Resonante Eléctrico El Generador de Onda Cuadrada con Llaves Controladas La Tensión Sobre los Transistores Mosfet Diseño de un Modulador PWM El Circuito de Prueba Ajuste y Prueba del Circuito Posibilidades de Regulación de la Fuente

27 28 29 32 33 33 34 37 40 40 42 43 46

Conmutación con Transistores MOSFET Circuito de Excitación Circuito con MOSFET Otro Circuito de Excitación Nuevo Circuito Excitador Oscilogramas del Driver con Señal Cuadrada Fuente Comercial para Amplificadores de Audio

47 48 50 51 51 53 55

Capítulo 3 El Servicio Técnico a las Fuentes Pulsadas de los Equipos Electrónicos Modernos 59 Introducción El Circuito de la Fuente Funcionamiento de la Fuente Reparación de la Fuente La Reparación en Fotos El Control de Tensión de una Fuente Pulsada Un Modulador de Múltiples Usos Diseño Automático del Astable Básico con un Integrado 555 Circuito Completo del Modulador con Oscilador con el Temporizador 555

59 62 62 64 65 66 71 73 73

Apéndice El Diagrama en Bloques de una Fuente Conmutada con Fly-Back

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El Circuito del Rectificador Circuito de Conmutación de Salida de la Fuente El Arranque de la Fuente El Oscilador La Regulación de la Fuente La Limitación de la Corriente del Primario Circuitos de Protección Las Fuentes del Secundario de T11

76 76 77 77 78 78 79 79

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Director Ing. Horacio D. Vallejo

Editorial

Producción José María Nieves (Grupo Quark SRL) Autor de este Tomo de Colección: Ingeniero Alberto H. Picerno Selección y Coordinación: Ing. Horacio Daniel Vallejo EDITORIAL QUARK S.R.L. Propietaria de los derechos en castellano de la publicación mensual SABER ELECTRÓNICA - San Ricardo 2072 (1273) Capital Federal - Buenos Aires - Argentina - T.E. 4301-8804 Administración y Negocios Teresa C. Jara (Grupo Quark SRL) Patricia Rivero Rivero (SISA SA de CV) Margarita Rivero Rivero (SISA SA de CV) Staff Liliana Teresa Vallejo Mariela Vallejo Diego Vallejo Fabian Nieves Luis Alberto Castro Regalado (SISA SA de CV) José Luis Paredes Flores (SISA SA de CV) Sistemas: Paula Mariana Vidal Red y Computadoras: Raúl Romero Video y Animaciones: Fernando Fernández Legales: Fernando Flores Contaduría: Fernando Ducach Técnica y Desarrollo de Prototipos: Alfredo Armando Flores Atención al Cliente Alejandro Vallejo [email protected] Internet: www.webelectronica.com.ar

Del Editor al Lector

Existen distintos tipos de fuentes de alimentación pero, sin duda, las más empleadas son las pulsadas o conmutadas, debido a que son las que mejor rendimiento tienen y las que pueden funcionar con un amplio rango de tensiones de entrada sin que varíe significativamente las tensiones a su salida. Computadoras, equipos de audio, hornos de microondas, televisores, reproductores de bluray son sólo algunos de los equipos modernos que emplean fuentes conmutadas de distinto tipo. En este texto se estudia qué es una fuente conmutada y cuáles son las topologías o diseños que llevan a la creación de un circuito. También se describen los parámetros de diseño de una fuente típica comenzando con el componente más complejo, el transformador de pulsos, indicando dónde puede conseguirlo y cómo debe solicitarlo. Por último se enlistan algunos consejos útiles para el servicio técnico, mostramos técnicas para poder variar la tensión de la fuente y mostramos el funcionamiento de un circuito PWM. Destacamos la inclusión de un apéndice en el que se describe una fuente “típica” de las que puede encontrar en televisores a TRC ya que son equipos que seguirán llegando al taller y que, por lo tanto, todo técnico debe conocer. Esperamos que el material, tanto este texto como los CDs, sean de su agrado. ¡Hasta el mes próximo!

Publicidad: Rafael Morales [email protected] Club SE: Grupo Quark SRL [email protected] Editorial Quark SRL San Ricardo 2072 (1273) - Capital Federal www.webelectronica.com.mx La Editorial no se responsabiliza por el contenido de las notas firmadas. Todos los productos o marcas que se mencionan son a los efectos de prestar un servicio al lector, y no entrañan responsabilidad de nuestra parte. Está prohibida la reproducción total o parcial del material contenido en esta revista, así como la industrialización y/o comercialización de los aparatos o ideas que aparecen en los mencionados textos, bajo pena de sanciones legales, salvo mediante autorización por escrito de la Editorial. Septiembre 2012. Impresión: Talleres Babieca - México

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SOBRE LOS CDS Y SU DESCARGA Ud, podrá descargar de nuestra web 2 CDs: “Curso de Fuentes de Alimentación” y “Servicio Técnico a las Fuentes de Alimentación” (con videos de fallas y soluciones). El primero incluye un curso con teoría y práctica sobre los distintos tipos de fuentes de alimentación y el segundo más de 20 videos técnicos. Para realizar la descarga deberá ingresar a nuestra web: www.webelectronica.com.mx, tendrá que hacer clic en el ícono password e ingresar la clave “quierofuente”. Tenga este texto cerca suyo ya que se le hará una pregunta aleatoria sobre el contenido para que pueda iniciar la descarga.

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TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES

Capítulo 1

Las fuentes pulsadas o conmutadas se emplean en equipos electrónicos desde hace más de 4 décadas y su objetivo es aumentar el rendimiento de la fuente de alimentación, logrando una buena estabilidad en las tensiones generadas para un amplio rango de tensiones de entrada. Computadoras, equipos de audio, hornos de microondas, televisores, reproductores de bluray son sólo algunos de los equipos modernos que emplean fuentes conmutadas de distinto tipo. En este capítulo vamos a ver básicamente qué es una fuente conmutada y cuáles son las topologías o diseños que llevan a la creación de un circuito.

TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES INTRODUCCIÓN Abra cualquier equipo de electrónica con potencias consumidas de cualquier nivel, desde 10W hasta 1kW y con tensiones de salida desde 5 hasta 200V y se va a encontrar con una hermosa fuente pulsada clásica con su transformador de ferrite y sus filtros de línea para evitar la irradiación de interferencias y la captación de pulsos que podrían quemar materiales de la fuente. Salvo una fuente de un amplificador de potencia de audio de cualquier tipo, es decir tanto analógico como digital. Allí junto al equipo digital más moderno va a encontrar

un bruto transformador de 50 ó 60Hz con la clásica laminación E y I que muchas veces pesa 20 o 30 kg y que tiene una potencia de pérdida proporcional a su peso. Un verdadero desperdicio de energía incompatible con las épocas “verdes” que estamos viviendo. La mayoría de los equipos tienen un consumo máximo y un mínimo que difieren poco entre sí. Por ejemplo un TV de 20” puede consumir 50W sin brillo y sin volumen y 80 con máximo brillo y volumen. La relación de consumos es de solo 80/50 = 1,6 veces es decir de 1 a 1,6 o un 60% de la mejor a la

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos peor condición. La fuente tiene que adaptarse a este hecho, pero es una adaptación mínima fácil de lograr.

digamos que de 60mW a 60W que significa una variación de 1.000 veces del consumo de fuente.

Un equipo de audio analógico o digital tiene un consumo mínimo casi despreciable.

Es decir que nuestra fuente tiene que regular casi desde consumo nulo hasta 2A porque (30V . 2A) dan 60W, con una entrada de 180V a 240V de CA (por llave, habría que convertir nuestra fuente de 220V en una fuente de 110V si queremos una fuente universal).

Por ejemplo la corriente de polarización del par de salida que se puede estimar en 20mA para un equipo de 50W por canal. Un equipo de esta potencia con una bocina o parlante de 8 tiene una fuente que puede calcularse del siguiente modo:

P = E.I = 50W como: I = E/R 50W = E.E/R o sea: E2/R = 50W

De aquí se deduce que con un parlante de 8 Ohm será:

E2 = 50W . 8 = 400V2 por lo tanto: E = 20V Como se trata de una tensión eficaz, el valor de pico será de:

Vp = Vef x 1,41 = 20V x 1,41 = 28,2V

Haciendo números redondos sería una fuente de 30V. Por eso la potencia en reposo sería de 30V . 0,02A = 60 mW contra 50W a plena salida; todo ello considerando un sistema sin perdidas. Para sacar cuentas redondas 4

Hacer una fuente que varíe de 30W a 60W y que entregue 30V no es ningún problema, pero que regule entre circuito abierto (corriente igual a cero) y 60W ya no es tan fácil porque es una carga demasiado variable y la salida tiende a embalarse cuando la fuente está sin carga. Como esto es casi una imposición vamos a tratar de explicarlo con una simulación y a ver cómo lo podemos solucionar.

LA FUENTE DE TRANSFERENCIA COMBINADA No importa de qué fuente se trate, todas las fuentes pulsadas funcionan del mismo modo. Nosotros, para entender el problema, vamos a usar una fuente de transferencia combinada que es la más simple de entender, aunque tiene el problema de que no es aisladora y por lo tanto no sirve para el proyecto final. En la figura 1 se puede observar el circuito básico, en donde se utiliza una llave controlada por tensión como elemento activo. Por supuesto en el circuito real se utilizará un transistor bipolar o un MOSFET. El circuito es una simple llave que se cierra y se abre rítmicamente a la frecuencia

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Figura 1 - Circuito de fuente de transferencia combinada.

fijada por el generador de funciones, que genera una señal rectangular. El período de actividad de la llave está ajustado a un valor bajo, de modo que la llave está cerrada poco tiempo (9%) y abierta el tiempo restante y su frecuencia de trabajo es de 50kHz es decir que cumple su ciclo en un período de 1/50.000 = 20µS de los cuales está cerrada unos 2µS y abierta los 18µS restantes. Cuando la llave se cierra aumenta la corriente por ella en forma paulatina. Como estamos tomando una muestra en el retorno de la batería (que representa al puente de rectificadores y el electrolítico de la fuente no regulada de entrada) se observa la señal yendo hacia negativo pero en realidad es un pulso positivo. La corriente de la llave pasa por el inductor L1 y luego por la carga generando tensión continua en el electrolítico de salida C1 y la carga R1 con un nivel bajo debido al poco tiempo de actividad de la llave.

No circula corriente por el diodo D1 porque el mismo está en inversa. En cuanto la llave se abre, la corriente por el inductor que estaba creciendo y generando una tensión positiva en el inductor del lado del diodo, con respecto a una negativa del lado de la carga, comienza a reducirse y genera una tensión inversa sobre el inductor que polariza al diodo en directa. Ahora el campo magnético acumulado en el inductor hace circular corriente por D1, L1 y la carga C1 y R1. Esa corriente se reduce paulatinamente a medida que se agota la carga de campo magnético en el inductor, hasta que finalmente no alcanza para mantener conduciendo al diodo y el inductor se queda a impedancia alta, con la llave y el diodo abiertos y realiza una oscilación propia debido a su inductancia y a su capacidad distribuida, que dura todo el tiempo en que se está recuperando energía como lo demuestra el oscilograma de la figura 2 en donde se muestra la corriente de carga y la de recuperación. Así se puede reconocer que

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos nuestro problema está en la enorme reducción de tensiones que requiere el circuito, que nos lleva a trabajar con tiempos de actividad pequeños aun a los valores nominales de corriente de carga. Reducir la carga por ejemplo a 1A implica reducir el tiempo de actividad a la mitad es decir 1µS y a esos valores de tiempo de actividad las llaves comunes tienen bajo rendimiento, porque demoran en abrir y cerrar. A niveles menores de carga ya no pueden cumplir con su función de abrir y cerrar porque

Figura 2 - Corriente de recuperación de la fuente.

Figura 3 - Excitación en modo burst. 6

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TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES no tienen tiempo para hacerlo. Y entonces la tensión de salida pierde la regulación, la llave demora en abrir y sube la tensión de salida a niveles peligrosos.

EL MODO BURST

Figura 4 - Excitación de modo burst para reducir la tensión de salida.

La solución al problema es el modo burst. La palabra burst se traduce cómo salva y consiste en una doble modulación de la señal de la llave. Cuando el tiempo de actividad no se puede reducir

Figura 5 - Ripple en el modo burst.

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos más, se recurre a generar un grupo de pulsos un corte, otro grupo de pulsos, otro corte, etc. hasta que baje la tensión al valor deseado cuando se usa baja carga. En la figura 3 se puede observar el circuito modificado con dos generadores sumados para manejar la llave de este modo. El circuito funciona del mismo modo que el anterior, pero ahora los cierres de la llave se realizan con un trencito, de pulsos, que levantan la salida, un corte largo, otro trencito etc. logrando reducir la tensión de salida a pesar de que la llave dura cerrada un tiempo aceptablemente largo. En la figura 4 se puede observar un oscilograma de los pulsos de excitación junto con los pulsos de carga del inductor. Este modo es una solución, pero implica colocar capacitores más grandes como filtro de salida, porque ahora el ripple es el correspondiente al período de apagado del burst que puede ser mucho mayor que el período de la oscilación principal. En la figura 5 se puede observar el ripple aún con un capacitor 10 veces mayor. Lo importante es partir y ya recorrimos el primer trecho de nuestra fuente pulsada para audio. Ya vimos la primer dificultad y dimos una idea de cómo salvarla. El diseño debe tener llaves muy rápidas para que tenga un elevado rendimiento y un factor de atenuación tan elevado como de 300 a 30V con una carga que varía casi de circuito abierto a uno 2A. Esto es algo muy difícil de lograr y probablemente tengamos que realizar un consumo resistivo para levantar el mínimo consumo, probablemente sea imprescindible consumir unos 200mA cuando no hay audio de salida que equivale a 6W. 8

Nos dá lastima porque son unos cuantos árboles perdidos mientras el equipo está en silencio, pero tal vez podamos hacer que el micro detecte que el equipo está en silencio por mucho tiempo y lo pase a stand by automáticamente.

LAS TOPOLOGÍAS PARA FUENTES CONMUTADAS No existe una topología que aventaje a las otras en cuanto trabajar en el modo burst. Todas son adecuadas; pero si existen topologías mas adecuadas para potencias altas que para potencias bajas. En principio nuestra intensión es trabajar si se puede con 100W por canal y si no podemos con 50W por canal aproximadamente. Con estas potencias se pueden utilizar topologías de cualquier tipo con uno, dos o cuatro transistores. Cada una tiene sus ventajas y sus desventajas que no están de más aprender ya que las fuentes de alimentación pulsadas tienen una aplicación universal y todo lo que mencionemos sobre ellas será sumamente útil para cualquier proyecto. En primera instancia debemos decir que una fuente pulsada requiere una o más llaves digitales. Por eso debemos considerar las diferentes posibilidades existentes en el mercado. En principio existen tres posibilidades de la cuales solo dos son prácticas en este momento: los transistores bipolares; los transistores MOSFET y los GATOs. De estos tres los bipolares y los MOSFET son ampliamente conocidos y no vamos a explicar nada sobre ellos porque el que encara un diseño de una fuente pulsada debe tener conocimientos sobre ellos.

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Figura 6 - Fuente de transferencia indirecta.

Nos quedan el último grito de la moda en llaves digitales que son los GATOs; podemos considerarlos como una mezcla de transistor bipolar y MOSFET que presentan las ventajas de los transistores bipolares, con referencia a su tensión colector emisor, sin los problemas de excitación que ellos poseen porque se excitan por compuerta. El problema es que los GATOs son aun muy nuevos y no se consigue gran variedad de ellos. Al elegir entre Bipolares y MOSFET priva el problema del costo y la facilidad de excitación por lo cual la decisión mas lógica es utilizar MOSFET de los cuales luego realizaremos una selección de los existentes en plaza.

ELECCIÓN DEL MOSFET LLAVE DE POTENCIA

Empecemos por lo mas simple; el circuito clásico de las fuentes pulsadas para TV.

Estas fuentes poseen una fuente primaria no regulada idéntica a la que vamos a utilizar nosotros que es la de 220V rectificada con un puente de rectificadores y un capacitor electrolítico de unos 330µF x 450V. Esta tensión es de 310V y nuestra fuente la debe convertir en un valor cercano a los 30V. Este valor no interesa demasiado porque se varía con la relación de espiras del transformador. Pero lo que si interesa es la tensión de primario. En efecto de acuerdo a la topología elegida el MOSFET debe admitir por lo menos el doble de la tensión no regulada y un cierto margen que podemos estimar en unos 200V más. Es decir que necesitamos transistores de unos 800V los cuales no son simples de conseguir. En general se pueden usar MOSFET de TV pero estos están diseñados para unos 80W de salida. Esto nos indica que sería conveniente utilizar una topología de dos transistores llave para que se repartan la potencia y podamos obtener unos 160W en total que pueden estirarse a 200W.

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Figura 7 - Corriente por una inductancia.

ELECCIÓN DE LA TOPOLOGÍA A nuestros efectos podemos ordenar las topologías de acuerdo a la cantidad de llaves utilizadas como de llave simple, en semipuente y en puente completo. Dibujemos primero la topología aisladora de llave simple (también conocida como de transferencia indirecta o fly-back). Ver figura 6. El primario del transformador posee una inductancia que determina el crecimiento de la corriente en función del tiempo, que por supuesto comienza en cero en el comienzo del ciclo, que es cuando se cierra la llave. La fórmula que determina la corriente en un determinado instante de tiempo es:

taremos un inductor con 310 veces mas inductancia es decir del orden de los 5.1µHy multiplicado por 310 nos dá 1,5mHy. Esta inductancia no será realmente un inductor, sino la inductancia del primario del transformador de pulsos. Nuestro transformador deberá ser reductor de modo que cuando tenga aplicados los 310V entregue 31V de pico positivo en su secundario.

Si L es de 1Hy en un segundo la corriente crece linealmente hasta 1A. Por esa razón las inductancias utilizadas están en el orden del mHy y las frecuencias en el orden de los 100kHz (semiperiodo de 5µs) porque de ese modo se llega a corrientes de: I = (1/5µHy) . 5 µs = 1A. Ver la figura 7.

El problema es que cuando se abra la llave J1, la inductancia de primario generará una sobretensión que puede llegar a ser de varios kV. Ese es justamente el fenómeno que le da el nombre de fly-back a la fuente analizada. Esa sobretensión se limita con un limitador a diodo y red RC que nosotros reemplazamos por una fuente limitadora de 400V ya que este circuito solo es de demostración y no pretendemos que sea funcional. Ahora cuando corta J1 la tensión de la llave crece abruptamente hasta que el diodo D2 se ponga en directa (400V+310V). En ese momento también conduce el diodo D1 y el capacitor C1 recupera la carga perdida el resto del tiempo.

Pero en este circuito la fuente es de 1V y nosotros tenemos una fuente de 310V. Como el sistema es lineal esto significa que necesi-

El diodo D1 extrae toda la energía magnética acumulada en el núcleo, antes que la llave se vuelva a cerrar; es decir que nuestro

I = (1/L) . T

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Figura 8 - Oscilograma de tensión y corriente sobre la llave J1.

circuito tiene tres tiempos claramente definidos. El primero es el de acumulación de energía magnética en el núcleo. El segundo es de recuperación de la energía magnética en el núcleo, y el tercero es el tiempo de espera hasta que se vuelva a cerrar la llave. La red RC sobre D1 es para lentificarlo un poco y evitar que se produzcan oscilaciones espurias y los resistores R1 y R3 son para poder medir la corriente por la llave y por la carga. C1 debería ser de por lo menos 470µF pero pusimos un valor bajo para acelerar la simulación. Para conocer el rendimiento del circuito agregamos un amperímetro en serie con la tensión del puente de rectificadores y un voltímetro en paralelo con la carga. La potencia de entrada será entonces la tensión de 310V multiplicado por la indicación del amperímetro XMM2 y la potencia de salida lo indicado por el voltímetro XMM1 al cuadrado, dividido por la resistencia de carga R2 de 10 Ohm. La potencia de salida es de 86W y la de entrada de 88W lo que da un excelente rendimiento para el circuito que es casi unitario

(0,97%). Por supuesto el Multisim no tiene en cuenta las perdidas en el ferrite del núcleo que considera ideal. En la figura 8 se puede observar la forma de señal de tensión y de corriente sobre la llave. Como podemos observar el tiempo 3 prácticamente no existe y eso es lo que genera un elevado rendimiento del circuito. En la práctica cuando se debe variar el tiempo de actividad el tiempo muerto no puede ser tan bajo y el rendimiento empeora.

EL TRANSFORMADOR DE PULSOS El componente más importante de la fuente es el transformador de pulsos. Su tamaño determina el costo total de la fuente porque los MOSFET suelen ser muy económicos aun con corrientes y tensiones mucho más altas que las nominales. Por eso es que pensamos en tecnologías con mas de un MOSFET mirando a que el transformador sea lo mas pequeño posible para la potencia puesta en juego.

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos Y el tamaño del transformador depende fuertemente de la inductancia de primario y ya aprendimos que la misma depende de la frecuencia de trabajo y la tensión de fuente. Por lo tanto debemos elegir a priori una frecuencia de trabajo que no sea muy alta para que los MOSFET no tengan que ser de muy alta velocidad pero que no sea tan baja que agrande el transformador. En principio una frecuencia de 80kHz puede ser adecuada. Luego analizaremos topologías que reducen la tensión de trabajo (tensión del puente) para usar inductancias menores. Pero hay algo muy importante que merece una atención especial y es la composición del núcleo con o sin entrehierro. Expliquemos lo que es el entrehierro. Un núcleo de ferrite tiene una curva B/H determinada. A medida que aumenta H la curva se va haciendo cada vez más horizontal hasta

Figura 9 - Curva B/H de un núcleo de ferrite.

que llega al punto de saturación donde el núcleo tiene la misma permeabilidad que el aire. En la figura 9 se puede observar un ejemplo. Por supuesto que en nuestro diseño tenemos que trabajar por debajo del punto de saturación, que depende la cantidad de espiras del primario y de la corriente que circula por ellas; en una palabra del campo magnéti-

Figura 10 - Corriente por el primario del transformador.

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TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES co donde se encuentra sumergido el núcleo. Precisamente el núcleo aumenta la permeabilidad del aire en un factor llamado permeabilidad oº. Como resulta lógico la misma curva se continúa hacia el cuadrante negativo y tiene una curva inversa en ese cuadrante. Como consecuencia de esto es evidente que nuestro núcleo debe estar sometido en lo posible a una CA. Ya que la componente continua, si la hubiera, desplazaría el punto de trabajo hacia un cuadrante o el otro y reduciría la parte activa de la curva. Si Ud. desarma un fly-back seguramente encontrara que las dos “C” que forman el núcleo están separadas por un cartón o una lamina de plástico. Esto se debe a que en el circuito de salida horizontal circula una componente continua sobre el primario y sin ese entrehierro el núcleo se saturaría. Colocar esa lámina reduce la permeabilidad aunque evita la saturación y eso incrementa el tamaño del núcleo. Ahora el tema es saber si el circuito que utilizamos hace circular corriente continua por el núcleo. Para eso solo tenemos que agregar un resistor shunt y utilizar el osciloscopio. Ver la figura 10. Como podemos observar toda la señal de corriente esta sobre el eje cero y es una rampa que dura el 50% del tiempo y tiene un valor pico de 1A. Realizando los cálculos esto implica una componente continua de 0,25A y se requiere el uso de un entrehierro porque solo se aprovecha la curva del primer cuadrante (la sección del núcleo es el doble de la necesaria). En el caso del fly-back no interesa mucho porque el tamaño está determinado por el bobinado de alta tensión. Pero en nuestro caso si interesa y mucho porque aumenta el costo del núcleo o la capacidad de sacarle mas corriente a la fuente. Esto significa que el circuito propuesto no es el más indicado y que deberemos buscar

una topología de circuito que genere un campo alternado en el núcleo. Seguramente Ud. se estará preguntando como vamos a aplicar una tensión inversa al primario si solo tenemos una tensión positiva de 310V. Note que dijimos un campo magnético alternado sobre el núcleo y no una tensión alternada sobre el primario. Y eso se logra con simple topología. Pero antes de analizar la topología vamos a analizar los MOSFET que tenemos disponibles en el mercado.

MOSFET DISPONIBLES EN EL MERCADO LATINOAMERICANO

En nuestro mercado los diseños se deben acomodar a los componentes de reemplazos para la reparación de TVs; en caso contrario hay que realizar complejas operaciones de compra en el exterior. Hablando con mis alumnos llegue a la conclusión que por lo menos en Argentina se consiguen 3 MOSFETs para fuente de TV que son los siguientes: 1) 6N60-A de 600V y 6,2A (existe la variedad B de 650V). 2) K3264 de 800V y 7A. 3) K1507 de 600V y 9A. Detengámonos a analizar el de peores características para ver si puede ser utilizado en nuestra fuente. El par de datos mas importante parece indicar que con referencia a la corriente tenemos un buen margen de seguridad pero no así de la tensión si limitamos la misma al doble de la tensión de fuente que es lo típico ya que tendríamos una tensión de 620V lo que exigiría el uso de la variedad B que no siempre se consigue y además prácticamente sin margen de seguridad.

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos Sin embargo podríamos utilizar alguna topología de dos transistores que nos va a resultar muy útil para varias cosas. La primera es distribuir la potencia sobre dos llaves en lugar de una y la siguiente es bajar la tensión aplicada a la mitad. Esto hace que el 6N60-A resulte perfectamente apto para nuestra fuente.

de transferencia (valores típicos para Crss son de 10pF). 4) Energía de avalancha testeada. 5) Soporta una elevada variación dV/dT. 6) Capacitancia de entrada 700 a 1000pF. Con referencia a sus características térmicas es poco lo que podemos decir práctica-

Pero aun quedan parámetros por analizar. Lo primero es saber si el transistor podrá trabajar a 80kHz y para eso debemos adentrarnos en la descripción del mismo que aparece en su dataste (especificación). Sus fabricantes dicen: el 6N60 es una MOSFET de canal N de 6,2A y 600/650V diseñado para obtener una alta velocidad de conmutación y una baja capacidad de compuerta. Su estado de baja resistencia es característico de los diseños de avalancha controlada que poseen un valor muy bajo de la misma. Sus características principales son: 1) La resistencia en el estado cerrado R ds(on) = 1,5Ohms a una tensión de compuerta de 10V. 2) Una ultra baja carga de compuerta, típica de 20 nC (nano Coulomb). 3) Baja capacitancia 14

Figura 11 - Características resumidas del 2SK3264.

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TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES mente en el comienzo de nuestro proyecto, pero se pueden hacer algunas consideraciones groseras. El rendimiento de una fuente pulsada a máxima potencia, puede estimarse en un 85%. Si buscamos construir una fuente de 200W significa que la potencia disipada sobre todo en las llaves es del 15% de la potencia máxima es decir 30W. Si se usa una topología de dos MOSFET se disiparían 15W por MOSFET. La especificación indica que la resistencia térmica con temperatura controlada de carcaza (disipador infinito) es de 2 ºC/W lo que significa que la juntura sobreelevaría una temperatura de 15ºC. Si la temperatura ambiente máxima de

trabajo se toma en 40ºC significa que con un disipador infinito la juntura llegaría a 55ºC lo que significa que se puede resolver el proyecto con un disipador aceptablemente pequeño. Con referencia al MOSFET K3264 podemos indicar que sería también perfectamente apto y un reemplazo de mejores características que el 6N60 con referencia tanto a tensión como a corriente y con buenas características de velocidad. Lo mismo podemos decir del K1507 de los que presentamos sus características principales en las figuras 11 y 12. Nuestra preferencia por el 6N60 se basan en la capacidad de entrada Ciss que es de 700

Figura 12 - Características del 2SK1507.

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Figura 13 - Circuito básico de la fuente.

a 1000pF en tanto que en el 3264 puede llegar a 1350pF en el 3264 y a 1800pF en el 1507. Esta capacidad es la carga del driver y puede generar problemas de excitación redondeando los flancos de la señal y provocando demoras en el encendido y en el apagado. En nuestro caso esas demoras son importantísimas para mejorar el rango de funcionamiento de la fuente con señales que tengan poco tiempo de actividad (amplificador con baja señal). Dentro de lo posible, debemos procurar trabajar hasta con señales de un 5% de tiempo de actividad que equivalen 300 nS. Nota: en la especificación del 3264 esta equivocada la unidad de medida de los tiempos de conmutación (que deben estar en ns nanosegundos-). El 6N60 tiene un tiempo de apagado de 40 ns lo que nos permite suponer que podrá trabajar hasta el 5% de tiempo de actividad o tal vez menos. 16

UN CIRCUITO MÁS DEFINITIVO

Dentro de la topología de circuitos debemos buscar una que no exija demasiada tensión a los dos transistores MOSFET que ya decidimos emplear. Que tome como fuente no regulada un puente de rectificadores normal y que alimente el primario con CA. En la figura 13 mostramos un posible circuito que probaremos y modificaremos si fuera necesario. Primero debemos aclarar que el circuito esta alimentado por dos fuentes con lo que parece que no cumplimos con una de las premisas. Sin embargo no es así porque las dos tensiones de 155V en serie se pueden obtener colocando dos electrolíticos en serie como capacidad de carga del puente de rectificadores. Luego observe que el primario se alimenta desde la unión central de las fuentes y posee una llave a los 300V y otra a masa. Es decir que el primario tiene aplicada una corriente alterna perfecta como lo va a indi-

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TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES el, tal como lo observamos en la figura 15. En realidad el circuito primario tiene que estar preparado para las dos tensiones de red usadas en America y Europa, para que la fuente sea una solución integral para todos los lugares del mundo. En la figura 16 se observa el circuito con una llave (en 110V) que permite pasar de una tensión a otra con una resistencia equivalente a una carga de 120W (680 Ohm) y la posibilidad de tomar tensión de 300V o de 150V para la llave de potencia superior y Figura 14 - Oscilograma de primario del transformador. el transformador. Y en la car el oscilograma de la figura 14. Como figura 17 se observa el mismo circuito con la vemos el transformador es atacado por una llave posicionada en 220V y también con la CA perfecta de 310 Vpap y 155V de pico misma posibilidad. negativo y positivo. De este modo le pediEl circuito del secundario tiene una sencimos la menor exigencia al núcleo del transllez espartana, porque solo posee un rectififormador que no requiere entrehierro. cador negativo y otro positivo que posteriorDe cualquier modo para asegurarnos que mente deberemos proveer de los corresponel primario no sea atravesado por una conti- dientes filtros antirradiación. La excitación nua es conveniente utilizar una capacitor en es simplemente una señal rectangular que serie con el mismo que tenga suficiente capa- para cumplir con las exigencias de diferentes cidad como para que no caiga tensión sobre cargas y tensiones de primario (en caso de baja tensión) debe variar su tiempo de actividad de modo que XFG2 sea el complemento a 100 de XFG1, es decir que si uno fuera del 40% el otro debe ser del 60%.

Figura 15 - Circuito real de fuente para 220V de red .

En la figura colocamos una carga media y excitamos con señales del 50% en ambos generadores para

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos hacer una prueba. Ahora llega el momento de probar el circuito con los parámetros reales de consumo para ver si la salida positiva y negativa se mantiene en valores complementarios. Es decir que debemos variar R1 y R2 que ahora están disipando 30W cada uno (es decir 60W) por valores que permitan disipar por lo menos 120W con un tiempo de actividad del 40% y luego reducir esa carga al 10% de su valor original y ver en cuanto debe quedar el tiempo de actividad.

Por razones de espacio vamos a dejar esta experiencia para la próxima entrega en donde dibujaremos el circuito completo y posiblemente agreguemos un par de diodos auxiliares más si fuera necesario, ya que observamos varios circuitos comerciales que tienen dos diodos por cada extremo del secundario. De esta manera tenemos ya un circuito casi definitivo del sistema de llaves.

Figura 16 - Puente en 110V.

Figura 17 - Puente en 220V de red. 18

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TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES Demostramos el problema de la circulación de corriente continua por el transformador y lo resolvimos con el uso de una fuente partida en el medio, usando dos electrolíticos en serie (de cualquier modo esa es una solución aceptable porque por razones de circulación de corrientes se requieren capacitores de elevado tamaño, llamados de alto ripple o dos de tamaño normal). Vamos ahora a realizar las simulaciones propuestas y ver el problema del núcleo a utilizar, con sus dimensiones y características. Este es un problema complejo para América que siempre esta muy mal surtida de materiales especiales.

GENERADOR DE EXCITACIÓN

Vamos a desarrollar el circuito generador de esa excitación, en una simulación en Multisim y vamos a probar su funcionamiento con un transformador con secundario de carga para que entregue 32V partiendo de una red de 220/110V.

ce no puede hacerlo en cualquier momento, debe generar una señal de excitación simétrica para no deformar la señal de los secundarios. Esto complica el generador de modo que hay que utilizar dos comparadores para resolverlo aun sin emplear más que las llaves controladas por tensión del Multisim. Nuestro primer paso va a ser resolver el funcionamiento al máximo tiempo de actividad (50%) y posteriormente resolver el excitador para que regule a 32V.

LA CONDICIÓN DE MÁXIMA DE LA FUENTE En nuestro curso vamos siempre desde lo más simple a lo más complejo. En principio vamos a resolver el problema para un amplificador monofónico de 60W y luego en otras entregas, seguiremos rediseñando para ver si llegamos a los 120W que permitan alimentar un sistema estereofónico.

Nuestra fuente funciona con regulación porque la señal de excitación modifica el tiempo de actividad de modo de mantener reguladas las fuentes de -32 y +32V (en realidad sólo se puede mantener regulada una; la otra se regula automáticamente). Para lograr que la fuente regule a máxima carga hay que excitarla con un período de actividad del 50%, bajar la tensión de fuente no regulada a 250V, conectarle la carga máxima y observar que se generen 35V, 36V o mas de salida.

Para poder excitar a un sistema mono de 60W por canal; la tensión calculada de fuente es de +32V y -32V aproximadamente lo que implica una corriente de fuente positiva o negativa de 30W/32V = 0,9A. Pero al realizar la prueba de máxima, la salida de fuente debe estar excedida; será de 36V por ejemplo y entonces la corriente va a ser menor; 30W/36V = 0,83A. Lo importante es calcular la resistencia de carga como de 36V/0,83A = 43 Ohms. Para hacer la verificación sobre la fuente positiva se entrega una potencia de 36V.0,83A = 30W que sumados a los 30W de la fuente negativa hacen los 60W de nuestro amplificador.

Luego cambiar el tiempo de actividad a mano y observar que ajuste en 32V de salida. Pero cuando el tiempo de actividad se redu-

Con estos datos armamos la simulación de nuestro último circuito con dos resistores de carga de 43 Ohm.

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Figura 18 - Circuito del secundario aislado a condiciones máximas.

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Figura 19 - Oscilogramas de la fuente.

El circuito del secundario (ver figura 18) se entiende claramente con el diodo D1 rectificando +32V y el diodo D2 rectificando 32V, pero como se puede observar se agregaron los diodos D6 y D5 para completar un rectificador de onda completa y poder dividir por 2 la corriente que manejan los diodos D1 y D2 y duplicar la frecuencia del ripple, que ahora será de 160kHz.

De cualquier modo esto no reduce el valor de los capacitores de filtro, porque los mismos están diseñados para soportar las variaciones de la carga de audio. Es imposible evitar que la entrada de los diodos auxiliares no genere alguna oscilación parásita. Por esa razón es que agregamos los resistores R3 y R4, los inductores L1 y L2 y los capacitores C3, C4, C5 y C6. Con ellos sólo se puede

Figura 20 - Excitador con período de actividad variable.

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Figura 21 - Oscilograma al 50% de tiempo de actividad V = 5V.

observar un mínimo sobrepulso que no genera molestas irradiaciones. Observe que generamos un poco más del valor deseado porque en realidad el período de actividad máximo debe ser un poco inferior al 50% para evita que se produzca un solapamiento de las señales de gate y se enciendan los dos MOSFET al mismo tiempo, lo que produciría un cortocircuito momentáneo de fuente a masa, con un seguro deterioro de los mismos.

En cuanto a la forma de señal de primario y secundario se puede observar en la figura 19 la señal primaria la tomamos sobre el primario y la señal del bobinado inferior con referencia a la masa aislada. Mirando la figura, el lector puede observar la perfecta simetría de las formas de señal y la limpieza de la señal presente en el secundario. El oscilograma del bobinado superior es una replica invertida del oscilograma mostrado.

Figura 22 - Oscilograma al 40% de tiempo de actividad V = 4V.

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Figura 23 - Oscilograma con un 20% de tiempo de actividad tensión V = 2V.

También es conveniente observar que el bobinado primario esta excitado con una señal perfectamente alternada es decir con un valor medio igual a cero lo que nos permite aprovechar todas las características del núcleo. Ahora debemos excitar el mismo circuito pero con una señal que tenga periodos de actividad más cortos sin perder su valor medio nulo; lo que requiere el uso de un circuito comparador rápido y un generador de onda triangular.

CIRCUITO EXCITADOR SIMULADO

En la figura 20 se puede observar el circuito simulado del excitador de las llaves controlada por tensión, con periodo de actividad variable con un potenciómetro. Lo ideal para entender el funcionamiento de este excitador es observar las señales de control de las llaves a diferentes períodos de actividad, que resultan tener una forma de onda muy particular para conservar la sime-

Figura 24 - Funcionamiento del comparador inferior.

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Figura 25 - Funcionamiento del comparador superior.

tría, que garantice que la señal sobre el transformador sea alterna (es decir con valor medio igual a cero). Como el período de actividad depende de la tensión continua entregada con el potenciómetro, vamos a colocar los oscilogramas junto con la tensión y el período de actividad. Vea las figuras 21, 22 y 23. Ahora que se sabe como debe ser la señal generada se puede analizar como hace el cir-

cuito para generarla analizando el circuito de la figura 20. El circuito es, en cierto modo, similar al modulador PWM de nuestro amplificador de audio pero considerando que se debe generar una señal con valor medio nulo. Es evidente que las llaves deben estar excitadas por diferentes señales y por eso se utilizan los dos comparadores. El circuito de salida de los comparadores

Figura 26 - Agregado de los diodos recuperadores.

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TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES es igual y consiste solo en un resistor de 1k ya que los comparadores tienen salida a colector abierto (open colector). Por supuesto cada salida va conectada a una llave controlada por tensión. En la entrada - del comparador superior se conecta una onda triangular con fase directa y en la entrada - del comparador inferior la salida invertida. La tensión continua del potenciómetro opera como eje de recorte de las ondas triangulares, tal como puede observarse en el oscilograma de la figura 24. En la figura 25 se puede observar el oscilagrama del comparador superior que nos permite entender cómo se genera el otro pulso de salida. Como las ondas triangulares están desfasadas 180º también lo estarán las señales de salida de los comparadores. Corresponde aclarar que la sensibilidad de la modulación es fácilmente modificable cambiando el valor pap de la onda triangular.

¿QUÉ PASA CUANDO LAS DOS LLAVES ESTÁN ABIERTAS?

Ocurre que el primario queda conectado a alta impedancia y eso no es conveniente. La solución del problema se consigue utilizando

dos diodos conectados sobre las llaves controladas por tensión según el circuito de la figura 26. Con estos dos diodos, si la corriente no circula por las llaves en dirección hacia abajo; circula por los diodos en dirección hacia arriba, pero siempre hay un circuito cerrado para evitar las sobretensiones sobre el bobinado primario.

Primeras Conclusiones De este modo hemos visto qué es una fuente conmutada, que diferentes configuraciones o tipologías pueden tener las fuentes presentes en los equipos electrónicos de última generación y cómo puede ser una fuente para nuestros proyectos. Para ello, ya tenemos resuelto el circuito secundario y la excitación del circuito primario. Resta unir los dos circuitos para verificar el funcionamiento y la posibilidad de regulación, tema que analizaremos en el próximo capítulo. Posteriormente reemplazaremos las llaves controladas por tensión por los MOSFET que ya elegimos y diseñaremos el driver de los mismos. Por el momento trabajamos con un transformador simulado, pero les avisamos a los lectores de México y América Latina en general que ya estamos en contacto con distribuidores de material de ferrite para la construcción del componente definitivo. ☺

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Ya hemos visto cómo es una fuente conmutada o pulsada empleada en los equipos electrónicos actuales y qué requisitos debe cumplir la misma. En este capítulo veremos los parámetros de diseño de una fuente típica comenzando con el componente más complejo, el transformador de pulsos, indicando dónde puede conseguirlo y cómo debe solicitarlo. Obviamente, como Saber Electrónica llega a todas las ciudades, daremos ejemplos en Argentina, México y Venezuela y, para otros países deberá recurrir a Internet, en base a los datos que sugerimos.

DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS EL TRANSFORMADOR DE PULSOS

Un transformador de pulsos es el componente bobinado más difícil de fabricar de la electrónica. En él confluyen los conocimientos de los materiales magnéticos; los materiales dieléctricos (no se olvide que la prueba de aislación se realiza a 2.500V) y los conocimientos de RF bajas que incluyen el efecto pelicular. Seguramente Ud. quedó asustado después de leer esta frase e inclusive extrañado porque hablemos del efecto pelicular a los 80 o 100kHz en que trabaja nuestra fuente.

Tome una radio de AM en desuso. Busque su antena de ferrite y desarme el bobinado de sintonía. Fíjese que está construido con 7 alambres de cobre esmaltados retorcidos y el manojo cubierto con hilo de algodón. Inclusive en mis buenos tiempos en Tonomac utilizábamos alambre de 14 hilos. Ud. dirá que por ese bobinado pasaban microamperes y por un transformador de pulsos pueden pasar varios amperes de pico. No importa, en ambos casos ocurre el mismo efecto pelicular. Si Ud. desarma un transformador de pulsos de procedencia Asiática va a observar

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos que el primario es un simple y grueso alambre de cobre. Pero si desarma un transformador Europeo verá que el primario puede ser de 2 o 4 hilos de cobre esmaltado o inclusive de faja de cobre esmaltada aislada con materiales plásticos. Ocurre que los Europeos cuidan el medio ambiente y los Asiáticos cuidan el bolsillo.

EL EFECTO PELICULAR

SI Ud. usa un conductor grueso es porque pretende que la corriente circule por todo el conductor, para reducir la resistencia del mismo. Pero el campo magnético que crea una línea de electrones circulantes por el medio del conductor tiende a frenarlos o por lo menos se opone a la circulación generando calor. El campo magnético de una línea de electrones periféricos no puede frenar a la línea de electrones siguientes y entonces se produce un efecto llamado pelicular que hace circular a los electrones preferentemente por la periferia del conductor. Este efecto es marcadamente dependiente de la frecuencia, así que podemos decir que en todos los componentes bobinados recorridos por frecuencias superiores a 1MHz el diámetro se elije para que el alambre sea cómodo de bobinar y se permite que el efecto pelicular trabaje a sus anchas. En corriente continua, la densidad de corriente es similar en todo el conductor (figura 1 a), pero en corriente alterna se observa que hay una mayor densidad de corriente en la superficie que en el centro (figura 1 b). Este fenómeno se conoce con varios nombres: efecto pelicular de Ávila Aroche, efecto skin-Aroche o efecto Kelvin. Este fenómeno hace que la resistencia efectiva o de corriente alterna sea 28

Figura 1 - Corriente por un conductor macizo cuando está recorrido por una corriente continua (a) y una alterna (b) de moderada frecuencia.

mayor que la resistencia óhmica o de corriente continua. Este efecto es el causante de la variación de la resistencia eléctrica, en corriente alterna, de un conductor debido a la variación de la frecuencia de la corriente eléctrica que circula por éste. El efecto pelicular se debe a que la variación del campo magnético en función del tiempo, es mayor en el centro que en la periferia simplemente porque hay mayores campos sumados, lo que da lugar a una reactancia inductiva mayor, y debido a ello, a una intensidad menor de corriente en el centro del conductor y mayor en la periferia. Este efecto es apreciable en conductores de grandes secciones, especialmente si son macizos. Aumenta con la frecuencia, en aquellos conductores con cubierta metálica o si están arrollados en un núcleo ferromagnético que es nuestro caso particular. En frecuencias altas los electrones tienden a circular por la zona más externa del conductor, en forma de corona, en vez de

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DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS hacerlo por toda su sección, con lo que, de hecho, disminuye la sección efectiva por la que circulan estos electrones aumentando la resistencia del conductor aunque sería más propio decir la reactancia inductiva. Este fenómeno es muy perjudicial en las líneas de transmisión que conectan dispositivos de alta frecuencia (por ejemplo un transmisor de radio con su antena). Si la potencia es elevada se producirá una gran pérdida en la línea, debido a la disipación de energía en la resistencia de la misma. También es muy negativo en el comportamiento de bobinas y transformadores para altas frecuencias, debido a que perjudica al factor de merito o Q de los circuitos resonantes al aumentar la resistencia respecto o la reactancia. Una forma de mitigar este efecto es el empleo en las líneas y en los inductores del denominado hilo o alambre de Litz, consistente en un cable formado por muchos conductores de pequeña sección aislados unos de otros con esmalte y unidos solo en los extremos. De esta forma se consigue un aumento de la zona de conducción efectiva. Ver la figura 2. ¿Se puede realizar un cálculo de la profundidad hasta la cual circula corriente eléctrica? Sí, aunque es algo complejo. Normalmente la resistencia de un conductor de forma circular se calcula con la fórmula:

zado. Para nuestro caso el cobre tiene una resistividad de 0,017 Ohm por mm2 por metro con L en metros y S en mm2. Se define la profundidad superficial de los conductores, al área efectiva por la que circula corriente en el conductor. Depende de la frecuencia, permeabilidad magnética y resistividad del material y se da en metros.

Fórmula 1 - Fórmula para el cálculo de la penetración.

En donde ω = 2 F ; µ es la permeabilidad del material y σ la resitividad. En realidad los bobinados de nuestro transformador deberían estar realizados con alambres Litz para reducir las pérdidas pero tomaremos como suficiente precaución utilizar 4 alambres de cobre esmaltado retorcidos, del diámetro adecuado.

NÚCLEOS PARA TRANSFORMADORES El principio del transformador es que toda bobina sumergida en un campo magnético variable genera una tensión alternada de la misma frecuencia que la de variación del campo magnético.

R = ρ . L/S En donde ρ (se dice “ro”) es la permeabilidad relativa del material conductor utili-

Figura 2 - Alambre Litz

La tensión inducida es función de la velocidad de variación del campo magnético de su orientación y de su intensidad. Lo importante es que el campo sea variable

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Figura 3 - Transformador ideal y real.

porque un campo fijo como el generado por un imán o un electroimán de CC no induce tensión alguna. Estos casos dan forma a las dínamos y los motores eléctricos. El caso que nos ocupa es una estructura fija de material magnético formado por chapas recortadas con forma de “E” y de “I” que generan un camino de baja reluctancia (resistencia al campo magnético) y que pasa por dentro del primario y el secundario. La variación del campo magnético de la bobina sumergida en él puede ser debido al movimiento, pero en nuestro caso (el transformador) se trata de una estructura fija en la que se varía la corriente, aplicada al primario. Conste que dijimos corriente y no tensión, porque el campo magnético es función de la corriente que varía por el primario y no de la tensión aplicada a él. En principio un bloque macizo de hierro silicio puede encargarse de conducir el campo magnético del primario por dentro del 30

secundario sin que nada del campo se desperdicie, cerrándose por el aire sin pasar por el secundario. Pero es imposible lograr, que aunque sea un pequeño campo, se cierre solo sobre el primario y por eso un transformador se representa siempre como un transformador ideal con un pequeño inductor en serie con el primario que representa las pérdidas de flujo y la ausencia de rendimiento unitario. Ver la figura 3. Un transformador consiste en dos bobinados fuertemente acoplados entre sí. Puede ser simplemente por la geometría de las bobinas (una dentro de la otra), pero más generalmente se trata de una estructura metálica con un material que es mucho más permeable que el aire (al campo magnético) como por ejemplo el hierro silicio. Durante muchos años los únicos transformadores que se conocían eran los de hierro silicio laminados ya que la máxima frecuen-

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DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS núcleo de una sola pieza, la resistencia eléctrica que ofrecerá a dichas corrientes circulares será baja, lo cual provocará un incremento de tales corrientes.

Figura 4 - Núcleo laminado.

Debido a su efecto contrario, la corriente de la fuerza magnetizante debilitará a esta última y, en consecuencia provocará un incremento de la perdida en la potencia que disipará el primario para un correcto funcionamiento del transformador, en la corriente que circula por el primario. Esto en sí representa una pérdida de potencia que disipará el primario para un correcto funcionamiento del transformador.

Figura 5 - Armado de un núcleo.

cia a la que se trabajaba era de 100Hz. En la práctica para reducir al máximo las pérdidas por histéresis magnética se recurre al uso de materiales capaces de imantarse y desimantarse rápidamente, tal como ocurre con el hierro silicio. En cuanto a las pérdidas por corrientes de Foucault o corrientes parásitas podremos tener una idea mas precisa al respecto si observamos la figura 4, la cual consideramos por supuesto como un núcleo macizo a pesar de ser de chapa laminada. Si consideramos al mismo recorrido por un determinado flujo magnético como el dibujado en líneas de puntos; como éste es variable se originan en dicho núcleo corrientes circulares que se opondrán en todo instante a la causa que las origina. Siendo el

Para contrarrestar el efecto de estas corrientes parásitas es posible llegar a una solución muy interesante basada en ofrecer una máxima resistencia transversal a las mismas. Esto se consigue integrando el núcleo magnético mediante un conjunto de láminas delgadas de hierro, superpuestas una sobre otra y aisladas entre sí con un baño de goma laca, barniz o simplemente óxido. En la figura 4 podemos apreciar el tipo de construcción propuesto que evidentemente reduce las corrientes circulares transformándolas en elípticas de mucho menos recorrido. Naturalmente que éstas igual se producen, pero debido a que el hierro tiene mucha menor sección el valor alcanzado por las corrientes de Foucault es sensiblemente mas reducido, disminuyendo en consecuencia las pérdidas. En la práctica los transformadores se construyen con una gran cantidad de láminas muy delgadas de hierro silicio aisladas entre sí y fuertemente comprimidas. Con estas precauciones se lograrán realizar transformadores que alcanzan a cubrir la gama de audio si se utilizan procesos de orientación del grano magnético de la laminación.

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos La máxima frecuencia de trabajo de un núcleo esta determinada por las llamadas corrientes de Foucault que consisten en corrientes inducidas en el propio hierro por estar sometido a un campo magnético variable debido al fenómeno de la inducción magnética. Los cortes en forma de lámina secciona el camino de circulación de las corrientes de Foucault y más cuando las mismas están oxidadas. De cualquier modo la forma indicada no es práctica porque no posee lugar para montar el secundario. En el ítem siguiente observaremos formas prácticas de laminación. En la figura 5 se puede observar una solución totalmente clásica consistente en el corte “E” y “I” de la laminación. Los cortes en I y en E se arman intercalados tal como se observa a la izquierda para evitar que se produzca un corte del camino magnético principal. Cuando se deben realizar transformadores que superen la banda de audio se abandona la laminación y se utilizan gránulos de hierro amalgamados con resinas epoxi, poliéster u otros materiales plásticos, lo que permiten aumentar la permeabilidad hasta frecuencias del orden de los 2MHz. Este tipo de material toma el nombre genérico de ferrite. En la figura 6 se puede observar una fotografía de estas formas de ferrites para transformadores de pulsos de fuentes. El material de ferrite tiene características muy particulares que requieren un análisis muy cuidadoso para elegir el más adecuado a nuestras necesidades. Por supuesto lo más importante es determinar el tamaño del transformador en función de la potencia que debe entregar la fuente. Pero muchas veces este tamaño está determinado más por las carac32

terísticas de aislación y el acoplamiento que debe tener la fuente.

CONSTRUCCIÓN PRÁCTICA DEL TRANSFORMADOR

Ya dijimos que un transformador real tiene una inductancia parásita llamada de dispersión que debe minimizarse para obtener un elevado rendimiento (que la mayor parte de la energía que ingresa por el primario salga por el/los secundarios). Esto implica una construcción muy particular del transformador. Mirando las fotografías se observa que la zona de bobinados se encuentra sobre la rama central del núcleo construida sobre un carretel de plástico. Ese carretel se llena de un modo muy particular: primero la mitad del primario, luego los secundarios y por último la otra mitad del primario. Es decir que el bobinado es un sándwich de dos tapas de primario con los secundarios como fiambre. Esto provoca un fuerte acoplamiento

Figura 6 - Formas de ferrite para transformadores de pulsos.

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DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS entre el primario y los secundarios minimizando la inductancia de dispersión. Pero también hablamos de que la prueba de aislación se realiza a 2500V y esto implica una construcción muy particular con una aislación de cinta de mylard sobre la primer mitad del primario, luego construir el/los secundarios una nueva capa de mylard y por último la segunda parte del primario. Es evidente que si los terminales de primario y secundario se sacan del mismo lado del carretel será imposible conseguir la aislación correcta. Por eso la solución típica es sacar los terminales de primario por un lado y los de secundarios por el otro. Por último es fundamental que la aislación del circuito impreso sea mejor que la del transformador. Como puede observar, ingresamos de lleno en el desarrollo del transformador de pulsos mencionando las razones históricas que llevaron a la utilización del ferrite y sobre todo a explicar los requisitos de aislación y rendimiento del transformador. Todo depende de la construcción y la habilidad del diseñador para lograr una buena separación entre los terminales del transformador y entre el primario y secundario. Los lectores curiosos que deseen observar las especificaciones de los ferrites les indicamos que los que se consiguen en Argentina se obtienen primero en la lista de materiales de Elemon (www.elemon.net) y luego consultar las características de los materiales en existencia hay que ingresar en www.epcos.com. En México puede consultar en EYM Electrónica (www.eym.com.mx), en Venezuela en: www.zonalectronica.com y para otros países debe fijarse en el listado que hemos colocado en nuestra web.

LA FUENTE RESONANTE

Hemos discutido cuál es la mejor topología para una fuente de audio. Y cuando quiero “optimizar” la topología elegida me encuentro con problemas difíciles de resolver. Por eso quiero plantear un nuevo método de resolver el problema con una fuente no pulsada. Desde el comienzo, en este texto, la idea es diseñar juntos una fuente pulsada; es decir que yo aún no tengo la solución mientras estoy escribiendo estas líneas y además ni siquiera me animé a asegurar que pueda llegar a una. Quedamos en que de cualquier modo la aventura de aprender es siempre provechosa y decidimos meternos en el tema con todo. Me animé a escribir porque leí un artículo en una revista española en donde explicaban parcialmente la construcción de una, evidentemente basada en un artículo en Inglés al que no tuve acceso. Pero a medida que fui ingresando en el diseño me dí cuenta de que tenía grandes falencias y no pude resolver la sección del secundario del transformador. Releyendo mis propios artículos sobre fuentes llegué a la conclusión de que las fuentes de alta potencia de mejor rendimiento se utilizaban en los TV de plasma y son fuentes que no se pueden clasificar como pulsadas aunque funcionen con pulsos. Se llaman fuentes resonantes y como es clásico en nuestro curso vamos a estudiarlas a fondo.

EL EFECTO RESONANTE MECÁNICO La resonancia mecánica es un efecto sumamente utilizado en muchos dispositivos

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos y debemos estudiarla antes de entender cómo funciona una fuente resonante. El péndulo es la máquina resonante más conocida de todas las épocas y la más didáctica para entender el problema del rendimiento. Vamos a analizar un péndulo con aguja rígida, peso y rulemán en su punto de pivote. Ver la figura 7. Este dispositivo es una máquina transformadora de energía gravitatoria en energía térmica, si consideramos que el rulemán no es ideal y tiene un determinado rozamiento. Las transformaciones que se producen son las siguientes: A) Se levanta el peso dándole energía potencial gravitatoria y se suelta. B) La aguja hace oscilar al peso que llega al punto central; en ese lugar la energía potencial gravitatoria es nula porque el peso no puede bajar más allá de esa posición. Toda la energía potencial se transformó en energía cinética. C) La energía cinética lleva al peso hacia la izquierda hasta una altura algo menor que la derecha. D) El rulemán se calienta por el rozamiento, generando una energía térmica exactamente igual a la pérdida de energía potencial gravitatoria. E) La energía potencial algo reducida comienza a convertirse en energía cinética con dirección contraria a la anterior. Pasa por el punto central y comienza a reducirse aumentando la energía potencial. F) Cuando el péndulo se detiene totalmente lo hace a menos altura que desde donde partió y comienza un nuevo ciclo de descenso. En ese momento el martillo golpea al peso y recupera la energía térmica generada en el rulemán. 34

Figura 7 - Oscilador a péndulo.

Note que si el rulemán se oxida, el sistema debe realizar un esfuerzo mayor sobre el mismo y se produce más energía térmica. El péndulo sube menos y el martillo debe dar un golpe mayor para mantener al sistema funcionando a amplitud constante.

EL SISTEMA RESONANTE ELÉCTRICO En la resonancia eléctrica se utilizan las características opuestas del capacitor y del inductor. El hecho de que uno se oponga a las variaciones de tensión y el otro a las variaciones de corriente hace que colocados en serie o en paralelo sean ideales para transferirse la energía de uno a otro generando una oscilación amortiguada (como la del péndulo). Cada circuito busca reponer la energía perdida en cada ciclo de modo que la oscilación se realice en forma permanente. El problema es que los circuitos deben completar la posibilidad de entregar la energía perdida en cada ciclo con la posibilidad de retirar potencia continua hacia el amplificador y que la tensión de continua pueda ajustarse permanentemente con un sistema realimentado. En la figura 8 se puede observar el circuito básico que nos ayudará a explicar el fun-

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Figura 8 - Circuito básico.

cionamiento. El circuito resonante está constituido por la inductancia de primario de T1 que es de 330µHy y el capacitor C5 de 12nF. El generador que provee energía al sistema es XFG3 que como podemos observar es de onda cuadrada con una amplitud de 310V pap es decir la tensión rectificada por un puente en redes de 220V, 50Hz o de un circuito doblador en redes de 110V, 60Hz. La salida de tensión del circuito se obtiene del bobinado secundario con punto medio

de T1 que debe tener la amplitud deseada de 32V aproximadamente. Cuando se carga el circuito ocurre lo mismo que en el símil mecánico; la oscilación se atenúa y el generador debe entregar mayor energía al sistema. Esto se puede lograr de dos modos: el primero es trabajando con el período de actividad de las llaves con el circuito driver creado anteriormente con un comparador para que nunca quede un circuito abierto. El otro modo consiste en trabajar fuera de la frecuencia de resonancia para que el circuito sintonizado reciba menos energía debido a que le llega fuera de tiempo.

Figura 9 - Curva de resonancia del circuito.

En la figura 9 se puede observar la curva de resonancia del circuito resonante serie medida con un medidor de Bode.

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos Este circuito resonante posee una curva de resonancia con una máximo de 30 dB a la frecuencia central de 78kHz. Según la figura, al trabajar a 100kHz, la tensión de salida es menor a lo necesario, pero basta con acercar la frecuencia a unos 90khz para lograr la tensión requerida y luego variar suavemente la frecuencia ante variaciones de la tensión de carga. Demás está decir que una combinación de los dos modos de variar la salida permite obtener un cambio notablemente grande de la misma. Por ejemplo si llevamos la frecuencia a un valor de 80kHz. podríamos cargar la fuente con una resistencia de 4,3 Ohm generando una potencia de salida 10 veces mayor. La forma de señal de salida es realmente algo para analizar. Si el circuito resonante se excita con una señal cuadrada podríamos pensar que la señal de salida del transformador es también una señal del mismo tipo. Pero en la figura 10 podemos observar que no es así que la señal de uno de los secundarios es casi una señal senoidal. Como podemos observar en rojo aparece la verdadera señal de primario como una conmutación de la salida del puente de rectificadores o el doblador es decir con 310V la mitad del tiempo 36

Figura 10 - Señal de los secundarios.

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Figura 11 - Circuito completo del secundario. Nota: los capacitores C1 y C2 luego serán agrandados considerablemente; no lo hacemos ahora para que no se lentifique la simulación.

y con una conexión a masa viva el resto del tiempo. Esa señal se aplica al LC formado T1 y C5 que genera el intercambio energético correspondiente a un circuito resonante serie. Aunque la tensión aplicada al circuito sea cuadrada la corriente que circula corresponde a la carga conectada sobre ese generador y no a la señal del generador. En el límite si el Q del circuito resonante es infinito la forma de señal puede ser cualquiéra que la corriente que circula es siempre senoidal. En nuestro caso como el Q no es infinito, la señal de corriente por el primario no es perfectamente senoidal sino una combinación de senoidal con una pequeña cuadrada. El campo magnético en el núcleo es proporcional a la corriente de primario y por lo tanto varía de la misma forma. Y por último; la tensión de los secundarios es proporcional a la variación del campo magnético del núcleo y por lo tanto es senoidal con la misma dis-

torsión que tiene la corriente de primario. Lo importante es que se trata de una señal simétrica y que la variación del pulso positivo es igual a la del negativo que es nuestra principal preocupación. En el circuito básico colocamos como carga del secundario, simples rectificadores de media onda pero el circuito se puede completar con un par de diodos más y realizar un rectificador de onda completa como puede observarse en la figura 11.

EL GENERADOR DE ONDA CUADRADA CON LLAVES CONTROLADAS

Ahora nos queda por conectar el primario a las dos llaves controladas por tensión que

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Figura 12 - Circuito con generador a llaves.

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Figura 13 - Oscilograma de tensión sobre el LC y el secundario inferior con el generador a llaves.

Figura 14 - Oscilograma sobre el primario del transformador.

posteriormente serán reemplazadas por transistores MOSFET digitales de potencia. Ver la figura 12. La generación de la onda cuadrada se realiza del siguiente modo: En el primer tiempo se cierra la llave J1 aplicando la tensión de fuente al extremo

superior del transformador. Cuando transcurre el 50% del periodo de la señal la llave J1 se abre y se cierra la llave J2 enviando el terminal superior del transformador a masa. Esto significa aplicar una onda cuadrada de 310V de pico a pico desplazada de cero de modo que el semiciclo negativo coincida con masa.

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos Parecería que se aplica una tensión continua de 155V al primario del transformador, pero esto es imposible porque en serie con el primario está el capacitor C5 que se carga justamente a un valor medio de -155V desplazando la onda cuadrada de primario en forma simétrica a masa. En la figura 13 mostramos el oscilograma de tensión sobre el LC y la tensión del secundario inferior para que el lector lo pueda comparar con el de la figura 11 para demostrar que los circuitos son equivalentes. Ahora vamos a medir la tensión sobre el primario de T1 y la vamos a comparar con la tensión sobre el LC. Ver la figura 14. Como se puede observar la tensión es perfectamente alterna sin ninguna componente continua superpuesta, pero también podemos observar que el valor de tensión de pico sobre cualquiera de las llaves supera los valores que pueden soportar los MOSFET porque llega a ser de 1500V.

impedancia de salida del generador en todo momento; es decir que no vale mantener las dos llaves abiertas al mismo tiempo. Con esto ya se reduce la tensión sobre las llaves pero como se va a reducir la tensión de salida es necesario reducir la relación de espiras del transformador para obtener la misma tensión de salida. Esto aumenta la carga sobre el circuito resonante con lo que se reduce aún más la tensión sobre las llaves pero aumenta la corriente que las recorre. Esto es un mecanismo de corrección de errores que debe ser aplicado reiteradamente hasta obtener el resultado deseado. Lo ideal es buscar una tensión de alrededor de 600V para poder utilizar cualquier MOSFET de fuente de TV. Más adelante veremos al circuito pero con el excitador de doble comparador. Reduciremos el tiempo de actividad y ajustaremos la relación de espiras para lograr el diseño del transformador.

En el ítem siguiente indicaremos el modo de solucionar este problema. DISEÑO DE UN MODULADOR PWM LA TENSIÓN SOBRE TRANSISTORES MOSFET

LOS

Si sobre un circuito resonante serie se quiere reducir la tensión sobre los dos componentes; se debe reducir la energía que los excita o reducir el Q. En realidad hay que realizar las dos cosas al mismo tiempo para no variar la tensión de salida. Para reducir la energía entregada al circuito sólo nos queda reducir el tiempo de actividad, pero tal como lo hicimos anteriormente con un circuito que mantenga baja la 40

Al circuito de la fuente resonante le agregamos un modulador PWM y ajustamos todo para lograr una tensión de 32V para la salida. La sección de potencia de nuestra fuente ya está resuelta con un circuito resonante formado por el primario del transformador y un capacitor de sintonía que resuenan en 78kHz. El secundario del transformador tiene un punto medio y con él logramos generar una tensión de salida senoidal desfasada 180º como en una fuente de 50Hz común con transformador laminado de hierro silicio. Cuatro diodos rápidos con sus correspon-

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DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS diente capacitores y resistores de filtrado garantizan una rectificación de onda completa con una frecuencia de ripple de unos 140kHz. En esta entrega debemos realizar todas las pruebas que nos permitan determinar el funcionamiento correcto de la fuente.

Figura 15. Circuito de prueba del tipo resonante.

En un principio intentaremos construir una fuente para un amplificador estereofónico de 30W por canal aproximadamente, es decir que generaremos una fuente de +32V x 1A y de -32V x 1A es decir 32W y 32W con lo cual completamos 64W. De echo nunca una señal estéreo consume la suma de los consumos. Se estima que es suficiente con considerar una potencia de fuente de 1,5 veces la potencia de un canal. Posteriormente veremos la posibilidad de incrementar la potencia a un valor mayor, para que la fuente sea más útil en forma genérica. De cualquier modo esta serie de artículos es prácticamente un apunte de trabajo muy deta-

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Figura 16. Oscilogramas de la generación PWM.

llado para que cualquier lector pueda desarrollar una fuente por su cuenta; sólo hay que animarse y simular las variantes porque el diseño es muy flexible y lo permite. Ahora tenemos dos modos ajustables de regular la tensión de salida y uno fijo. Los regulables son el período de actividad de onda completa y la frecuencia del oscilador, el fijo es la relación de transformación del transformador de pulsos. Como cosas a medir existe una muy importante que es la tensión aplicada a las llaves controladas y la corriente que circula por ellas para saber si los MOSFET elegidos con anterioridad son aptos para su función en una fuente resonante, aunque a priori podemos decir que por la topología del circuito lo son seguramente. Otro cosa que debemos medir es la tensión aplicada al primario del transformador y al capacitor de sintonía, porque seguramente tendrán requisitos especiales debido a que el efecto resonante genera sobretensiones importantes. 42

EL CIRCUITO DE PRUEBA

Realmente no diseñamos ningún circuito nuevo; simplemente superpusimos el último diseño de la entrega anterior con el circuito excitador de dos entregas atrás y así salió el circuito completo que nos permite realizar los ajustes y las mediciones. Ver la figura 15. El clock del excitador está generado por el generador de funciones XFG3 dispuesto como generador de onda triangular que posteriormente será reemplazado probablemente por un 555 y un amplificador inversor y un no inversor integradores. En efecto, podemos observar que se utilizan las dos fases de salida del generador; una a la entrada inversora de U1A y la otra a la entrada inversora de U2B que son circuitos comparadores de alta velocidad. La comparación se realiza con una tensión continua que se obtiene del cursor del potenciómetro R5. De acuerdo al valor de

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Figura 17. Primeras mediciones de la fuente resonante.

continua que se coloca en estas entradas, en las salidas se genera un pulso rectangular con mayor o menor período de actividad. Los pulsos estarán desfasados debido a que coinciden siempre con el pulso triangular positivo y dicho pulso está desfasado 180º en ambas salidas de XFG3. Los comparadores son circuitos con salida “toten poll” o “output colector” es decir que ofrecen sobre la pata 1 y 7 el colector de un transistor llave interno, que requiere un resistor a fuente (R6 y R7) para generar un pulso rectangular de ancho variable que opere las llaves controladas J1 y J2. ver la figura 16. Estas llaves le entregan al circuito resonante T1 y C5 la energía que toma la resistencia equivalente a las cargas del amplificador R1 y R2. Si se desea bajar la tensión de salida se puede reducir el periodo de actividad de las llaves que se conectan a fuente o a masa por menos tiempo, reduciendo la energía entregada al LC. También se puede variar la frecuencia de XFG3 para que circule

menos corriente por el primario, alejando el punto de trabajo del punto de sintonía del LC. Si se desea aumentar la tensión de salida se debe hacer la acción contraria. La tensión en los secundarios es proporcional a la corriente que circula por el primario; es decir que mayor corriente significa mayor tensión sobre los secundarios y viceversa. Los diodos D3 y D4 completan el camino de circulación del LC cuando las dos llaves están abiertas.

AJUSTE Y PRUEBA DEL CIRCUITO

Evidentemente lo primero que debemos hacer es medir las tensiones de salida y ajustarlas al valor deseado de 32V. En principio colocamos el período de actividad del excitador en su valor máximo, que no debe ser superior al 40% para que no exista ninguna

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Figura 18. Tensión sobre las llaves controladas.

posibilidad de que en cierto momento se cierren las dos llaves controladas generando un cortocircuito fatal para los futuros MOSFET. Luego se modifica la frecuencia del generador de funciones para lograr que la tensión de salida tenga el valor deseado de 32V. Ver la figura 17. Como se puede observar el generador de funciones se predispone en onda triangular con un período de actividad del 50%. Para una posición del pre-set del 38% se obtienen las señales PWM indicadas en el osciloscopio que no tienen peligro de superponerse. Para este caso las tensiones de salida son de 32,24V y -32,24V que es el valor deseado. A continuación en la figura 18 se coloca el osciloscopio para poder medir las tensiones sobre las llaves controladas. Como se puede observar la tensión sobre las llaves es de 310V y no podría ser otra que la tensión de fuente porque cuando J1 está 44

abierta J2 está cerrada y entonces J1 tiene aplicada la tensión de fuente. En cambio cuando J2 está abierta J1 está cerrada y entonces J2 tiene aplicada la tensión de fuente. Esto significa que cualquiera de los MOSFET elegidos puede cumplir con el requisito de tensión. La señal sobre las llaves parece tener una incongruencia porque no tiene la forma esperada con un período de actividad menor al 50% pero lo que ocurre que aunque la llave esté abierta, los diodos D3 y D4 mantienen el potencial para obtener baja impedancia durante todo el ciclo de la oscilación. En las figuras 19 y 20 se puede observar el otro parámetro a considerar de los MOSFET que es la corriente. En realidad es necesario realizar dos mediciones si vamos a tomar como referencia la señal de excitación. En la primera utilizamos el viejo método de agregar un resistor de bajo valor y en la segunda usamos una ventaja del Multisim

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Figura 19. Corriente por el MOSFET inferior.

10 que son las sondas de corriente en este caso ajustada para 1V/A. Como podemos observar las corrientes pico son de 8A pero su valor continuo es mucho menor porque

solo se debe considerar el tiempo que dura la excitación de la llave, que como máximo fijamos en un 38%, es decir 19% por cada transistor. El valor eficaz es aproximada-

Figura 20. Corriente por el MOSFET superior.

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos mente el 19% de 8A o 1,52A. Sobre todo los MOSFET 2SK3264 y 2SK1507 son aptos para este uso ya que admiten pulsos de corriente de 28A y 29A y valores continuos de 7A y 9A respectivamente. Nota: estos MOSFET se consiguen en cualquier casa de electrónica porque se los utiliza para fuentes de TV.

POSIBILIDADES DE REGULACIÓN DE LA FUENTE

Como sabemos nuestra fuente admite el ajuste del período de actividad de dos formas diferentes. Por cambio de la tensión de error o por cambio de la frecuencia del oscilador. Primero vamos a probar el ajuste por tensión para ver si es necesario recurrir a otro sistema, o si lo debemos manFigura 21. Regulación con R de 640 Ohm tener en suspenso para el diseño de una fuente de mayor potencia. observar, con llevar el potenciómetro de En la figura 21 se puede observar qué pasa ajuste a un 25%, se logra reajustar la salida al cuando la resistencia de carga se levanta a 20 valor deseado de 32V. Es decir que no hace veces de su valor original. Como podemos falta recurrir al doble cambio de parámetro. 46

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DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS Bien, hasta aquí comprobamos que estamos por el buen camino y que un simple cambio del período de actividad con nuestro modulador, es suficiente para lograr una buena regulación con variaciones de carga de 1 a 20. Ahora deberemos cambiar las llaves controladas por MOSFET y vamos a diseñar una adecuada excitación de los mismos. También vamos a medir el rendimiento de la fuente, que necesitamos para el diseño del transformador.

CONMUTACIÓN CON TRANSISTORES MOSFET

Habiendo analizado cómo se realiza la modulación por ancho de pulsos, describiremos cómo reemplazar las llaves controladas en nuestro circuito de simulación por los

Figura 22 . Circuito de excitación de un MOSFET

transistores MOSFET que previamente habíamos elegido. Y aquí comienzan los problemas de simulación que requiere mucha imaginación para resolverlos. ¡Manos a la Obra! Como Ud. ya sabe vamos a trabajar con los MOSFET que se consiguen en plaza debido a que se utilizan como repuestos de TV. Se pueden utilizar el 6N60-A o el K3264 o el K1507. Pero resulta que ninguno de ellos está en la librería del Multisim. Por esa razón utilizamos un MOSFET que tuviera valores similares de tensión y corriente y nos imaginamos que el resultado será similar. Los comparadores utilizados en el modulador no entregan mucha corriente de salida. Es decir que no son capaces de cargar y descargar al capacitor equivalente al gate del MOSFET sin producir una pendiente excesiva. Por esa razón se impone reducirles la impedancia de salida. Lo primero en que se piensa es colocar un repetidor pero a poco que se analice se observa que el repetidor permite que le tomen corriente por su salida pero no es capaz de consumir desde la carga y en nuestro caso lo más importante es descargar el capacitor de gate rápidamente. Si analizamos los circuitos utilizados para reducir la impedancia nos encontramos que el más conocido es el clásico par complementario de los

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos amplificadores de audio. En efecto, esa etapa es capaz de hacer circular corriente hacia el parlante cargando el capacitor de acoplamiento o tomar corriente del capacitor de acoplamiento descargándolo. El problema parecería ser que carga utilizar para diseñar el excitador. Pues bien realmente no es un problema porque solo hay que utilizar como carga un capacitor del mismo valor que tiene el capacitor de entrada CI del MOSFET. De los tres MOSFET posibles elegimos el que tiene Figura 23 . Señal de gate de un MOSFET. menos capacidad de entrada que es el 6N60 (Ci = 700 a 1300pF) y nos rectangular de 86kHz con tiempo de activiponemos en la capacidad máxima de modo dad del 40%. De este modo Q1 se abre y cieque se pueda usar también el K3264 (900 a rra 86.000 veces por segundo casi sin flancos 1350pF). El K1507 lo dejamos como una mala alternativa porque tiene un promedio de 1200 y un máximo de 1800pF.

CIRCUITO DE EXCITACIÓN

En la figura 22 se puede observar el circuito de excitación simulado usando como carga un capacitor de 1000pF. El transistor Q1 simula el transistor interno del comparador de una de las salidas. Y está excitado con un generador de funciones como señal 48

Figura 24 . Retardo de descarga del gate (247ns ó 0,25µs aproximádamente).

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Figura 25 . Circuito con MOSFET.

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos de conmutación. La resistencia que impulsa la corriente del par complementario es proporcionada por R2 cuando Q1 está abierto. El par complementario se comporta haciendo circular corriente por Q2 cuando Q1 está abierto cargando el capacitor equivalente al gate por medio de R3. Observe que nunca se generará una tensión mayor a la de fuente (12V) sobre el gate del MOSFET cuando Q1 está cortado. Cuando Q1 conduce hace conducir a Q3 quien a su vez descarga al capacitor C1 mediante la red D1 y R4 en paralelo con el resistor R3. Como se puede observar todo el circuito está pensado para que la corriente de carga de C1 sea relativamente baja ya que en ese momento la corriente por el MOSFET recién comienza y crece paulatinamente. En cambio, cuando el MOSFET se abre la corriente está en el máximo y es imprescindible vaciar el gate rápidamente para no perder rendimiento. En la figura 23 se puede observar el oscilograma de gate tomando como referencia a la salida del generador de funciones. Como podemos observar, los flancos de la señal de gate no son verticales, tienen una cierta caída exponencial debido a la carga de compuerta. Pero lo importante es lo que ocurre antes de la tensión de transición que como sabemos es de unos 4V (momento en que el MOSFET cambia de estado). El flanco de subida casi no tiene inclinación hasta los 4V y por eso no se produce casi un retardo al encendido. En tanto que la descarga del gate es un poco más problemática porque se produce una demora que no puede estimarse con precisión en el osciloscopio. Una medición con escala más expandida permite leer con precisión el retardo como de 0,25µs. Ver la figura 24. 50

Ahora que ya tenemos diseñados los circuitos de excitación vamos a probar el circuito completo cambiando las llaves controladas por MOSFET.

CIRCUITO CON MOSFET

En la figura 25 se puede observar el circuito incluyendo los MOSFET. Como se puede observar, el circuito de excitación inferior se utiliza tal cual fue diseñado porque el terminal de fuente del MOSFET está conectado a masa. Pero en el circuito superior nos encontramos que el terminal de masa del MOSFET se encuentra conectado a la señal de alimentación del circuito resonante y por lo tanto a una tensión rectangular de 310V de pap. Si la excitación la referimos a masa seguramente se quemará el MOSFET superior. Por esta razón se agrega el transformador T2 con su retorno del secundario conectado al terminal de fuente de MOSFET superior para que esté correctamente excitado. Pero el transformador no puede acoplar continua y entonces genera un pulso negativo que reduce el valor de la excitación a la mitad. Por esta razón se agrega un capacitor con un diodo que restauran el valor negativo a 0V (en realidad a -600mV) dejando un pulso positivo de 10V para excitar la compuerta. En el MOSFET inferior solo se ha agregado un resistor R13 porque la capacidad drenaje gate generaba realimentaciones de tensión sobre el gate. El resistor R12 fue agregado porque la simulación marcaba un error debido a la carga inductiva capacitiva del par de salida superior.

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OTRO CIRCUITO DE EXCITACIÓN

El circuito que acabamos de describir tiene ciertas falencias debido a que, en algunas ocasiones, la simulación arranca mal por lo cual el prototipo seguramente no va a funcionar correctamente, por lo cual debemos hacerle algunas modificaciones al proyecto. En este libro describo paso a paso los diferentes estados en que fuí realizando este proyecto, es decir, no hubo un proyecto definitivo sino que la idea desde el comienzo fue mostrarle al lector como se diseñan las fuentes de alimentación de los equipos electrónicos modernos, basándonos en los sistemas de suministro de energía de los equipos de audio de alta fidelidad. Es un modo de hacer vivir los proyectos; el lector no es una presencia estática, sino que puede entender el proceso del pensamiento del autor. Y si alguien le dice que él piensa los proyectos y le salen andando perfectamente no le crea. Todos los ingenieros trabajan por

prueba y error y el proyecto final suele distar mucho de la idea inicial. Ya les mostré el diseño de un driver que no me deja muy contento y por lo tanto voy a intentar la construcción de uno mejor. En principio, lo que no me gusta es que el driver inferior no pasa por un transformador y el superior sí. Esto genera una asimetría de la excitación; es decir que las señales de gate son diferentes. Cuando hice las mediciones de rendimiento sobre cada uno de los drivers noté que eran diferentes y eso no tiene sentido; deben tener el mismo rendimiento y comencé a pensar en cambiar el circuito para que se sea simétrico. Ahora, sí debemos construir un pequeño transformador driver por qué no realizamos dos exactamente iguales. Y en eso basé las nuevas modificaciones del proyecto que paso a explicar.

NUEVO CIRCUITO EXCITADOR En la figura 26 se puede observar uno de los canales de driver que podría ser el infe-

Figura 2 Circuito del driver nuevo.

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos rior al estar conectado a la masa caliente o el superior, si todos las masas del secundario del transformador driver se conectan juntas al transformador del circuito resonante (unión de los MOSFET).

nente de tensión positiva que pierde amplitud. Como D2 no permite la existencia de señales negativas superiores a 0,6V casi toda la señal sobre el gate es positiva y superamos fácilmente la tensión de conducción.

Ya realizamos un cambio a nivel del par complementario que excita los MOSFET que ahora son TIP31 y TIP32. En realidad pueden ser TIP29 y 30 pero no sabemos por qué el Multisim10 no los trae en su biblioteca.

En la anterior simulación (en la entrega anterior) habíamos reemplazado el MOSFET por un capacitor equivalente a su Cin. En este caso, conectamos realmente un MOSFET similar a los elegidos para el proyecto (en realidad tiene un Cin mayor que es de 1500pF) y lo conectamos a una fuente de 300V con un resistor de 400 Ohm.

El transistor Q5 no existe realmente en el circuito. El representa a la salida del modulador PWM. El circuito comienza con un transistor excitador Q4 que le entrega la señal rectangular al par complementario TIP31 y TIP 32. Para que Q2 se sature plenamente, la base debe estar conectada con un resistor, a una fuente de mayor tensión que el colector. Esto significa que nuestra fuente deberá tener dos pequeñas fuentes convencionales; una de 12 y otra de 24V. En el circuito conectamos el canal rojo del osciloscopio sobre el primario del transformador 1:1 con lo que podemos decir que es la fuente de señal de excitación. El transistor Q4 opera como un amplificador de corriente saturando al transistor Q3 por reducción de su tensión de base cuando él, a su vez está saturado. Cuando se abre, el resistor R5 conduce corriente desde la fuente de 24V que hace saturar a Q2, es decir que el transformador T1 se conecta alternativamente a fuente y a masa quedando alimentado con una señal rectangular de 12Vpap y a baja impedancia permanentemente. El secundario de T1 tiene un primer circuito C1 D2 que sirve para evitar la componente de señal negativa sobre el gate, que no molesta mientras no supere la tensión de aislación del mismo, pero que reduce la compo52

De este modo participan todos los capacitores internos del MOSFET y no sólo el de gate a fuente. El que más nos importa es el drenaje a gate, que puede producir una distorsión de la señal de gate en el momento de la conmutación. Es decir que cuando el gate sube de tensión, en cierto momento, el MOSFET conduce y baja abruptamente la tensión de drenaje (realimentación negativa parásita). Esa señal se acopla al gate por el capacitor Cdg que suele ser de unos 20pF y genera una tensión sobre éste, que es como una muesca en el oscilograma. En nuestro caso, con una señal de 300V en drenaje, es imposible de evitar esta distorsión, sólo se debe mantener en un mínimo atacando al gate a baja impedancia. En realidad, toda la red R3 R4 y D1 debería anularse para atacar el gate a la más baja impedancia; pero eso no se puede hacer porque la corriente de carga y descarga de Cin sería excesiva y podría quemar la compuerta. El funcionamiento de la red es muy sencillo. La señal de excitación acomodada arriba del eje de -600mV circula por R3, para cargar a Cin con un pulso de corriente que circula hacia la derecha cargando el capacitor y manteniendo la carga (con una corriente muy

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DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS El transformador Q2 tiene una relación de espiras de 1 a 1 y se construye con dos alambres bobinados al mismo tiempo sobre un núcleo toroidal o un núcleo E I de bajo tamaño. De ese modo se reduce prácticamente a cero la inductancia de dispersión y no se generan sobrepulsos. Figura 27 - Oscilograma de gate con referencia en el nodo 12.

OSCILOGRAMAS DEL DRIVER CON SEÑAL CUADRADA

Como ya sabemos, el pulso de conducción de Q1 (y de su equivalente en el otro canal) no puede ser del 50% de período de actividad, porque un pequeño retardo al apagado podría significar que ambos transistores conFigura 28 - Oscilograma del gate con C1 corregido a .1µF. duzcan al mismo tiempo. Por eso los oscilogramas con un baja) durante toda la conducción del MOS- 40% de período de actividad son significatiFET. Luego, al invertirse la señal sobre el vos y muy cercanos a la realidad que aún no secundario de T, el nodo 3 pasa a -600mV y conocemos (es decir que no sabemos si el el MOSFET se corta. En este caso se produ- período debe ser de 45% o menor). ce la descarga de Cin por intermedio de D1 y Los oscilogramas más importantes son R4 en paralelo con R3. Es decir al doble de todos aquellos relacionados con la señal de la corriente de carga. gate tanto de corriente como de tensión. En El agregado de R7 se debe a un problema el circuito ubicamos el haz rojo como refede seguridad. rencia en el nodo 12 y el verde en el gate, figura 27. En efecto, sin R7 el gate queda a una impedancia infinita a la CA de baja frecuenComo podemos observar de los 12V que cia, cuando Q1 no conduce. Esa CA se puede se miden en el primario se llegan a aplicar producir por captación electroestática o por solo 8,3V al gate. Como consideramos que la zumbido debido a un toque accidental. pérdida es mucha incrementamos el valor de

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Figura 29 - Agregado de sondas de corriente.

C1 a 0,1µF logrando un oscilograma como el indicado en la figura 28.

das fueron ajustadas (picando dos veces sobre ellas) a 1mV/mA.

Aquí podemos observar que casi no hay pérdida de señal serie, porque el marcador rojo nos indica que la señal verde es de 11,31V. El marcador azul nos indica la acción del diodo D2 que permite que la señal solo pase 441mV hacia el cuadrante negativo.

Las sondas XCP1 y XCP2 muestran la corriente por las dos ramas del gate. La señal de XCP2 se puede observar en la figura 30 donde se ve claramente la existencia de una doble polaridad. La polaridad positiva es la de carga y la polaridad negativa es parte de la corriente de descarga de Cin.

Otro detalle a tener en cuenta es la distorsión por conmutación del MOSFET. La señal verde nos indica que la muesca de encendido ocurre más o menos a los 3,5V y que dura unos 300ns y que la muesca de apagado ocurre a los 5,5V y que dura unos 200ns. En la figura 29 se puede observar el circuito con las sondas de corriente aplicadas a dos osciloscopios. Las son54

Figura 30 - Formas de señal de corriente separadas.

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DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS casi a 200mA. La demora es un poco superior a 200ns que se puede considerar perfectamente aceptable.

Figura 31 - Corriente total de gate y corriente de drenaje.

En rojo se observa la corriente de carga; con el cursor rojo se puede medir un pico positivo de 132mA y con el cursor azul un pico negativo de 102mA. En verde se observa la señal de descarga con un pulso de 182mA. En la figura 31 se observa el oscilograma de la corriente total de gate con la sonda XCP3 y la corriente de drenaje con la XCP4 ajustadas para 1V por mA. Este es el oscilograma más importante porque nos permite ver la relación entre el auténtico cierre de la llave a MOSFET y la señal de gate que genera el cierre. En verde se observa la corriente de drenaje. Comenzamos observando que se levanta de cero cuando se produce un pulso positivo de corriente de base y llega aun valor de 749V equivalentes a 749mA. La corriente total de gate tiene un valor de 120mA aproximadamente que coincide con la medición anterior. La demora al cierre de la llave es de unos 70ns. Cuando llega el pulso negativo de corriente de gate se produce una apertura de la llave que es más lenta que el cierre, a pesar de la mayor corriente de descarga que llega

Para estar seguros de un correcto funcionamiento sólo nos queda comprobar si el sistema se comporta perfectamente con períodos de actividad menores y cambiando la frecuencia de trabajo dentro de una banda adecuada.

No vamos a entregar los oscilogramas por razones de espacio pero le aclaramos que realizamos pruebas desde un 30% hasta un 70% sin ningún inconveniente y en el rango de frecuencias de 50kHz a 100kHz. Invitamos a los lectores a que realicen las correspondientes simulaciones.

FUENTE COMERCIAL PARA AMPLIFICADORES DE AUDIO

Como sabemos, hay muy pocos equipos de audio con fuente conmutada. Pero existen, y uno de ellos apareció por nuestro laboratorio simplemente con un parlante desenconado. No podíamos desperdiciar la oportunidad de curiosear en el mismo y le sacamos fotografías para que curioseemos juntos. En la fotografía 32 se puede observar el frente del equipo de marca LG modelo MCT704-A0U (no tiene colocada la bandeja de CD). Por si lo notó en el frente hay un autoadhesivo que indica que el equipo entrega 8.000W PMPO pero abajo indica (para cum-

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos plir con las reglas europeas) 740W RMS (o eficaces). Aunque no indica nada, suponemos que se trata de la salida sumando los dos canales, es decir 370W por canal, figura 33.

En la figura 36 se puede observar el detalle de la fuente pulsada que evidentemente tiene transformadores para una potencia mayor a 160W que es lo que consume un TV de 33”.

En la figura 34 se muestra la etiqueta trasera en donde constan los principales datos del equipo.

En la fotografía se puede observar la fuente montada en la plaqueta gris que no tiene nada que envidiarle a una fuente de plasma de 50”.

Como se puede observar; según el fabricante, la Figura32 - Frente del equipo LG Como vemos posee tres potencia consumida por el modelo MCT704-A0U. transformadores de pulsos equipo desde la red es de solo 160W. Es decir que el equipo es capaz que seguramente pertenecen a un preacondide “generar electricidad” porque consume cionador, una fuente permanente y la fuente 160 y entrega 740W. Como no vemos ningún del amplificador de audio (de derecha a dispositivo que sirva para cargarle energía, izquierda). En la plaqueta verde debajo de la sacamos la conclusión de que el fabricante gris se observa el conversor analógico a comete un error en alguno de los dos pará- PWM y verticalmente y conectado a ella el amplificador PWM de metros. potencia híbrido. Por las razones expuestas, sentimos más curiosiLa conclusión final es dad aún y sacamos una que las fuentes pulsadas fotografía de la zona de para equipos de audio o de audio para estimar la audio video (vulgarmente potencia, figura 35. Homes) se vienen con todo, de la mano de los TVs Como se puede obserLCD, Plasma slim y los mal Figura 33 - Potencia del equipo var el híbrido de potencia llamados LED, que realindicada por el fabricante. posee un disipador y una mente son LCD con backcirculación de aire forzada ligth a LED. Los usuarios que bien podrían entregar no se conforman con los la potencia indicada en el mínimos 4 + 4 u 8 + 8W frente. El diámetro de que suelen disponer interalambre de los inductores namente los TVs. Y piden de filtrado PWM también potencia pero es imposible indica que el equipo puede colocarla adentro del TV entregar una potencia muy porque no hay lugar y ya Figura 34 - Etiqueta de identificación del equipo. grande. hay mucha vibración. 56

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DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS sabemos su rendimiento no es bueno y tienen poca potencia acústica; los usuarios quieren más realismo y no les basta con la imágenes diez veces más brillante, quieren también el sonido 10 veces más potente.

Figura 35 - Amplificador de audio digital híbrido.

Y entonces deben recurrir a los Homes con sus precios enormes o a los reproductores de CDs con entradas externas para conectar al TV. Y donde quedamos Ud. y yo en este negocio. Quedamos en la puerta; ya ingresamos al mercado de los amplificadores PWM con todo lo que estudiamos hasta ahora y ahora debemos terminar de ingresar con la fuente que estamos diseñando.

Figura 36 - Fuente de alimentación.

Algunos fabricantes recurren a los parlantes de nanotubos de carbono pero por lo que

Ya está, modificamos nuestro driver y realizamos pruebas intensivas de la modificación explicando para qué sirven todos y cada uno de los componentes del mismo. Realizamos las simulaciones en Multisim y las pruebas reales en un circuito armado en el aire verificando que las simulaciones son realistas. ☺

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Como hemos visto en los capítulos anteriores, los equipos electrónicos modernos, y sobre todo los de audio, suelen incluir fuentes pulsadas o conmutadas con características especiales. Nos propusimos el diseño de una fuente que pueda sustituir a la de los equipos comerciales lo que nos ha permitido saber cómo funcionan de modo que ya estamos en condiciones de poder reparar una fuente cuando la misma no funciona. En este capítulo damos algunos consejos útiles para el servicio técnico, mostramos técnicas para poder variar la tensión de la fuente y mostramos el funcionamiento de un circuito PWM.

EL SERVICIO TÉCNICO A LAS FUENTES PULSADAS DE LOS EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS INTRODUCCIÓN

¿Cómo es la reparación de un centro musical moderno con respecto a los clásicos? Depende de la falla. Si la falla está en la fuente, es infinitamente más complejo, en cambio si se trata del amplificador de audio PWM es mucho más simple. La razón de la complejidad de las fallas de fuente es que las mismas son pulsadas y de 300W para arriba. Es decir que son tan complejas como la fuente de un LCD o un Plasma chico. Mi recomendación es realizar un buen curso de

fuentes, aprovechando los diversos cursos por videoconferencia que nos ofrecen Internet y los libros electrónicos o en papel que existen sobre el tema. Si el problema está en el/los amplificador/res de potencia, del tipo PWM, el problema es por lo general fácil de resolver, aunque todo depende de la tecnología empleada para fabricar esos dispositivos. Los amplificadores PWM de 100 a 150W están resueltos en un solo circuito integrado monocristalino. Los de potencia desde 150 a 300W son híbridos del tipo STK y las potencias mayores están resueltas

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Figura 1 - Fuente Pulsada de un Centro Musical LG con salida de audio digital. 60

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos en una mezcla de componentes discretos monocristalinos, con MOSFET de potencia y capacitores electrolíticos clásicos. El equipo que nos ocupa es un LG mini sistem modelo MCT704 con lector de CD y DVD de audio, sintonizador de AM-FM, entrada USB, entrada auxiliar cassete y todo lo que se le ocurra para poder guardar o recepcionar música. En cuanto a la salida posee una salida estereofónica de unos 300W (150 +150) y otra salida de Sub Woofer monofónica de 300W. Los bafles estereofónicos son de 8 Ohm y el Sub Woofer de 12 Ohm. Estos son valores reales medidos con carga resistiva y osciloscopio sobre cada salida. Es decir que en total el equipo tiene una potencia de 600W (el fabricante dice 730W) aunque en realidad la potencia total difícilmente llegue a esos valores en forma continua porque debería darse el caso que ambos canales estereofónicos estén a plena salida y al mismo tiempo se tenga al Sub Woofer a plena salida también.

EL CIRCUITO DE LA FUENTE

Vamos a comenzar analizando la fuente del equipo que fue la razón por la cual fue entregado para su reparación, aunque el técnico nos dijo que solo funcionaba un canal estereofónico, ya que el otro tenía quemado un MOSFET de potencia. Esa reparación la encararía él mismo. Para que el circuito de fuente sea legible lo tenemos que presentar en dos páginas consecutivas dado su gran tamaño. Vamos a repetir parte del circuito en la unión de los 62

mismos para que pueda ser seguido con facilidad. Por suerte el fabricante dividió el circuito como zona caliente y zona fría con lo cual nos facilitó y ordenó la tarea. Los conectores CN1 CN2 y CN3 se amplían en la figura 2 para facilitar su lectura. Si bien cada conector parece estar alimentado por un único circuito integrado en realidad no es así. El STR superior genera la tensión de +65V y el STR central genera la tensión de -65V ambas tensiones salen por el conector superior CN903. Desde este conector se alimenta el amplificador estereofónico y el amplificador de bajos. Cada integrado alimenta además otras fuentes para evitar que en los silencios el STR se quede sin consumo.

FUNCIONAMIENTO DE LA FUENTE

Nuestro colega nos dijo que el equipo no funcionaba, porque no aparecían las tensiones de +65V y -65V destinada a los amplificadores de potencia PWM y no encendía el display. En la figura 2 se puede observar un detalle de las tensiones de fuente que vamos a analizar en forma completa. Un buen diseño mantiene desconectadas las fuentes de los amplificadores de potencia, cuando el equipo está en Stand By. Esto significa que pueden existir integrados que se mantengan apagados hasta que aparezca la señal de ON pulsando en el frente, o en el control remoto del equipo. Observando el frente del equipo, no vemos ninguna llave mecánica con retención. Esto significa que al conectar el equi-

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Figura 2 - Detalle de los conectores de la fuente conmutada.

po a la red debe arrancar un sector de la fuente destinado a alimentar al microprocesador que será el que genere la señal ON/Stand By. Este sector del circuito debe generar 5V o 3,3V con destino al micro y al receptor infrarrojo. Precisamente en el conector CN903 se pueden encontrar las tensiones correspondientes pero todas están controladas por diferentes señales, seguramente el circuito integrado arranca directamente cuando se conecta el equipo a la red y por lo menos una de la tensiones (en general la regulada) sale por un conector. En nuestro caso se trata del conector . Ahora todo consiste en ubicar la señal de ON/Stand by para confirmar todo esto. Como la señal proviene de la sección fría (el microprocesador) debe ser acoplada a la sección caliente con un optoacoplador. En el circuito vemos 4 optoacopladores y tres circuitos integrados reguladores pulsados. Tres optoacopladores van conectados a los circuitos integrados, el cuarto (PC904) va conectado a la base de Q901 que seguramente es el transistor llave de encendido.

El cátodo del diodo LED de PC904 está conectado a la masa fría y el ánodo con un resistor limitador de corriente de 2k (R970) va a la pata 2 del conector CN902 que tiene una señal proveniente del microprocesador llamada AMP CTR es decir “control de los amplificadores”

Al conectarlo a la red nuestro equipo no tiene ninguna tensión de fuente sobre ningún conector salvo la pata 6 del conector CN902 llamada U-COM de 5,6V destinada al microprocesador y que es justamente la tensión que regula el sistema voltimétrico del amplificador de error, de la fuente inferior conectada al optoacoplador PC903. Por lo tanto deducimos que la fuente permanente funciona correctamente y el micro debería entregar la señal AMP CTR cuando pulsamos ON en el frente. La medimos y en efecto obtenemos una tensión de 1,5V sobre el LED del optoacoplador al pulsar ON y cero cuando se lo vuelve a pulsar (Stand By). El transistor Q901 (llave de encendido de los dos STR superiores) está conectada a una fuente permanente del lado caliente formada, por el rectificador D943 y C947 que generan 12V. Observe que a esta tensión están conectados tanto el colector del transistor del optoacoplador como el colector del transistor llave. Cuando el transistor del optoacoplador se ilumina conduce y satura al transistor llave que aplica 12V a las patas

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos de fuente (4) de los STR haciendo que los mismos arranquen y generen las tensiones de los conectores CN901 y CN902. En nuestro caso esto no ocurría.

REPARACIÓN DE LA FUENTE A los STR no les llegaba nunca la tensión de fuente. Por lo tanto debíamos verificar si la misma se generaba. En efecto, sobre C947 había una tensión de 12V apenas se conectaba el equipo a la red. Ya verificamos que el LED del optoacoplador PC904 se encendía, así que el problema tenía que ser un cortocircuito en la fuente de uno de los STR o el transistor abierto. Como las fuentes de los STR presentaban una resistencia alta desoldamos el transistor lo medimos y estaba abierta la juntura de colector. Al reemplazarlo apareció la tensión negativa en el conector CN901 y además encendió el colorido display termoiónico porque las patas 10, 11 y 12 de CN902 están destinadas a él. Pero siguió sin aparecer la tensión positiva para los amplificadores de potencia. Al observar el circuito vemos que los bobinados de primario de los tres transformadores son una obra maestra del error. En efecto parece que como el dibujante no tenía el conexionado interno de los transformadores conectó todas las patas del primario entre sí. Por ejemplo la pata 2 tiene un cortocircuito a la 3 y los bobinados de realimentación y auto fuente, están referidos a masa pero también a fuente, realizando un hermoso cortocircuito con el primario del transformador. Entre las patas 2 y 3 y entre las 4 y 5 no 64

hay bobinado interno. El primario está abierto porque se construye en dos secciones, una por debajo del secundario y otra por arriba. Y todo el bobinado inferior se refiere solo a la masa virtual (pata 3 del STR). Antes que realizar cualquier tipo de análisis es conveniente medir los resistores sensores de corriente porque los mismos suelen operar de fusible cuando la llave de potencia del STR se pone en cortocircuito. R938 y R937 estaban abiertos y el STR tenía un cortocircuito entre las patas 1 y 3. Cambiamos los componentes teniendo la precaución de comprar resistores no inductivos y se recuperaron todas las tensiones de fuente. Pensando en como se sucedieron los hechos creemos que todo comenzó cuando se quemó el amplificador PWM de salida. Nuestro cliente, trabajando en el mismo, debe haber realizado un cortocircuito que derivó en un exceso de consumo. En consecuencia se quemó la llave electrónica del STR positivo y eso provocó que se quemaran los resistores sensores y el transistor llave que controlaba a los dos STR. El efecto dominó que le dicen. En conclusión, si Ud. recibe un equipo de éstos que no tiene tensión negativa y positiva debe retirar la plaqueta fuente del equipo y cargar las salidas de fuente de potencia con resistores. No hace falta que haga un consumo máximo, con consumir 1A alcanza para probar el funcionamiento, así que puede usar resistores de 68 Ohms 100W sobre los -65V y sobre los +65V. La salida de 5V por la pata 6 de CN902 la debe cargar con un resistor de 5,6 Ohm x 10W para que la fuente de baja tenga alguna carga sobre la salida

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EL SERVICIO TÉCNICO A LAS FUENTES PULSADAS DE LOS EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS permanente. Luego verifique que sigan bajas las salidas de potencia y entonces verifique todo el sistema de control del encendido a través del optoacoplador PC904. Luego de reparado el control si falta alguna de las tensiones dispóngase a reparar la fuente correspondiente que tiene muy pocos componentes externos además de los híbridos.

LA REPARACIÓN EN FOTOS

En la figura 3 se puede observar una infografía con los componentes principales de la fuente de alimentación y el amplificador de potencia estereofónica. Para poder observar el amplificador principal sacamos el amplificador de bajos que se encuentra exactamente arriba atornillado al disipador con ventilación forzada. En la figura 4 se puede observar el detalle del circuito integrado de fuente dañado. Al ser igual al amplificador de tensión negativa se impone la medición de la resistencia a masa de todos los terminales por comparación directa.

Figura 3 - Vista de la fuente y el amplificador estereofónico.

Figura 4 - Integrado en cortocircuito.

En la figura 5 se puede observar el transistor llave que controla el encendido de las fuentes negativa y positiva de 65V. De este modo terminamos con una explicación rápida del funcionamiento de una fuente para un centro musical de excelentes características. Y es una fuente de 600 o 700W y sin embargo está resuelta muy sencillamente con componentes comunes. También comprobamos que muchas veces no se

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos requiere saber para qué sirven todos y cada uno de los componentes del circuito, si se trabaja con criterio y conocimientos generales del tema. Extrañamente observamos que una fuente de características tan extremas no posee preacondicionador para reducir el coseno del consumo. Seguramente el cliente podrá tener problemas con su compañía distribuidora de energía eléctrica o una buena multa que incremente el valor de kW/hora que le cobran. Otras fuentes de equipos similares son más complicadas pero obvian este problema.

Figura 5 - Transistor llave Q901 abierto.

Si uno no sabe cómo funciona una fuente con un STR, es mejor que primero se ponga al tanto del tema antes de meter manos en la fuente. En principio, es posible que gane tiempo y seguramente, se va a evitar problemas en caso de fallas accidentales. No trabaje nunca por el método de cambiar y probar porque casi todos los componentes de esta fuente son especiales y SMD. Deje de usar las manos y use el cerebro antes que se oxide irremediablemente. Este capítulo es una prueba de cómo se llega a determinar un componente fallado sin jugar a las adivinanzas.

EL CONTROL DE TENSIÓN DE UNA FUENTE PULSADA Se va armando el rompecabezas que es nuestra fuente pulsada para audio diseñada 66

por una única razón. Competir en precio con los clásicos amplificadores analógicos con fuente a transformador laminado. Nos animamos a decir que nuestro proyecto completo de amplificador PWM y fuente pulsada tiene un precio diez veces menor que un proyecto clásico, pesa cinco veces menos y rinde el doble. Y tiene una ventaja inherente sumamente importante. Es simple, fácil de armar, fácil de reparar (porque no tiene realimentación negativa) y además no necesita protecciones, simplemente porque admite cortocircuitos sobre la salida por tiempo indefinido. Repasemos lo que hicimos hasta ahora con referencia a la fuente pulsada. En principio buscamos la disposición de fuente más adecuada, porque en ese momento no existía información con referencia a equipos comerciales que nos orientaran al respecto. Hoy en día existen muchas marcas de equi-

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EL SERVICIO TÉCNICO A LAS FUENTES PULSADAS DE LOS EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS STR que vimos en la entrega anterior. Nosotros estamos por lo tanto en el buen camino porque elegimos una resonante. De la fuente resonante tenemos resuelto el circuito resonante primario y los circuitos secundarios con sus rectificadores. En esta entrega le sumamos el circuito modulador asimétrico PWM realizado con dos compuertas comparadoras rápidas y los dos excitadores a transformador separador, con relación 1:1 y las dos llaves MOSFET con los transistores más económicos que se consiguen en cualquier comercio de electrónica. Nuestro circuito se debe regular a mano, porque aun no tenemos armado el circuito de realiFigura 6 - Circuito con control manual de las tensiones de salida. mentación de la pos decididamente volcados a los amplifica- tensión de error, que es lo último que se dores PWM y las fuentes pulsadas. Y las diseña. Pero si funciona controlado a mano, fuentes generalmente elegidas son las reso- debe funcionar controlado en forma autonantes cuando se usan MOSFET discretos y mática. En esta entrega vamos a presentar las de transferencia indirecta cuando se trata entonces el circuito con control manual de de circuitos integrados híbridos como el la tensión de salida y todos los oscilogramas

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Figura 7 - Oscilograma de entrada y salida del comparador superior.

desde el modulador hasta los secundarios. El circuito presentado, que se muestra en la figura 6, es totalmente funcional es decir que nosotros realizamos una simulación que funcionó correctamente (aunque después de realizar una corrección automática de parámetros de simulación) porque inicialmente indicó un error de simulación. Como esta corrección automática la realiza sólo el Multisim 10, los que poseen el 9 no podrán simular el circuito. El archivo de simulación puede ser bajado de la página webelectronica.com.mx, haciendo clic en el ícono password e ingresando la clave “audi3421”. El generador de funciones se debe ajustar en 86kHz de onda triangular (50% de tiempo de actividad) y 5V de salida. El potenciómetro R5 ajusta el tiempo de actividad de cualquiera de los dos canales de excitación en un 40% para evitar solapamiento en el funcionamiento de las llaves a MOSFET. 68

En la figura 7 se pueden observar los oscilogramas en las cuatro entradas de los comparadores de alta velocidad que explica por sí mismo el funcionamiento de la etapa. Nuestro generador de señales es del tipo balanceado, lo que se puede observar en los oscilogramas verde y azul. El punto de recorte establecido por la tensión continua de ajuste, corta exactamente un poco por arriba del cruce de las ondas triangulares para establecer un período de actividad levemente mayor al 50% como se puede apreciar en el oscilograma violeta conectado a la salida. La amplitud del oscilograma violeta es de 1,6V aproximadamente de valor máximo lo que hace conducir a pleno al transistor Q5 poniendo el nodo 17 a masa durante el 60% del tiempo. El valor mínimo es de solo 1V que no puede hacer circular corriente por el diodo D1 sumado a la juntura diodo emisor

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Figura 8 - Conexión de los osciloscopios en el circuito driver.

base de Q5. En la figura 8 se pueden observar las tensiones del driver hasta el secundario de los transformadores. El osciloscopio XSC1 se conecta con el haz rojo en la base del preamplificador Q5 y el verde en el nodo 7 que es la unión de las bases del par complementario. Las masas de los dos canales quedan

conectadas a la masa viva. El osciloscopio XSC2 se conecta en el secundario del driver y en el gate del MOSFET con las entradas de masa conectadas al nodo 35, que es la unión de los MOSFET. En el mundo real no se puede hacer esta conexión debido a la capacidad entre el gabinete del osciloscopio y la red de CA. En la figura 9 se observan los oscilogramas.

A la izquierda se observa en rojo la tensión de base de Q5 que varía desde el valor de saturación de unos 800mV hasta el valor de corte de unos 600mV. Arriba en verde se puede observar la tensión de colector de Q5 que varia prácticamente desde cero hasta 12V. A la derecha se observa en azul la tensión del secundario del transformador y en viole-

Figura 9 - Oscilogramas del driver.

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Figura 10 - Oscilograma de primario y capacitor de resonancia.

Figura 11 - Oscilogramas en los secundarios.

ta la tensión en el gate siempre con respecto a la unión de los MOSFET. Finalmente el oscilograma más importante es el que rela70

ciona la tensión en el terminal superior del primario y la oscilación en el capacitor de sintonía C5 que puede observarse en la figu-

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EL SERVICIO TÉCNICO A LAS FUENTES PULSADAS DE LOS EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS ra 10. Como se puede observar, la oscilación en el primario genera una tensión de pico de 1366V cuando el circuito es excitado por una señal cuadrada de 309V pico a pico. Esta energía se transfiere al secundario generando las señales indicadas en la figura 11. Mire también que la señal en los secundarios no es exactamente senoidal, pero tenga en cuenta que la pequeña distorsión producida no genera mayores problemas, por lo cual, desde el punto de vista práctico se puede considerar que se trata de una señal senoidal pura. Ya tenemos un sistema que genera la tensión deseada a la corriente deseada y sólo nos falta diseñar los órganos de control del sistema para que el mismo funcione en forma automática. Recuerde que nuestro oscilador de onda triangular debe ser de frecuencia variable controlado por tensión. Debemos por último analizar el circuito para diferentes car-

gas y determinar la modificación requerida de la frecuencia para lograr el ajuste.

UN MODULADOR DE MÚLTIPLES USOS

Todo modulador PWM requiere un generador de onda triangular de frecuencia fija. Si se trata de un sistema resonante, la tensión continua de salida debe modificar la frecuencia del generador de onda triangular en un lazo realimentado de tensión. En realidad se puede utilizar también un sistema de variación de tiempo de actividad o ambos al mismo tiempo. Si el sistema posee dos transistores llave tirando hacia fuente y hacia masa (ese es nuestro caso) se requiere un circuito driver para cada llave y el generador de señal PWM será en ese caso de simetría complementaria. Como queremos realizar un proyecto de uso general vamos a utilizar el sistema de modulación doble, PWM y de frecuencia y por lo tanto necesitamos un generador diente de sierra cuya frecuencia varíe con la tensión.

Figura 12 - Diseño automático de un oscilador astable con 555.

El generador diente de sierra se puede fabricar a partir de un generador de onda rectangular que pueda funcionar al 50% de periodo de actividad y

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos que tenga control de frecuencia por CC como por ejemplo el 555 en su versión modificada del astable con dos diodos, que es uno de los circuitos integrados mas económicos de la actualidad. Si se tratara de un oscilador astable básico el Multisim lo diseña en forma automática, pero la versión astable básica no puede generar onda cuadrada (no llega a mas de un 45% de tiempo de activ i d a d ) . Comenzaremos analizando la posibilidad de utilizarlo de cualquier modo. Pero si fuera necesario realizaremos un diseño modificado con diodos, donde esa eventualidad no existe. El diseño básico nos ayuda a generar el diseño modificado. Por lo que a continuación lo encaramos. 72

Figura 13 - Circuito completo del modulador con oscilador incluído

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DISEÑO AUTOMÁTICO DEL ASTABLE BÁSICO CON UN INTEGRADO 555

Abra el Multisim, entre en la solapa Tools -> circuits wizard -> 555 time wizard y aparecerá una pantalla de diseño como la indicada en la figura 12. R1 y R2 son los resistores de carga y descarga del capacitor principal C. Estos valores dependen del valor de frecuencia y del valor de C que deben colocarse en los correspondientes casilleros. Luego el botón “Building Circuit” se ilumina como indicando que las condiciones para un posible diseño están dadas. En caso contrario se indica debajo del circuito cual de las condiciones no se cumple (por lo general R1 y R2 son menores a lo estipulado que es de k ). Si este es el caso se debe variar el valor de C por uno mas bajo). Automáticamente el botón de Build circuit se ilumina y al apretarlo se cal-

cula todo el circuito, hasta que queda ofrecido para pegar en la pantalla. Luego de pegarlo se deben redondear los valores y completar el mismo con el agregado del preset de ajuste de frecuencia sobre Cf. El cálculo da solo valores aproximados, por lo que es necesario armar el circuito y ajustar los valores de R1, R2 y C por experiencia real. También por experiencia real, observamos que el hecho de que trabajar con un periodo de actividad de 55 o 60% no afecta el funcionamiento del circuito, por lo que no es necesario utilizar el circuito modificado con diodos.

CIRCUITO COMPLETO DEL MODULADOR OSCILADOR CON EL TEMPORIZADOR 555

CON

Para que el lector no tenga inconvenientes para saber como se interconecta nuestro nuevo circuito, con el circuito de la entrega anterior, dibujamos los comparadores generadores de la PWM, que entonces se repiten en ambo circuitos formando el nexo de unión. Ver la figura 13.

Figura 14 - Oscilogramas de los dientes de sierra diferenciales.

Nota: RST RESET (4). THR TRESHOLD (6), CAMBIO DE ESTADO. TRI: TRIGGUER (2), DISPARO. DIS: DISCARG (7), DESCARGA. CONTROL VOLTAGE:

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos CON (5). POSIBLE VARIACIÓN DE 25% DE F. POWER: VCC (8). COLOCAR ZENER DE 18V. OUTPUT: OUT (9) El preset R4 se coloca para ajustar la frecuencia del oscilador en el valor deseado de 85kHz. C2 es el capacitor generador del diente de sierra del oscilador y R1 y R2 sus resistores de carga y descarga. El capacitor C2 evita que se introduzcan ruidos y zumbidos en el oscilador. La salida por out es una Figura 15 - Oscilograma de las señales driver. señal rectangular de igual tensión que la fuente, de amplitud pico a pico, que se atenúa en R7 y lado y la R12 y C4 por otro son las redes R3 para aplicarla en el primer transistor integradoras donde se generan los dientes inversor Q1. En el colector de Q1 la señal de sierra diferenciales. sale invertida con una amplitud de 20V Los dientes de sierra están muy lejos de ser debido a la presencia de la carga del segunperfectamente lineales y además como no do inversor. parten de una onda cuadrada tienen cierta Esa señal ya se aplica a la entrada (-) del diferencia de valor en sus extremos pero comparador inferior. La señal invertida se como el nuestro es un sistema muy realimenaplica al transistor Q2 por R8 y R9 en donde tado estas distorsiones no tienen mayor se vuelve invertir para recuperar la fase ini- importancia en la generación de la señal cial. El resistor R10 reduce la tensión de PWM. En las figuras 14 y 15 se pueden obsersalida para igualarla con la del transistor 1. var los oscilogramas en el sistema, medidos Las redes formadas por R11 y C3 por un con los osciloscopios XSC2 y XSC3. ☺

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Apéndice EL DIAGRAMA EN BLOQUES DE UNA FUENTE CONMUTADA CON FLY-BACK

En la figura 1 vemos el diagrama en bloques de este tipo de fuente que se caracteriza por la presencia de un transformador del tipo flyback, lo que indica la necesidad de usar una frecuencia elevada para su funcionamiento, prescindiendo de la frecuencia baja de 50 o 60Hz, típica de las fuentes de alimentación convencionales. El funcionamiento de este tipo de fuente puede explicarse de la siguiente manera. Se aplica una tensión de +B proveniente de un circuito rectificador al primario del transformador flyback T11 y después a la pata 1 del procesador IC11. El retorno al circuito rectificador se efec-

túa por medio del resistor R11. El resistor R21 suministra la tensión inicial de arranque a la pata 9 de IC11. Un regulador interno suministra la tensión +B que necesita IC11. Un oscilador y modulador interno del tipo PWM (Pulse Width Modulation) suministra la señal a un circuito de excitación proporcional de drive. La forma de onda resultante es aplicada a un circuito interno de drive. La señal de drive sale por las patas 4 y 5 de IC11 y es aplicada a la etapa final por medio de la pata 3. El circuito de salida excita el transformador flyback T11 por la pata 1. Una tensión derivada del secundario B es rectificada por el diodo D21 y reemplaza la tensión de arranque aplicada a la pata 9 de IC11. Una tensión de referencia rectificada por el diodo D22 es sensada por medio de la pata 8 para inhibir el funcionamiento del integrado. Un circuito sensor de exceso de corriente monitorea la corriente que atraviesa R11. Si la corriente es excesiva, un circuito cerrojo se activa e impide el funcionamiento por medio de un circuito interno de sobretensión OVP (Over Voltage Protection) y otro de protección térmica TSD (Thermal Shut Down).

Figura 1 - Diagrama en bloques de una fuente con fly-back.

Una corriente primaria excesiva es sensada por la pata 6. Este circuito termina el ciclo del oscilador si la corriente primaria resultase excesiva. La regulación de la tensión es facilitada por medio de una realimentación de una tensión de referencia por medio de un aislador óptico Q31 conectado a la pata 7.

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Figura 2 - El circuito rectificador.

El Circuito del Rectificador En la figura 2 vemos el circuito del rectificador. El fusible F1 de 1,6 amperes protege la fuente contra corrientes excesivas. El protector de sobrecargas D2 desvía la corriente causada por picos de tensión en la red, quema el fusible F1 y protege el circuito. El inductor L1 y el capacitor C1 ayudan a aislar línea de la red alterna del ruido de R.F. generado por la fuente. L1 ayuda también a reducir el golpe de corriente de encendido sobre el puente rectificador D1. Los capacitores C2 y C3 establecen un potencial de referencia de la masa aislada con respecto a la línea de alterna.

nua rectificada y suministrada al regulador conmutado.

Circuito de Conmutación de Salida de la Fuente En esta fuente de alimentación el circuito de salida de la fuente está incorporado en el controlador IC11. En la figura 3. vemos este sector del circuito. El transistor interno TR2 es usado como driver-amplificador intermedio. El circuito de excitación proporcional suministra una señal de pulsos cuadrados a su base. Esta señal es amplificada y aislada y sale por la pata 5 de IC11.

R1 impide la formación de cargas en la masa aislada al descargar constantemente el terminal común. Los inductores LB1 y LB2 impiden que el ruido de conmutación se introduzca en la masa aislada. D1 es un rectificador de onda completa. C11 filtra la tensión conti76

Figura 3 - Circuito de conmutación.

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EL SERVICIO TÉCNICO A LAS FUENTES PULSADAS DE LOS EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS El Arranque de la Fuente Inicialmente, cuando se enciende el equipo, la tensión de +B es suministrada a la pata 9 de IC11 por medio de los resistores R21 y R24. La tensión de +B forma una rampa en la pata 9 a medida que el capacitor C21 se carga. Tan pronto la tensión llega a 7,6 volt, el circuito de arranque en el IC11 se activa y suministra tensión al regulador interno. Figura 4 - El circuito de arranque de la fuente.

Cuando el circuito de excitación proporcional aplica un "HIGH" a la base de TR2, permite que la salida en la pata 4 quede flotando. A su vez cuando aplica un "LOW" a la pata 4, también aplica un "LOW" a la base de TR2. El resistor externo R14 permite que la salida de señal de TR2 en la pata 5 sea combinada con la salida de señal de excitación proporcional en la pata 4. Ambas señales se combinan y se acoplan a la pata 3 de IC11 por medio de R15 y C13. Esta señal actúa como driver para el transistor interno de conmutación TR1. Durante la parte de "apagado" de la señal, la pata 4 está conectada a masa a través del excitador proporcional y el capacitor C13 se descarga a través de D11. Cuando vuelve la parte positiva del "encendido" de la señal, TR1 conduce a medida que C13 se carga. El emisor de TR11 está conectado a masa por medio de la pata 2 de IC11. La conducción de TR1 conecta a masa la pata 1 y permite que circule corriente a través del bobinado primario del transformador T11.

El regulador interno aplica tensión a los circuitos del oscilador y driver de IC11. La tensión generada en el bobinado B es rectificada por el diodo D21 y filtrado por C21. La tensión +B resultante es usada para alimentar a IC11, eliminando la necesidad para R21 y R24 cuando se establece el modo funcional. En la figura 4 vemos el circuito correspondiente.

El Oscilador El circuito del oscilador recibe su tensión de +B del circuito del regulador interno. Los tiempos de este oscilador se fijan por los circuitos de temporización "T-ON" y "T-OFF". El oscilador forma rampa a medida que el capacitor interno C1 se carga a través de R1. Esta rampa decae a medida que el capacitor C2 descarga por R2. Este proceso forma una onda triangular que se aplica al excitador proporcional que la transforma en una onda cuadrada. La pata 8 suministra realimentación desde el transformador T11. Esta señal de realimentación sincroniza el periodo de corte del oscilador con el colapso del campo magnético del

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos transformador usando dos comparadores internos. Los comparadores Op1 y Op2 son referenciados por 0,75 volt y 1,4 volt, respectivamente.

La Regulación de la Fuente Esta fuente de alimentación usa la modulación por ancho de pulso para obtener una tensión de Figura 5 - Circuito del oscilador y regulación. salida constante. Al acortar el tiempo de la formación de rampa (tiempo de encendido) se reduce para producir las tensiones de salida deseala potencia aplicada al transformador duran- das. En la figura 5 podemos observar los te cada ciclo de trabajo. Esto reduce las ten- detalles de este circuito. siones de salida, en cambio el aumento del tiempo de encendido resulta en un aumento La Limitación de la Corriente en las tensiones de salida. El resistor interno del Primario R1 y el capacitor interno C1 determinan la constante de tiempo de la rampa. El valor de Para proteger la fuente de alimentación C1 es de 0.0033µF y el valor de R1 es ajusde la destrucción por corriente exclusiva, se tado en fábrica como para obtener un tiemagrega un circuito de limitación de la po de rampa mayor que el necesario, lo que corriente del primario. Cuando el transistor resulta en una tensión de salida excesiva. Se Tr1 es conmutado para conducir, la corrienagrega una red externa, formada por R31, te circula por el bobinado del primario del Q31, R32 y D32. transformador T11. Cuanto más tiempo el Esta red asiste al resistor interno R1 para transistor Tr1 conduce, mayor será su lograr una carga más rápida de C1. Así se corriente. A medida que la corriente aumenreduce el tiempo de la rampa. La variación ta, la caída de tensión sobre R11 también de la resistencia de este circuito modifica el aumenta. Esta caída de tensión es aplicada a la pata 6 de IC11 a través de un divisor de tiempo de la rampa. tensión consistente de R13 y R12. Esta variación se logra por la variación Tan pronto como la pata 6 se polariza de la conducción del transistor en el acoplador óptico Q31. La resistencia de Q31 es más negativo que la tensión interna de refeinversamente proporcional a la intensidad rencia de -1 volt, la salida del amplificador de la luz que incide en su base. Un diodo operacional interno va a HIGH, terminando LED en el interior de Q31 suministra la la parte de ON del ciclo del oscilador. Esto intensidad de luz sobre la base del transistor se repite en cada ciclo del funcionamiento. 78

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Circuitos de Protección En el procesador IC11 se encuentra incorporado un circuito cerrojo, como vemos en la figura 6. Este cerrojo permite detener el funcionamiento de la fuente de alimentación en caso de suceder defectos. Un sensor de corte térmico activa la compuerta OR, OR1 si la temperatura del integrado excede el límite prefijado de 150°C. Esto activa el cerrojo que a su vez bloquea el oscilador y detiene la fuente. La tensión de +B aplicada a la pata 9 de IC11 es monitoreada por un protector de sobretensión (OVP = Over Voltage Protector). Si el +B alcanza el nivel indeseado de 10 volt, el circuito OVP activa la compuerta OR y apaga la fuente de alimentación. La tensión de cresta no filtrada es derivada del transformador T11 y es aplicada a la pata 8 de IC11 a través de D22 y es monitoreada por el comparador OP3. Si la tensión de cresta alcanza a 5,1 volt, el comparador activa la compuerta OR y apaga la fuente.

Cuando el apagado ocurre, el cerrojo permanece bloqueado hasta que la tensión desaparece o la corriente a través del cerrojo se reduce a menos de 500µA.

Las Fuentes del Secundario de T11 La tensión de las fuentes derivadas del secundario del transformador T11 puede variar debido a las variaciones en la fuente de 6 volt que se usa como realimentación para la regulación. Por este motivo, es importante que cada una de estas fuentes de tensión sea regulada en forma individual. Los 12 volts que salen de la pata 17 de T11 son filtrados y aplicados al colector del regulador Q31. Este transistor es usado como conmutador y como regulador. Cuando la línea del encendido (POWER ON/OFF) se encuentra en LOW, Q34 está apagado. Por lo tanto QR33 es apagado y no llega ninguna polarización a la base de Q31. Se observa este circuito en la figura 7. Esto produce el corte de Q31 y el apagado de la fuente de 9 volt. Cuando se enciende el equipo, Q34 y Q33 empiezan a conducir y suministran una polarización a la base de Q31 a través de los resistores R31 y R32. Esta polarización es fijada por el diodo Zener D32 en 10 volt. El transistor Q31 conduce y suministra 9,3 volt en su emisor.

Figura 6 - Las protecciones de la fuente.

Con la fuente de 9 volt encendida y regulada por el diodo Zener D32, resulta importante encender y regular también la fuente de -9 volt. Además, es muy

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos importante que este nivel se mantenga en concordancia con el nivel de +9 volt. Cuando la tensión de 9 volt sube o baja, la tensión de -9 volt también debe subir o bajar en concordancia. En la pata 18 de T11 existe una tensión rectificada y filtrada de -13 volt. La polarización para el transistor de regulación Q41 es suministrada por el resistor R42 y el transistor Q42. Cuando la Figura 7 - Las tensiones del secundario de la fuente. tensión de 9 volt aparece en el emisor de Q32, éste conduce y Q41. Esto reduce la tensión de salida de enciende Q42. El transistor Q42 polariza Q41 y lo ajusta a -9 volt. Inversamente, una Q41 para conducir y la tensión de -13 volt disminución en la tensión de -9 volt produaparece en su emisor. Como en el divisor de ce una reducción en la conducción de Q41 y tensión R43, R36 y R35 aparece una tensión restaura los -9 volt. Un incremento en el negativa más alta en un extremo y una ten- nivel de 9 volt produce la menor conducción sión positiva más baja en el otro, esta pola- de Q43 y la mayor conducción de Q41. Esto rización hace conducir Q43. La conducción balancea el incremento o la reducción de +9 de Q43 reduce la polarización en la base de volt y -9 volt en forma recíproca. ☺

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