exercice electronique de puissance

EXERCICES SUR L’ELECTRONIQUE DE PUISSANCE, SUR LA TRANSFORMEE DE LAPLACE, SUR LES VARIATEURS DE VITESSE ET SUR LES ASSERVISSEMENTS

Presser la touche F5 pour faire apparaître les signets qui favorisent la navigation dans le document. Sommaire

Exercice sur les différentes puissances mises en jeu en électronique de puissance ......................................... 1 Exercices sur le redressement non commandé ................................................................................................. 2 Exercices sur le redressement commandé ........................................................................................................ 6 Exercices sur la transformée de Laplace .......................................................................................................... 8 Exercices sur les hacheurs .............................................................................................................................. 10 Exercices sur les variateurs de vitesse pour machines à courant continu....................................................... 13 Exercices sur les onduleurs............................................................................................................................. 16 Exercices sur les asservissements................................................................................................................... 19 Exercices sur les variateurs de vitesse pour machines à courant alternatif .................................................... 26 Exercices sur les gradateurs............................................................................................................................ 34 Problème de synthèse ..................................................................................................................................... 36

N.B.: Pour faciliter le tracé des courbes correspondants aux exercices 2, 3, 9, 10, 11, 38, 41 et 46 ( et, éventuellement, 4 et 6 ), des exemples de supports graphiques figurent ci-après. Il faudra évidemment les imprimer en nombre suffisant!

Support graphique pour exercice 2

Support graphique pour exercice 3 ( 1ère partie ), 38, 41 et 46

Support graphique pour exercice 3 ( 2ème partie )

Support graphique pour exercices 9 et 10

Support graphique pour exercice 11 u

u1

e1

e2

e3

e1

θ u2 −e'2

is1 IC

e' 1

−e'3

e' 2

−e'1

e' 3

−e'2

e' 1

θ

θ −IC i1 i3 is'1 IC

θ −IC iL1 IC

θ −IC

EL 1

Exercice sur les différentes puissances mises en jeu en électronique de puissance Un dipôle alimenté par une tension sinusoïdale u = U 2 sinθ absorbe un courant i dont la forme est représentée ci-dessous. On pose i1 = I1 2 sin(θ − ϕ) le fondamental de i. u −⋅− 1) Tracer l'allure de i1 en la superposant à celles de u et de i. i En déduire la relation liant ϕ à α. I0 2) Déterminer l'expression de la puissance active P absorbée par le dipôle en fonction de U, I0 et α. Que vaut P en fonction π+α 2π π α de U, I1 et ϕ? En déduire, compte tenu de 1), l'expression de θ I1 en fonction de I0 et de α. −I0 3) Déterminer les expressions des puissances réactive Q et apparente S en fonction de U, I0 et α. 4) A.N.: Pour U = 220V, I0 = 10A, et α = 0°, 90° et 150°, calculer P, Q, S, la puissance déformante D et le facteur de puissance f. 1

−

EL 2

Exercices sur le redressement non commandé 2

iL1 ip1

i's1

is1 e'1

e1

vD1 D1

IC

Pour le montage ci-contre on a e1 = −e'1 = E 2 sinθ, e2 = −e'2 = E 2 sin(θ − 2π/3), et e3 = −e'3 = E 2 sin(θ − 4π/3).

is2 D'1

On pose Up la valeur efficace d'une tension entre phases au primaire et on e2 e'2 D2 note n = E/Up le rapport des nombres de u spires ( pour un demi-enroulement au is3 D'2 ip3 i's3 secondaire ). e3 e'3 D3 1) Déterminer les intervalles de conduction de chaque diode puis tracer les alD'3 lures de u et de vD1. 2) Tracer les allures de is1 et de i's1, puis celles de ip1, ip2, ip3 et iL1. Tracer par ailleurs la somme des courants ip et vérifier qu'elle n'est pas nulle. 3) Déterminer les expressions de la valeur moyenne UC de u et des valeurs efficaces Is1 de is1, Ip1 de ip1 et IL1

ip2

i's2

de iL1. Que vaut ici le rapport IL1/Ip1? 4) Calculer les valeurs des facteurs de puissance fs au secondaire et fp au primaire du transformateur, puis celle du facteur de puissance en ligne fL = UCIC/( 3 UpIL). Constater qu'ici fL est différent de fp. 5) On remplace le couplage triangle par un couplage étoile sans neutre. 1 1  2 a) Sachant qu'on a alors i p1 = n  (i s1 − i's1 ) − (i s2 − i's2 ) − (i s3 − i's3 )  , tracer l'allure de ip1 et déterminer sa 3 3 3 

valeur efficace Ip1. b) Calculer la nouvelle valeur du facteur de puissance au primaire fp. Comparer le résultat à celui obtenu dans le cas du couplage triangle. 6) On veut UC = 250V. Le réseau d'alimentation étant de type 3x380V, calculer n dans le cas du couplage triangle.

EL 3 3

is1

vD11

e1 D'11

D11

D'12

D12

Soit le montage ci-contre. La tension aux bornes de chaque enroulement primaire, notée V, est égale à 220V. Pour les tracés des courants, on prendra IC = 150A.

IC

e2 iL1 v1

u1

e3 i's1 i1

D'13

D13 vD21

e'1 i's2 i2

D'21

D21

i's3 i3

D'22

D22

D'23

D23

IC

e'2 e'3

u2

u

I) Etude du redresseur PD3 On pose e1 = nV 2 sinθ, e2 = nV 2 sin(θ − 2π/3), et e3 = nV 2 sin(θ − 4π/3). 1) Déterminer les intervalles de conduction des diodes puis tracer les allures de u1 et de vD11. 2) Déterminer l'expression de la valeur moyenne U1C de u1. A.N.: On impose U1C = 500V, calculer n et la tension inverse maximale aux bor-

nes de chaque diode. 3) Tracer l'allure de is1 ( échelle: 1 carreau = 100A ). Calculer sa valeur efficace Is1 puis le facteur de puissance fs1 du redresseur PD3. II) Etude du redresseur S3 On pose e'1 = n'V 2 sinθ, e'2 = n'V 2 sin(θ − 2π/3) et e'3 = n'V 2 sin(θ − 4π/3). 1) Déterminer les intervalles de conduction des diodes puis tracer les allures de u2 et de vD21. 2) Déterminer l'expression de la valeur moyenne U2C de u2. A.N.: On impose U2C = 500V, calculer n' et la tension inverse maximale aux bornes de chaque diode. 3) Sachant que i's1 + i's2 + i's3 = 0, déterminer la relation liant i's1, i1 et i3. Tracer alors les allures de ces trois courants ( échelle: 1 carreau = 100A ). Calculer la valeur efficace I's1 de i's1 puis le facteur de puissance fs2 du redresseur S3. III) Etude de la mise en série Les valeurs de n et de n' sont celles calculées au I) et au II). 1) Tracer l'allure de u. Que vaut sa valeur moyenne UC? 2) Tracer l'allure de iL1 ( échelle: 1 carreau = 100A ). Calculer sa valeur efficace IL1 puis le facteur de puissance fp du montage. 4

ip1 ip2 ip3 iN

Pour le montage P3 ci-dessous on admet dans tout ce qui suit que le courant i est ininterrompu. On pose e1 = E 2 sinθ is1 i e2 = E 2 sin(θ − 2π/3) e1 D1 R e3 = E 2 sin(θ − 4π/3) e2

D2

e3

D3

u

L EC

avec E = 220V et θ = ω0t ( ω0 = 100π rad/s ). Par ailleurs, on donne EC = 240V, R = 1Ω et on suppose que le rapport des nombres de spires est égal à 1. 1) Tracer l'allure de u, puis calculer sa valeur moyenne UC.

EL 4

2) On fait l'approximation du premier harmonique. Le courant i peut donc se mettre sous la forme i = IC − I1 2 sin(3θ − ϕ1). a) Calculer IC. b) Sachant que le premier harmonique de u a pour valeur efficace UC/4 2 , déterminer l'expression de I1 en fonction de UC, R, L et ω0. Application: On veut que le facteur de forme de i soit égal à 1,1. Calculer I1, puis la valeur qu'il faut donner à L. c) Pour la valeur précédente de L, et pour ϕ1 = π/2, tracer i, is1 et ip1. Déduire de ip1 les allures de ip2 et de ip3, puis tracer iN. i1

5

L

IC

D1 v1

u

Le montage ci-contre est constitué d'un transformateur à point milieu et de deux diodes supposées parfaites. Les demi-enroulements secondaires sont caractérisés par leur f.é.m. à vide e1 = −e2 = E 2 sinθ avec E = 60V et θ = ω0t, et

par leur inductance ramenée au secondaire L avec Lω0 = 0,8Ω à 50Hz. On néglige les autres chutes de tension, et on admet que le courant fourni à la charge est parfaitement lissé. e2 1) Au moment des commutations, les deux diodes conduisent simultanément pendant une durée angulaire α0 ( phénomène d'empiétement anodique ). Ecrire v2 L les relations entre e1, v1, Lω0 et di1/dθ d'une part, et entre e2, v2, Lω0 et di2/dθ D2 i2 d'autre part. 2) En remarquant que u = v1 = v2 et que i1 + i2 = IC, déduire des expressions précédentes que u = 0 pendant l'empiétement. En considérant alors par exemple l'intervalle [0;α0], intégrer une des équations pour obtenir l'expression de i1(θ). En déduire l'angle d'empiétement α0. A.N.: Calculer α0 pour IC = 10A. 3) Tracer u = f(θ) pour 0 ≤ θ ≤ 2π + α0. Déterminer l'expression de la valeur moyenne UC de u. 4) On pose ∆UC = UC0 − UC où UC0 représente la tension continue fictive à vide 2 2 E/π. Exprimer ∆UC en e1

fonction de Lω0 et de IC. A.N.: Pour IC = 10A, calculer ∆UC, UC0 et ∆UC/UC0. 6

Le redresseur ci-contre est constitué d'un transformateur Dyn, alimenté par un réseau 3x380V−50Hz, et de D2 diodes supposées parfaites. 1) Des essais préliminaires du transformateur ont donné: u i3 D3 à vide: U10 = 380V U20 = 400V en C.C.: U1c = 20V I2c = 20A P1c = 515W Calculer le rapport de transformation m et les éléments Rs et Xs du schéma équivalent ramené au secondaire. Déduire de Xs la valeur Ls de l'inductance de fuite correspondante. 2) On néglige dans cette question toutes les chutes de tension. Tracer l'allure, notée u0, de u et calculer sa valeur moyenne UC0. 3) On tient compte de la résistance Rs des enroulements. Déterminer l'expression de u en fonction de u0, Rs et IC et tracer son allure. Exprimer la chute de tension moyenne ∆1UC en fonction de Rs et de IC et calculer sa valeur numérique pour IC = 30A. 4) Pour tenir compte de l'inductance Ls des enroulements, on étudie par exemple la commutation D3−D1. a) En prenant le début de conduction de D1 comme origine des angles, déterminer l'expression du courant i1(θ) pendant l'empiétement en fonction de U20, Xs et θ. En déduire l'expression de l'angle d'empiétement α0. A.N.: i1 D1

IC

EL 5

Calculer α0 pour IC = 30A. b) Tracer la nouvelle allure de u, puis exprimer la chute de tension moyenne ∆2UC en fonction de Xs et de IC. A.N. Calculer ∆2UC pour IC = 30A. 7

Soit le montage de la figure 1. On suppose que le quadripôle Q absorbe un courant strictement constant I ( égal à son courant de sortie ) quel que soit l'instant considéré. Pour simplifier, on admet que le blocage du pont redresseur se produit lorsque la tension d'alimentation passe par un extremum. En prenant alors un des instants où e est maximal comme origine des temps, on aura e = E 2 cosω0t avec ω0 = 2π/T ( T = 20ms ) et l'allure de la tension u(t) sera celle représentée sur la figure 2. 1) 0 ≤ t ≤ t1: Toutes les diodes sont bloquées. D'1 D1 i I I a) Déterminer l'expression de u(t) en fonction de E, I, C et e t. Compte tenu du fait que u(t1) = U1, exprimer C en foncQ C V D2 u D'2 tion de I, t1, E et U1. b) En remarquant que U1 est aussi la valeur de la tension −e au temps t = t1, déterminer l'expression de t1 en foncfigure 1 tion de ω0, U1 et E. En déduire celle de C en fonction uniu quement de I, T, E et U1. E 2 c) On admet, en plus, que t1 est égal à T/2. Donner, U1 compte tenu de a), l'expression approchée de C. d) Application: Pour I = 1A, U1 = 14V et les valeurs suivantes de E, 12V, 15V et 18V, calculer les valeurs de C que l'on obtient à partir des deux relations précédentes. Discuter des résultats obtenus. T t1 T 3T t 4 2 4 2) t ≥ t1: Tant que le pont conduit, et en conservant l'orifigure 2 gine des temps initiale, exprimer i(t) en fonction de I, C, ω0, E et t. A.N.: Pour I = 1A, U1 = 14V, C = 1000µF et E = 15V, calculer t1 et l'expression numérique de i(t). Vérifier que i(T/2) est encore positif, déterminer à l'aide d'une méthode numérique le temps au bout duquel ce courant s'annule et conclure sur l'hypothèse simplificatrice faite initialement. 3) En se plaçant dans l'hypothèse du 1)c), calculer la puissance P dissipée dans le quadripôle Q pour I = 1A, U1 = 14V, V = 12V et les valeurs suivantes de E, 12V, 15V et 18V. Conclusion.

EL 6

Exercices sur le redressement commandé 8

On considérera successivement les différents montages PD2 mixtes représentés ci-dessous en admettant qu'ils débitent un courant strictement constant IC.

Pour α = 150°, déterminer les intervalles de conduction des redresseurs puis tracer les allures − de la tension aux bornes de la charge − de la tension aux bornes d'un thyristor − du courant dans un thyristor − du courant dans une diode − du courant dans la diode de roue libre − du courant fourni par l'alimentation. Que peut-on en conclure en ce qui concerne la possibilité d'un défaut de blocage pour les thyristors? 9

On se propose d'étudier le pont PD3 mixte en considérant qu'il est constitué par l'association d'un montage P3 à thyristors et d'un montage P3 à diodes. On note comme habituellement les trois tensions simples i1 du réseau d'alimentation sous la forme e1 = E 2 sinθ, vT1 e2 = E 2 sin(θ − 2π/3) et e3 = E 2 sin(θ − 4π/3). e1 IC A 1) Pour α = 45°, tracer l'allure de vAN. Pour α quelconque, D1 T1 N déterminer l'expression de la valeur moyenne V'ANC de vAN e2 cette tension. u T2 D2 2) Tracer l'allure de vBN. Déterminer l'expression de la e3 vBN valeur moyenne VBNC de cette tension. 3) Déduire de ce qui précède l'expression de la valeur D3 T3 B moyenne U'C de u. 10

i1

vT1

e1 T'1

T1

T'2

T2

T'3

T3

IC

e2 e3

u

Pour le montage PD3 tout thyristors ci-contre, on pose e1 = E 2 sinθ, e2 = E 2 sin(θ − 2π/3) et e3 = E 2 sin(θ − 4π/3) avec E = 220V. 1) Pour α = 90°, tracer les allures de u, vT1 et i1. 2) Pour α quelconque, déterminer les expressions de la valeur moyenne U'C de u, de la valeur efficace I1 de i1 et du facteur de puissance f's au secondaire. A.N.: L'angle α pouvant varier entre 0 et 150°, calculer les valeurs extrêmes que peut prendre U'C et les valeurs correspondantes de f's.

EL 7 11

Le montage qu'on se propose d'étudier ( voir schéma ci-dessous ) comporte en particulier un transformateur à deux secondaires triphasés indépendants pour lequel on note n = N2/N1 et n' = N'2/N1 les rapports des nombres de spires. On donne n = 0,3 , n' = 3 n ainsi que la tension d'alimentation entre phases du primaire U = 400kV. 1) Etude du redresseur PD3 On pose e1 = E 2 sinθ, e2 = E 2 sin(θ − 2π/3) et e3 = E 2 sin(θ − 4π/3). a) Pour α = 30°, déterminer les intervalles de conduction des thyristors puis tracer les allures de u1 et de iS1. b) Pour α quelconque, déterminer l'expression de la valeur moyenne U'1C de u1. Mettre celle-ci sous la forme U1Ccosα en donnant l'expression de U1C en fonction de n et de U. A.N.: Calculer U1C. 2) Etude du redresseur S3 On pose e'1 = E' 2 sinθ, e'2 = E' 2 sin(θ − 2π/3) et e'3 = E' 2 sin(θ − 4π/3). a) Pour α = 30°, déterminer les intervalles de conduction des thyristors puis tracer les allures de u2, i1, i3 et de i's1. b) Justifier le fait que les allures de u1 et N2 i s1 de u2 sont identiques à un décalage de e1 IC 30° près. En déduire que la valeur moyT1 T'1 enne U'2C de u2 est égale à U'1C. e2 3) Etude du montage global iL1 N1 a) Pour α = 30°, tracer les allures de u et T'2 T2 u1 de iL1. v1 e3 b) Mettre la valeur moyenne U'C de u T'3 T3 N'2 i' i sous la forme UCcosα en donnant l'exs1 1 u pression littérale de UC en fonction de n e'1 IC et de U. A.N.: Calculer UC. i2 T'1 T1 c) Soit ϕ1 le déphasage entre v1 et le e'2 fondamental de iL1. Quelle relation simi3 ple existe-t-il entre ϕ1 et α? T'2 T2 u2 d) On pose I1 la valeur efficace du fone'3 damental de iL1. Déterminer les expresT'3 T3 sions des puissances active Pa et réactive Qa au primaire du transformateur en fonction de U, I1 et α. e) Le système étant supposé sans pertes, Pa est égale à la puissance P = U'CIC à la sortie du redresseur. En déduire l'expression de I1 en fonction de n et de IC. A.N.: Pour P = 500MW et U'C = 300kV, calculer IC, α, I1 et 2 2 + 3 nI C , calculer IL1 et les Qa. Sachant que la valeur efficace IL1 de iL1 est donnée par la relation I L1 = 3

(

)

puissances apparente Sa et déformante Da correspondantes. f) Du fait des puissances mises en jeu, chaque élément de pont est en réalité constitué par une association en série et/ou en parallèle de thyristors. Compte tenu des contraintes de courant et de tension et des possibilités actuelles des thyristors, quelle pourrait être la structure de chaque branche?

EL 8

Exercices sur la transformée de Laplace 12

Soit le montage ci-contre. Au temps t = 0, v1 étant égal à 0, on ferme l'interrupteur K. 1) Tracer le schéma opérationnel. v(t) 2) En posant τ = RC, déterminer l'expression de V(p), en déduire celle de v(t). 3) Esquisser l'allure de v(t). Justifier, par un raisonnement physique, sa valeur initiale ainsi que celle en régime établi.

v1(t)

K

i(t) C E

R

13

1) Déterminer l'expression de la fonction de transfert opérationnelle T(p) = V(p)/E(p) du circuit ci-contre. 1 + τ1p en donnant les expressions de 2) Mettre T(p) sous la forme K 1 + τ2 p

C1 R1

e(t)

C

R

v(t)

K, τ1 et τ2 en fonction de R, R1, C et C1. 3) Déterminer la réponse à un échelon de tension d'amplitude E. Esquisser son allure pour les trois cas suivants: τ2 = 0,5τ1 τ2 = τ1 τ2 = 2τ1. 4) Donner l'expression de T(jω). Application: Pour K = 0,1 , τ1 = 0,01s et τ2 = 0,1s, tracer les diagrammes asymptotiques de gain et de phase. 14

1) Déterminer la fonction de transfert opérationnelle T(p) = S(p)/E(p) du 1 + 10τp avec τ = RC. circuit ci-contre et la mettre sous la forme 1 + τp

C R − ∞

9C

+ s(t)

e(t)

15

e(t)

2) Application: a) Donner l'expression de T(jω). Tracer les diagrammes asymptotiques de gain et de phase correspondants. b) e(t) est un échelon de tension d'amplitude E. Déterminer l'expression de s(t) et esquisser son allure.

C

R

R

−

∞

+ C

s(t)

1) Déterminer la fonction de transfert opérationnelle T(p) = S(p)/E(p) du circuit ci-contre et la mettre sous la 1 forme en donnant l'expression de τ. ( τp + 1)2 2) Application: a) Donner l'expression de T(jω). Tracer les diagrammes

asymptotiques de gain et de phase correspondants. b) e(t) est un échelon de tension d'amplitude E. Déterminer l'expression de s(t). En déduire les valeurs de s(0) et s(∞). Retrouver directement ces résultats à l'aide des théorèmes aux limites.

EL 9

R1

16

R1

−

1) Déterminer l'expression de la fonction de transfert opérationnelle T(p) = S(p)/E(p) du circuit ci-contre et la mettre sous la 1 − τp en donnant l'expression de τ. forme 1 + τp

∞

+

2) Application: a) Donner l'expression de T(jω). Que vaut son module? Exprimer d'autre part son argument en fonction de τ. b) e(t) est un échelon de tension d'amplitude E. Déterminer l'expression de s(t) puis esquisser son allure. R

e(t)

s(t)

C

17

C 2R C

R e(t)

− +

R

∞ s(t)

1) Déterminer l'expression de la fonction de transfert opérationnelle T(p) = S(p)/E(p) du circuit ci-contre. 2) Application: R = 1MΩ, C = 1µF, e(t) est un échelon d'amplitude 1V. a) Vérifier que S(p) peut se mettre sous la forme 3 2 2 S( p) = − 2 2 3 p + 12 +  3 2   

(

)

b) En déduire l'expression de s(t) puis, à l'aide d'une calculatrice graphique, visualiser son allure pour 0 ≤ t ≤ 10s. 18

C1 R C 14243 Z − ∞ +

R1 e(t)

s(t)

Le circuit ci-contre est constitué en particulier par un amplificateur opérationnel supposé idéal. 1) En raisonnant dans un premier temps sur l’impédance Z équivalente au circuit R, C et C1, montrer que S(p) = [1 + Z(p)/R1]⋅E(p). Remplacer ensuite Z(p) par son expression en fonction des différents éléments pour obtenir la fonction de transfert T(p) = S(p)/E(p) du circuit. 2) A.N.: R = 1MΩ C = 0,7µF R1 = 367kΩ C1 = 0,389µF. p ² + 11p + 10 ( p + 1)( p + 10) = . a) Vérifier que T(p) ≅ p( p + 4) p( p + 4)

b) Déterminer la réponse s(t) si e(t) est un échelon d’amplitude 1V. N.B.: On décomposera S(p) sous la forme A B C + + . p² p p + 4 c) Pour 0,1rad/s ≤ ω ≤ 100rad/s, tracer les diagrammes asymptotiques de gain et de phase ( éch.: 5cm = 1décade 1cm = 5dB 1cm = 20° ).

EL 10

Exercices sur les hacheurs H

19

Soit le hacheur série ci-contre débitant sur une f.c.é.m. variable E'. On pose T la période du hacheur et α le rapport cyclique. On tient compte des variations instantanées du courant mais on suppose dans toute la suite que celui-ci L E u D reste ininterrompu. E' 1) Tracer l'allure de u. Déterminer l'expression de sa valeur moyenne UC. En déduire la relation liant E, E' et α. 2) 0 ≤ t ≤ αT: H est passant. Ecrire l'équation différentielle régissant l'évolution de i. En posant i(0) = I0, résoudre cette équation et déterminer l'expression de i(t) en fonction de E, α, I0, L et t. Donner l'expression de I1 = i(αT). 3) αT ≤ t ≤ T: D est passante. En gardant 0 comme origine des temps, déterminer de même l'expression de i(t). Vérifier que i(T) = I0. 4) Esquisser l'allure de i(t). Déterminer l'expression de sa valeur moyenne IC en fonction de I0 et de I1. 5) On suppose que le montage fonctionne à la limite du courant interrompu ( soit I0 = 0 ) et on pose IC0 la valeur moyenne correspondante du courant. a) Exprimer IC0 en fonction de E, α, T et L. b) Tracer la courbe IC0 = f(α). Préciser en particulier les coordonnées αM et IC0M du maximum. c) Chaque point de fonctionnement du montage peut être caractérisé par le rapport cyclique α du hacheur et par la valeur moyenne IC du courant débité. Compte tenu des résultats de la question précédente, préciser la zone dans le plan (α;IC) où doit se trouver le point de fonctionnement pour que le courant soit ininterrompu. 20

i

i

iD

On considère le hacheur parallèle ci-contre pour lequel on pose T la période et α le rapport cyclique. L iH D 1) 0 ≤ t ≤ αT: H est passant. Ecrire l'équation différentielle régissant l'évovH V E H lution de i. En posant i(0) = I0, résoudre l'équation pour déterminer i(t). Donner l'expression de I1 = i(αT). 2) αT ≤ t ≤ T: Lorsque D est passante, en gardant 0 comme origine des temps, déterminer de même l'expression de i(t) en fonction en particulier de I0. 3) On suppose que le montage fonctionne en courant ininterrompu ( i ne s'annule pas sur l'intervalle [αT;T] ). a) En écrivant que i(T) = I0, retrouver la relation liant E, V et α. b) Esquisser l'allure de i(t). En déduire sa valeur moyenne IC en fonction de I0 et de I1. c) On pose ∆i = I1 − I0. Exprimer ∆i en fonction de E, L, α et T. d) Déduire des deux relations précédentes les expressions de I0 et de I1 en fonction de IC et de ∆i. e) Application: E = 200V α = 0,25 L = 5mH IC = 10A T = 1ms. Calculer I0, I1 et V, puis tracer les allures de i, iH, iD et vH. 4) On suppose que le montage fonctionne en courant interrompu et on pose t1 le temps compris entre αT et T au bout duquel le courant s'annule. a) En reprenant l'expression obtenue au 2) et en tenant compte du fait que I0 = 0, écrire la relation liant t1, E, V, α et T. En déduire l'expression de V en fonction de E, α, t1 et T. b) Esquisser les allures de i et de iD. Soit IDC la valeur moyenne de iD. Déterminer la relation liant IDC, t1, α, E, L et T. En déduire l'expression de t1 en fonction de IDC, α, E, L et T.

EL 11

c) Déduire des deux questions précédentes l'expression de V en fonction de E, α, T, L et IDC. Application: Pour α = 0,25, calculer la valeur moyenne maximale IDCM de IDC pour laquelle le courant reste interrompu puis tracer la courbe V = f(IDC) pour IDCM/10 ≤ IDC ≤ IDCM. 21

H

D iL

E

uL

VC

L i

Pour le hacheur à accumulation ci-contre, on pose T la période de fonctionnement et α le rapport cyclique. 1) On suppose iL ininterrompu. a) Donner les expressions de uL lorsque H conduit, puis lorsque D conduit. b) En écrivant que la valeur moyenne de uL est nulle, déterminer l'expression de VC en fonction de α et de E.

2) On suppose iL interrompu. a) 0 ≤ t ≤ αT: H est passant. Déterminer l'expression de iL(t). En déduire celle de I1 = iL(αT). b) αT ≤ t ≤ T: Lorsque D conduit, en gardant 0 comme origine des temps, déterminer la nouvelle expression de iL(t) en fonction de VC, L, t, E, α et T. Soit t1 l'instant du blocage de D. En exploitant la condition iL(t1) = 0, déterminer l'expression de VC en fonction de α, T, t1 et E. c) Esquisser l'allure de i(t). En déduire l'expression de sa valeur moyenne IC en fonction de t1, α, T, E et L. d) On considère un fonctionnement à VC constant. En éliminant t1 entre les relations précédentes, déterminer l'expression de IC en fonction de E, T, L, VC et α. A.N.: E = 10V, VC = 8V, T = 50µs, L = 100µH. Calculer la valeur maximale αM de α pour que le montage fonctionne en courant interrompu puis tracer la courbe IC = f(α) pour α compris entre 0 et αM. 22

On a schématisé ci-dessous un montage de type Flyback fournissant une tension V parfaitement lissée. Le transformateur, supposé idéal, est, vu les orientations choisies, caractérisé par les équations aux inducdi1 di 2  i1 i2 D 2  v1 = L1 dt + M dt  N2  N2 avec M = tances  L1 et L2 =   L1 , où N1 et N2 N1  N1  v1 v2 V v 2 = − M di1 − L2 di 2  dt dt E désignent les nombres de spires au primaire et au secondaire. On note ϕ son flux par vH H spire en rappelant que, toujours vu les orientations choisies, on a Rϕ = N1i1 + N2i2 ( R réluctance du circuit magnétique ). L’interrupteur H est commandé à l’état passant avec une période T = 10µs et un rapport cyclique α. Par ailleurs, on donne E = 300V, L1 = 2mH et N1/N2 = 60. 1) Entre 0 et αT, H est passant. Que valent v1 et i2? En partant alors des équations du transformateur, déterminer l’expression de i1(t) en fonction de E, L1, t et d’une constante A. 2) Entre αT et T, et tant que D conduit, que valent v2 et i1? Compte tenu de ceci, déterminer de même l’expression de i2(t) en fonction de V, L2, t et d’une constante B. 3) On admet dans tout ce qui suit que le montage fonctionne en démagnétisation complète. Le courant i2 s’annule donc à un instant, noté t1, compris entre αT et T. a) Que vaut ϕ juste avant l’amorçage de H? En utilisant le fait que le flux ne peut pas subir de discontinuité, déterminer la valeur de i1(0), en déduire celle de A puis déterminer l’expression de I1 = i1(αT) en fonction de E, L1, α et T. b) En se plaçant à l’instant de la commutation H→D, utiliser la même propriété de ϕ pour obtenir l’expression

EL 12

de i2(αT) en fonction de N1, N2 et I1. Esquisser ensuite l’allure de i2(t) sur une période et en déduire l’expression de sa valeur moyenne I2C en fonction de t1, α, T, N1, N2 et I1. c) Lorsque D conduit, exprimer v1 en fonction de V, L2 et M, puis de V, N1 et N2. Esquisser alors l’allure de v1 sur une période, puis, en utilisant le fait que sa valeur moyenne est nulle, déterminer l’expression de t1 − αT en fonction de N1, N2, α, T, V et E. d) Eliminer t1 − αT entre les deux relations précédentes pour obtenir l’expression de I2C en fonction de E, α, V et I1, puis, compte tenu de a), de E, T, V, L1 et α. e) Application: On considère un fonctionnement à V constant et égal à 5V. − Sachant qu’on limite α à 0,45, calculer la valeur correspondante de t1. Pour ce cas particulier, tracer les allures de v1, vH, i1 et i2 ( échelles 1cm = 1µs 1cm = 200V 1cm = 0,5A 1cm = 20A ). − Tracer la caractéristique de réglage α = f(I2C) pour I2C variant entre 0,05A et 9A. 23

Soit un hacheur en demi pont débitant sur une f.c.é.m. E' variable ( Cf figure ci-dessous ). Les interrupteurs sont commandés de façon complémentaire avec un rapport cyclique α ( H1 est donc commandé à l'état passant entre 0 et αT, H2 entre αT et T, où T désigne la période de fonctionH1 D1 nement du hacheur ). u E i 1) Esquisser l'allure de u puis déterminer l'expression de sa valeur moyenne L UC. Quelle est la relation entre UC et E'? En déduire l'expression de E' en E' E fonction de α et de E. H2 D2 2) 0 ≤ t ≤ αT: H1 ou D1 conduisent. En posant i(0) = I0, déterminer l'expression de i(t), puis celles de I1 = i(αT) et de ∆i = I1 − I0. 3) αT ≤ t ≤ T: H2 ou D2 conduisent. En gardant 0 comme origine des temps, déterminer l'expression de i(t) en fonction en particulier de I0. Vérifier que i(T) = I0. 4) En se plaçant par exemple dans le cas ou i(t) est toujours positif, esquisser l'allure de ce courant. En déduire l'expression de sa valeur moyenne IC en fonction de I0 et de I1. 5) Déduire de ce qui précède les expressions de I0 et de I1 en fonction IC et de ∆i. A.N.: E = 200V, L = 16mH, T = 1ms, α = 0,8. Calculer ∆i puis, pour les 3 valeurs suivantes de IC, 10A, 0A et −10A : a) Calculer I0 et I1 et tracer les allures de u et de i en faisant apparaître les intervalles de conduction des différents éléments. b) Pour IC = 10A et IC = −10A, placer les points de fonctionnement correspondants dans le plan (IC;UC). Préciser le mode de marche, récepteur ou générateur, de la charge.

EL 13

Exercices sur les variateurs de vitesse pour machines à courant continu 24

Soit le variateur de vitesse ci-contre. Le pont mixte fonctionne en courant ininterrompu, supposé parfaitement lissé pour simplifier. La valeur moyenne de u peut se mettre sous la forme U'C = UC(1+cosα)/2 avec UC = 1200V. Le moteur série est parfaitement compensé et on néglige les pertes autres que celles par effet Joule. On donne sa résistance totale induit + inducteur R = 0,035Ω et sa caractéristique E0 = f(IC) pour n = 1500tr/min

IC

e u

M

IC(A)

100

200

300

400

500

600

700

800

900

E0(V)

155

285

400

485

545

590

620

650

675

1) On pose E0 = KΦn avec KΦ terme proportionnel au flux inducteur qui dépend de IC et n, fréquence de rotation exprimée en tours/minute. Déterminer la relation liant le couple moteur C à KΦ et à IC. A.N.: Tracer la courbe KΦ(IC), puis calculer le couple nominal CN, correspondant à IC = IN = 450A ainsi que le couple de démarrage CD ( IC = ID = 900A ). 2) Ecrire la relation liant UC, α, R, IC, KΦ et n. Application: Calculer les valeurs qu'il faut donner à α pour obtenir les deux points de fonctionnement suivants: C = CD au démarrage et C = CN pour n = 3000tr/min. 25

Le montage ci-contre est constitué par un redresseur réIC versible fonctionnant sans courant de circulation et par une P1 P2 machine à excitation indépendante constante. Les deux L u2 u1 ponts sont alimentés par le même réseau, ce qui, compte u M tenu du fait que le courant dans le moteur est ininterrompu, entraîne que U'1C = UC cosα1 lorsque P1 conduit et que U'2C = UC cosα2 lorsque P2 conduit ( α1 et α2 désignant les angles de retard à l'amorçage des thyristors de chaque pont ). On prendra UC = 1500V pour les applications numériques. On suppose que la machine fonctionne à flux constant. Elle peut donc être schématisée comme indiqué ci-contre avec R = 0,022Ω et k = 0,83 si n est exprimé en tours/minute ( on rappelle que l'utilisation d'une convention de signe unique implique que n et IC sont R u des grandeurs algébriques ). E' = kn 1) Exprimer la relation existant entre la valeur moyenne U'C de u et les grandeurs R, IC, k et n. 2) La machine fonctionne initialement dans le quadrant 1 ( n > 0 IC > 0 ). a) Ecrire la relation liant UC, α1, R, IC, k et n. b) Calculer la valeur qu'il faut donner à α1 pour que le moteur tourne à 1500tr/min à vide ( RIC négligeable devant les autres termes ). Pour cette valeur de α1, calculer la fréquence de rotation à pleine charge ( IC = 500A ) et la puissance fournie par le réseau. 3) Pour inverser la vitesse de rotation, on bloque P1 et on débloque P2. Cette inversion ne pouvant pas se produire instantanément, le montage fonctionne transitoirement dans le quadrant 2 ( n > 0 IC < 0 ). a) Ecrire la relation liant UC, α2, R, IC, k et n. b) Pour le point de fonctionnement suivant, IC = −1000A et n = 1500tr/min, calculer α2 et la puissance restituée

EL 14

au réseau. 4) Lorsque la vitesse s'est inversée, la machine fonctionne dans le quadrant 3 ( n < 0 IC < 0 ). Calculer la valeur finale que doit prendre α2 pour que n = −1500tr/min à vide. 26

D1

27

Réseau

Soit le variateur de vitesse réversible ci-contre pour lequel IC L on a E = 200V, R = 0,5Ω et k = 0,1V/(tr/min). Le courant d'induit est supposé parfaitement lissé. H1 et H2 sont commandés de H1 uL R façon complémentaire avec un rapport cyclique α et une périou E H2 D2 E' = kn de T. 1) Préciser les éléments qui conduisent suivant le signe de IC puis tracer l'allure de uL. En écrivant que sa valeur moyenne est nulle, déterminer la relation liant E, α, R, IC, k et n. 2) On note C le couple moteur développé par la machine et kT = C/IC le coefficient de couple correspondant. Exprimer kT en fonction de k puis calculer sa valeur numérique. 3) Le variateur est piloté en courant, c'est donc IC qui est imposé par la consigne ( positive pour un fonctionnement en moteur et négative pour un fonctionnement en frein ). La charge développe un couple résistant de la 6 forme Cr + f⋅n² avec f constant et égal à 5⋅10− si n est exprimé en tr/min. a) En régime permanent ( seul cas envisagé ici ), déterminer la relation liant kT, IC, Cr, f et n. b) Pour le fonctionnement en moteur suivant, n = 1500tr/min et Cr = 2Nm, déterminer la valeur qu'il faut donner à IC. Calculer d'autre part celle que prend le rapport cyclique α. c) Effectuer le même calcul pour un fonctionnement en frein avec n = 500tr/min et Cr = −15Nm.

URéf

Les caractéristiques du variateur ci-contre sont:

I (C)

J

U M

pour (C): avec

convertisseur 5kW U = kU Ré f pour U Ré f ≤ 10V ( k = 20 )  U = 200V pour U Ré f > 10V

pour (M): − caractéristiques nominales IN = 20A JN = 1A nN = 1500tr/min ( valeurs à ne pas dépasser en régime permanent, seul cas envisagé ici ) − caractéristique à vide

J(A)

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

pour n = 1500tr/min

E0(V)

0

90

150

190

210

220

− résistance d'induit R = 1Ω − pertes mécaniques négligeables. 1) On pose pour tout ce qui suit E = Kn avec K coefficient proportionnel au flux inducteur ( qui ne dépend donc que de J ) et n fréquence de rotation en tr/min. Déduire de la caractéristique à vide les valeurs de K correspondant aux différentes valeurs de J puis tracer la courbe K = f(J) ( éch.: 1cm = 0,1A 1cm = 0,01V/(tr/min) ). 2) Déterminer la relation liant le couple moteur C à K et à I. A.N.: Pour J = JN et I = IN, calculer la valeur CN de C. Justifier le fait que CN constitue la valeur maximale de couple que l'on peut obtenir. 3) Déterminer la relation liant U, R, I, K et n. A.N.: Pour J = JN, n = 1000tr/min et C = CN, calculer U et URéf. 4) Fonctionnement à flux constant J = JN: Calculer la valeur maximale n1 que peut prendre n si on veut que la machine puisse fournir en permanence le couple CN.

EL 15

5) Fonctionnement à flux variable: Pour les valeurs suivantes de n, 1300tr/min, 1400tr/min et 1500tr/min, déterminer la valeur de J permettant d'obtenir le couple le plus élevé possible ( donc celui correspondant à IN ), ainsi que la valeur correspondante de ce couple. 6) Soit Cmax la valeur maximale de couple que l'on peut obtenir pour une fréquence de rotation n donnée. Compte tenu des résultats précédents, tracer, pour 0 ≤ n ≤ 1500tr/min, la caractéristique Cmax = f(n) ( échelles: 1cm = 2Nm 1cm = 100tr/min ). Préciser sur la courbe la zone de fonctionnement à flux constant et celle à flux variable. 5 7) La charge oppose un couple résistant de la forme Cr = 1,2·10− ·n². a) Tracer la courbe Cr = f(n) en la superposant à la précédente. Déterminer la valeur maximale de n pouvant être obtenue ainsi que les valeurs correspondantes de U et de J. b) On impose les conditions suivantes: n = 1000tr/min, pertes Joule induit minimales. En déduire que J doit être égal à JN, puis calculer U et URéf.

EL 16

Exercices sur les onduleurs 28

i1 iH1

iD1 D1

H1

i

E

u

H2

D2

H'2

D'2

Z H'1

D'1

L'onduleur de tension représenté ci-contre fonctionne en onde rectangulaire avec une période notée T. On donne E = 200V. 1) Z est une charge passive quelconque a) En faisant apparaître sur la courbe les intervalles de commande des interrupteurs, tracer l'allure de u(t). b) On note u1 le fondamental de u. Sachant que sa valeur crête est égale à 4E/π, superposer u1 à u puis calculer sa valeur efficace U1. 2) Z est une inductance pure L a) 0 ≤ t ≤ T/2: En posant I0 = i(0), déterminer l'expression de i(t).

En déduire celle de I1 = i(T/2). b) T/2 ≤ t ≤ T: En gardant 0 comme origine des temps, déterminer de même l'expression de i(t) en fonction en particulier de I0. c) Sachant que la valeur moyenne de i est nulle, déterminer l'expression de I0 puis tracer les allures de u et de i en faisant apparaître sur la courbe les intervalles de conduction des différents éléments. Représenter d'autre part les allures de iD1, iH1 et i1. 3) Z est constituée par un circuit RLC série, avec R = 10Ω, L = 0,1H et C = 10µF On admet dans tout ce qui suit que i se réduit à son fondamental noté I1 2 sin(ωt − ϕ) avec ω = 2π/T.

a) Déterminer l'expression de l'impédance Z(jω) de la charge. En déduire − l'expression de I1 en fonction de U1, R, L, C et ω − l'expression de ϕ en fonction de R, L, C et ω. b) La période T de l'onduleur est réglée de telle sorte que ω soit égale à la pulsation de résonance, notée ω0, du circuit de charge. Calculer ω0, T, I1 et la valeur crête de la tension aux bornes du condensateur. c) Pour des périodes d'onduleur successivement telles que ω = 0,95ω0 , puis ω = 1,05ω0 , calculer I1 et ϕ. Tracer ensuite les allures de u et de i en faisant apparaître sur les courbes les intervalles de conduction des différents éléments. Préciser le régime de commutation des interrupteurs pour chaque cas. 29

E E

H1 u

D1

i

Pour l'onduleur en demi-pont ci-contre on donne E = 100V, L = 0,1H et T = 0,1s. Les intervalles de commande des interrupteurs sont représentés en valeur relative sur la figure ci-dessous.

L H2

H1

D2 0

H2 0,1 0,15

H1

H2 0,35 0,4

H1

H2 0,5

H1 0,6 0,65

H2

H1 0,85 0,9

H2

H1 H2 1

1,1

t/T

1) Représenter l'allure de u ( échelles: 1cm = 0,01s 1cm = 25V ). 2) Pour les deux valeurs possibles de u, calculer la pente ∆i/∆t de i. 3) Compte tenu des résultats précédents et sachant que i(0) = −15A, déterminer graphiquement l'allure de i ( superposer la courbe à celle représentant u en prenant comme échelle 1cm = 5A ). En déduire les intervalles de conduction de chaque élément.

EL 17 30

Soit un onduleur de tension triphasé débitant sur une charge équilibrée couplée en étoile ( figure 1 ). Les intervalles de commande de chaque interrupteur sont décalés de T/3 comme indiqué sur la figure 2.

E

H2 D2

H1 D1

v2

v1 H’1 D’1

uRS

H'2

H'3 D'3

H'2

H2

t

uRT

vR

H'1 t

v3 H'2 D'2

iR

H1

H3 D3

H3 vS

vT

H'3 T 6

figure 1

T 3

H3 T 2

2T 3

5T 6

Tt

figure 2

1) Représenter les allures de v1, v2 et v3. En déduire celle de uRS. 2) La charge étant équilibrée, on a vR + vS + vT = 0. Compte tenu de cette relation et de celles existant entre les tensions simples et les tensions entre phases, montrer que vR = (uRS + uRT)/3. En déduire l'expression de vR en fonction de v1, v2 et v3 puis tracer son allure.  2π  T   3) Le courant iR a pour équation i R = I M sin   t −   . Superposer son allure à celle de vR. Préciser sur la  T  6 courbe les intervalles de conduction de H1, D1, H'1 et D'1. 4)a) Les tensions v1, v2 et v3 étant périodiques, on peut les décomposer en série de Fourier sous la forme ∞

v1 ( t ) = V1C +

∑v

1n ( t ),

n =1

∞

v 2 ( t ) = V2 C +

∑v n =1

∞

2n (t)

et v 3 ( t ) = V3C +

∑v

3n ( t ) .

n =1

− Montrer que V1C = V2C = V3C = E/2.

 2π  t  . En utilisant le fait que − Vu l'origine des temps choisie, v1n(t) peut se mettre sous la forme Vn 2 sin n  T  v2(t) = v1(t − T/3) et que v3(t) = v1(t − 2T/3), donner les expressions correspondantes de v2n(t) et de v3n(t). Vérifier que ∗ pour n multiple de 3, v1n = v2n = v3n. ∗ pour n non multiple de 3, v1n + v2n + v3n = 0 ( dans ce but, on considérera les cas particuliers n = 1 et n = 5, pour lesquels on montrera que les harmoniques de v1, v2 et v3 forment des réseaux triphasés équilibrés, et on admettra ensuite le résultat pour n quelconque ).

b) Dans l'expression finale de vR obtenue au 2), remplacer v1, v2 et v3 par leurs expressions en fonction de E, v1n, v2n et v3n pour obtenir la décomposition en série de Fourier de vR. Constater que vR ne comporte pas de terme constant, puis montrer que − vR ne contient pas d'harmoniques multiples de 3 − le fondamental et les harmoniques non multiples de 3 de vR sont respectivement égaux aux termes correspondants de v1. Application: On donne le développement en série de Fourier de v1:

EL 18

pas d'harmoniques pairs 2E πn Pour E = 500V, calculer le fondamental et les harmoniques de vR en se limitant au rang 9. harmoniques impairs de valeur efficace Vn =

31

Le commutateur ci-dessous fonctionne en onde rectangulaire avec une période T = 10ms. On donne I = 1A, R = 100Ω et L = 0,04H. R H1 H2 1) Tracer l'allure de i. I L i 2) Le développement en série de Fourier de i ne contient que des harC moniques impairs, de valeur efficace In = I1/n, où I1 désigne la valeur H'1 H'2 efficace du fondamental, qui vaut 2 2 I/π. Calculer I1, I3 et I5. u 3)a) Déterminer l'expression de l'admittance Y(jω) de la charge. b) On veut que la pulsation de fonctionnement 2π/T de l'onduleur soit égale à la pulsation de résonance ω0 du circuit de charge. Calculer la valeur qu'il faut donner au condensateur. Pour cette valeur de C: − Calculer les modules de Y pour ω = ω0, ω = 3ω0, ω = 5ω0. − Calculer les harmoniques U1, U3 et U5 de la tension u. En déduire que celle-ci se réduit pratiquement à son fondamental et tracer son allure.

EL 19

Exercices sur les asservissements 32

Soit une machine à courant continu à excitation indépendante constante pour laquelle on donne la résistance d'induit R = 0,5Ω, la constante de f.c.é.m. k = 1Vs/rad, le courant maximal admissible en régime transitoire ID = 40A et le moment d'inertie total de la partie tournante J = 0,13kg·m². On pose Ce le couple électromagnétique de la machine, Cr le couple résistant opposé par la charge et Cp le couple de pertes. i Quelles que soient les conditions de fonctionnement, on utilise la convention moteur ( rappelée ci-contre ), ce qui implique en particulier que Ce est algébrique. M u 1) Déterminer l'expression de Ce en fonction de k et de i. 2) En régime transitoire, écrire la relation liant J, dΩ/dt, Ce, Cr et Cp puis celle obtenue en remplaçant Ce par son expression en fonction de i. 3) Dans tout ce qui suit, les couples Cr et Cp sont supposés indépendants de la vitesse de rotation ( couples "constants" ). a) Déterminer l'expression de Ω(t) dans le cas d'un démarrage à courant constant i = ID. En déduire l'expression du temps t0 mis pour atteindre une vitesse de rotation Ω0 donnée. A.N.: Ω0 = 150rad/s et Cp = 1Nm, calculer t0 pour Cr = 0 ( démarrage à vide ) et Cr = 19Nm ( démarrage à pleine charge ). b) En posant Ω0 la vitesse initiale de rotation, déterminer de même l'expression de Ω(t) dans le cas d'un freinage à courant constant i = −ID. En déduire le temps t1 au bout duquel le moteur s'arrête. A.N.: Ω0 = 150rad/s et Cp = 1Nm, calculer t1 pour Cr = 0 et Cr = 19Nm. Calculer d'autre part la durée du ralentissement si le freinage n'était dû qu'aux seuls couples de pertes ( soit i = 0 et Cr = 0 ). 33

R3

Soit l'asservissement de courant schématisé ci-contre. La tension de comR1 − ∞ mande, qui doit être négative, est notée ConverU R tisseur −E −E avec E ≥ 0. Le convertisseur est caR2 s + V ractérisé par la relation U = k⋅V avec k = 20. On donne R1 = 100kΩ, R2 = 1kΩ, R3 = 1MΩ, R = 10Ω et s = 0,01Ω. Dans tout ce qui suit, on tient compte du fait que s est très petit devant R2 et R, ce qui entraîne que U = RI et que le courant dérivé par R2 est négligeable devant I. 1) Déterminer la relation liant V, E et I. Mettre celle-ci sous la forme V = A(E − R0I) en donnant les expressions de A et de R0 en fonction de R1, R2, R3 et s. A.N.: Calculer A et R0. 2) Compte tenu des autres relations régissant le fonctionnement du dispositif, tracer le schéma fonctionnel correspondant. En déduire l'expression de I en fonction en E puis tracer la courbe I = f(E) pour 0 ≤ E ≤ 15Volts. I

34

Soit l'asservissement de vitesse ci-contre. On ε (A) donne: (A) amplificateur différentiel d'amplificae − u tion réglable A, (M) servomoteur de résistance DT M et d'induit R = 5Ω et de constante de f.c.é.m. Ω km = 0,02Vs/rad, (DT) dynamo tachymétrique de −6 constante kt = 0,02Vs/rad. On pose J = 2·10 kg·m² le moment d'inertie total de la partie tournante et Cr le +

i

Cr

EL 20 3

couple résistant total supposé constant, dont la valeur maximale, notée CrM, vaut 4·10− Nm. I) Etude en régime permanent: e est une tension continue de valeur E 1) Ecrire les équations régissant le fonctionnement du système. En déduire en particulier l'expression de Ω en fonction de u et de Cr puis tracer le schéma fonctionnel. 2) Déterminer l'expression de Ω en fonction de E et de Cr. 3) Application: Pour A = 1, puis pour A = 100, calculer − la valeur qu'il faut donner à E pour que Ω = Ω0 = 250rad/s lorsque Cr = 0 − la valeur correspondante de Ω lorsque Cr est égal à CrM − la valeur commune du courant d'induit lorsque Cr = CrM. II) Etude en régime transitoire: e est un échelon de tension d'amplitude E appliqué au système initialement au repos. On se limite dans tout ce qui suit au cas du fonctionnement à vide ( soit Cr = 0 ). 1) On suppose ici que le système fonctionne en permanence dans son domaine linéaire. a) Déterminer l'expression de Ω(p) en fonction de U(p) puis tracer le nouveau schéma fonctionnel. AE RJ , déterminer l'expression de Ω(p), puis celle de Ω(t). En b) En posant Ω 0 = et τ = k m + Ak t k m ( k m + Ak t ) déduire l'expression du temps de réponse tr du système. A.N.: Calculer tr pour A = 1 et pour A = 100. c) Déterminer l'expression du courant de démarrage ID du moteur en fonction de A, E et R. Sachant que l'amplificateur limite son courant de sortie à IM = 2A, calculer, pour A = 1 et A = 100, l'amplitude maximale que l'on peut donner à E si on veut que l'hypothèse de départ soit effectivement vérifiée. 2) A étant égal à 100, on applique à l'entrée un échelon d'amplitude telle qu'en régime permanent on ait Ω = Ω0 = 250rad/s. a) Vérifier que, dans un premier temps, l'amplificateur fonctionne en limitation de courant ( le courant i est donc égal à IM ). b) Déterminer dans ces conditions l'équation d'évolution de Ω(t). c) L'étude complète montre que cette évolution s'arrête pour une valeur de Ω supérieure à 95% de Ω0. Compte tenu de ceci, calculer le temps de réponse du système. 35

On a représenté ci-dessous le schéma de principe d'un asservissement destiné à positionner horizontalement une charge (C). (A) est un amplificateur différentiel parfait d'amplification A = 1000 et (S) un soustracteur supposé également parfait. ε

ue us

+ −

+

(A) e

− et

i

(S) u

x DT

M Ω

(C)

(P) +V

Les relations entre les différentes grandeurs sont notées comme suit pour le moteur: E' = km⋅Ω avec km = 0,02Vs/rad pour le capteur de vitesse: et = a⋅Ω avec a variant entre 0 et aM suivant la position du curseur de (P) aM = 0,1Vs/rad pour le capteur de position: us = b·x avec b=20V/m

EL 21 4

pour la conversion mouvement circulaire-translation: dx/dt = c·Ω avec c = 5·10− m/rad. 6 Par ailleurs, on donne le moment d'inertie total J = 10− kg·m² ramené sur l'axe moteur, la résistance d'induit R = 5Ω, et on admet que tous les couples résistants sont négligeables. 1) On ne s'intéresse pour le moment qu'au sous ensemble formé par (S), (M) et (DT). a) Déterminer l'expression du couple moteur Cm en fonction de km, R, u et Ω. b) Compte tenu des relations supplémentaires imposées par la boucle de vitesse, mettre Cm sous la forme λ·e − F·Ω. A.N.: Calculer λ, puis F pour a = 0 et a = aM. 2) On suppose dans tout ce qui suit que les conditions initiales sont nulles. Déterminer la relation liant J, dΩ/dt, λ, e, F et Ω, puis celle, correspondante, faisant intervenir les transformées de Laplace de Ω et de e. Traduire cette dernière sous forme de bloc fonctionnel. 3) En utilisant le bloc défini à la question précédente, déterminer le schéma fonctionnel correspondant au montage complet. 4) Dans toute cette partie, la tension ue est un échelon d'amplitude U0 = 2V. a) Déterminer l'expression de X(p) et vérifier qu'on peut mettre cette dernière sous la forme U Aλcb ω 0² X0 1 F avec ω 0 = et X 0 = 0 . X( p ) = , m= J p ² + 2 mω 0 p + ω 0² p 2ω 0 J b A.N.: Calculer ω0 et la valeur en cm de X0. Déterminer également la relation numérique liant m à F. b) On rappelle les expressions de la transformée inverse x(t) de X(p): m < 1:

 m  x( t ) = 1 − e − mω 0t cos ω 0 1 − m² t + sin ω 0 1 − m² t 1 − m²  

m = 1:

x( t ) = 1 − e − ω 0t (ω 0 t + 1) X 0

m > 1:

 m + m² − 1 − ω 0 m − m ² − 1 t m − m² − 1 − ω 0 m + m ² − 1 x( t ) = 1 − e + e 2 m² − 1 2 m² − 1  

(

[

)

(

)X

0

]

(

)

(

)t  X  

0

Compte tenu de ceci, calculer m sans correction tachymétrique ( soit a = 0 ), puis déterminer l'expression numérique en cm de x(t). Tracer son allure pour t compris entre 0 et 0,1s et en déduire le dépassement et le temps de réponse du système ( si possible, utiliser une calculatrice graphique pour faire cette étude ). c) Calculer la valeur de F, puis celle, notée aC, de a pour laquelle on obtient le régime critique ( soit m = 1). Pour cette valeur de a, effectuer la même étude qu'au b). 5) Vérifier que la fonction de transfert en chaîne ouverte du montage peut se mettre sous la forme 1 L( jω ) = avec ω1 = ω0/2m et ω2 = 2mω0. jω  jω  1 +  ω1  ω 2  Application: Pour 1rad/s ≤ ω ≤ 4000rad/s, et pour a = 0 puis pour a = aC, tracer sur une même feuille les diagrammes asymptotiques de gain et de phase ( échelles: 5cm = 20dB 5cm = 1décade 5cm = 100° ). En déduire la marge de phase dans les deux cas.

EL 22 36

Soit l'asservissement de vitesse avec boucle de courant schématisé ci-dessous. réseau continu i

+ ev

−

(Av)

+ ei

=

(Ai) −

=

v

u

s

charge DT

M

et

Ω

A1 I) Etude de la boucle de courant Pour simplifier, on se limite au cas du moteur arrêté ( celui-ci se réduit donc à son impédance interne ). Par ailleurs, on admet que le convertisseur est linéaire et que le régulateur (Ai) est un simple intégrateur, de consi R tante Ti = 0,1s. En regroupant la résistance interne du ei v convertisseur et la résistance d'induit du moteur, on 1 u + L A Tip − peut, de ce fait, schématiser la boucle interne comme s indiqué ci-contre, avec A = 50, R = 10Ω, L = 30mH, e'i s⋅i s = 5mΩ et A1 = 150. Dans tout ce qui suit, on néglige A1 s devant R. 1) Calculer la constante de temps électrique Te = L/R du circuit d'induit. 2) Ecrire la relation liant U(p), I(p), R, L et p. En déduire l'expression de la fonction de transfert I(p)/V(p) et la G mettre sous la forme en calculant la valeur numérique de G. Te p + 1 3) Tracer le schéma fonctionnel complet de la boucle de courant. En déduire la fonction de transfert Y(p) = I(p)/Ei(p) du système en chaîne fermée. 4) Calculer les racines du dénominateur de Y(p) ainsi que les constantes de temps associées. Comparer ces Y0 en dernières et en déduire qu'en première approximation, Y(p) peut se mettre sous la forme Y( p) = τi p + 1 donnant les valeurs numériques de Y0 et de τi ( N.B.: La détermination de Y0 se fera en identifiant les deux expressions de Y(p) pour p = 0 ). Application: En utilisant l'expression simplifiée de Y(p), déterminer la réponse i(t) à un échelon de consigne d'amplitude Ei et calculer le temps de réponse de la boucle. II) Etude de la boucle de vitesse On note km = 1,1Vs/rad la constante de f.c.é.m. du moteur, kt = 0,057Vs/rad la constante de f.é.m. de la dynamo tachymétrique et J = 0,07kg.m² le moment d'inertie total ramené sur l'axe moteur. Le couple résistant C Cr est supposé indépendant de la vitesse de R1 R3 rotation. Par ailleurs, on néglige dans tout ce R1 − ∞ qui suit le temps de réponse de la boucle de R2 − ∞ ε R1 courant ( on a donc simplement i = Y0 ei ). + 1) Le régulateur de vitesse est constitué comme + ev v 1 et R1 ei indiqué ci-contre. Déterminer le relation liant V1(p) à ε(p) puis celle liant Ei(p) à V1(p). En

EL 23

déduire la fonction de transfert Ei(p)/ε(p) et la mettre sous la forme k

τp + 1 R avec k = 3 et τ = R3C. τp R2

2) Déterminer l'expression du couple moteur Cm en fonction de km et de i. Mettre celle-ci sous la forme Cm = λ⋅ei en donnant l'expression de λ en fonction de km et de Y0. A.N.: Calculer λ. 3) Déterminer la relation liant J, p, Ω(p), λ, Ei(p) et Cr(p). Compte tenu des autres relations régissant le fonctionnement du système, tracer alors le schéma fonctionnel complet de la boucle de vitesse. τp + 1 4) Déterminer la fonction de transfert en chaîne ouverte et la mettre sous la forme L( p) = en donnant ( τ1p)² l'expression de τ1 en fonction des paramètres du système. Application: On impose τ = 1s et τ1 = τ/2 = 0,5s. Calculer la valeur qu'il faut donner à k puis tracer les diagrammes asymptotiques de gain et de phase pour 0,1rad/s ≤ ω ≤ 10rad/s. En déduire une valeur approchée de la marge de phase du système. 5) La consigne de vitesse étant fixée à zéro, on applique sur l'axe du moteur initialement immobile un échelon de couple d'amplitude C. C r ( p) 1 a) Montrer que la réponse du système peut se mettre sous la forme Ω( p) = − . 1 + L( p) Jp b) Remplacer alors L(p) par son expression en fonction de τ, τ1 et p, Cr(p) par son expression en fonction de C et de p, pour obtenir Ω(p) en fonction des mêmes grandeurs et de J. c) Application: τ = 1s, τ1 = 0,5s et C = 14Nm. Déterminer l'expression numérique de Ω(t) puis tracer son allure en précisant les coordonnées de son extremum. 37

On a représenté ci-dessous le schéma de principe d'un asservissement de vitesse pour machine asynchrone fonctionnant en contrôle vectoriel de flux. Le système réel utilise une régulation numérique, mais, pour l'étude, nous la transposerons en son équivalent analogique. ev

+

εv −

Régulateur de vitesse

ei

et Dérivateur

θ

Générateur de courants de consigne

Onduleur piloté en courant

MAS Ω

Codeur de position

Charge

θ

I) Etude en régime établi du circuit de puissance et de sa commande. Ces éléments sont constitués par le générateur de courants de consigne, l'onduleur, le moteur asynchrone et le codeur de position. En désignant par I et V les fondamentaux ( seuls pris en compte ici ) de la tension siml1 Iq r1 ple et du courant en ligne, le moteur peut être étudié à l'aide du schéma I équivalent ci-contre. On note ω la pulsation de fonctionnement de l'onId duleur, pp = 2 le nombre de paires de pôles de la machine et Cm son R V Vu L g couple moteur, dont la valeur nominale CN est égale à 5Nm. Par ailleurs, on néglige l'ensemble des pertes mécaniques. 1) On rappelle que le contrôle vectoriel consiste à faire fonctionner la machine à Id fixé et à ner à Iq une valeur fonction du couple moteur souhaité. Dans tout ce qui suit, nous ne considérerons que le fonctionnement à flux nominal, caractérisé par Id constant et égal à 1,6A.

EL 24

a) Déterminer l'expression de la puissance électromagnétique mise en jeu et en déduire celle de Cm en fonction de pp, L, Id et Iq. RI q R . b) En partant de l'égalité LωI d = I q , montrer que ω = p p Ω + g LI d c) Justifier le fait que I = I d2 + I q2 .

d) A.N.: L = 0,44H R = 5,6Ω. Pour C = CN et n ( fréquence de rotation ) = 1500tr/min, calculer Iq et ω. En admettant que le pilotage en courant de l'onduleur est parfait, donc que les grandeurs de sortie sont égales aux signaux de commande, en déduire la valeur efficace et la fréquence des courants de consigne. 2) Le courant Iq est relié à la tension ei par un coefficient de mise à l'échelle Y0 ( soit Iq = Y0⋅ei ). Déduire de la question 1)a) que le couple moteur peut se mettre sous la forme Cm = λ⋅ei et calculer λ sachant que Y0 = 0,2S. N.B.: Sauf indication contraire, on admettra que l'expression de Cm reste valable en régime transitoire de vitesse. II) Etude de la boucle de vitesse Dans toute cette partie, on se limite au cas du fonctionnement à vide. Le moment d'inertie total J de la partie tournante est égal à 0,04kg⋅m². 1) On note kt le rapport et/Ω. Sachant que et = 10V pour n = 1500tr/min, calculer la valeur de kt en V⋅s/rad. 2) Déduire de la loi fondamentale de la dynamique des systèmes en rotation et du résultat obtenu au I)2) l'expression de Ω(p) en fonction de Ei(p) puis montrer que la fonction de transfert Et(p)/Ei(p) peut se mettre sous la forme 1/τvp. A.N.: Calculer τv. 3) Le régulateur de vitesse constitué comme indiqué ci-contre avec R1 = 2,7kΩ, R1 R2 = 10kΩ et R3 = 120kΩ. On admet que les valeurs obtenues ultérieurement x⋅ei C pour R et C sont telles que l'on puisse effectivement considérer que le diviseur R2 formé par le potentiomètre R2 et par les résistances R1 et R3 fonctionne à vide. R3 a) Déterminer sa fonction de transfert T(p) = Ei(p)/εv(p). − ∞ 1+ τp b) Mettre T(p) sous la forme k avec k = 1/x et τ = RC. τp + R ei A.N.: Calculer les valeurs extrêmes que peut prendre x et celles, corresponεv dantes, de k. 4) En partant des fonctions de transfert obtenues dans les deux questions précédentes et en prenant et comme grandeur de sortie, tracer le schéma fonctionnel de l'asservissement. 5) Déterminer la fonction de transfert en chaîne fermée Et(p)/Ev(p). En déduire la relation que doivent vérifier k, τ et τv pour que le système fonctionne au régime critique. Cette relation est supposée vérifiée dans tout ce qui suit. 6) On tient compte ici du temps de réaction du circuit de puissance et de sa commande. Pour simplifier, on admet que ce sous-système est du premier ordre, ce qu'on traduit en écrivant que la relation entre Cm(p) et Ei(p) est maintenant de la forme λ/(1 + τcp) avec τc = 10ms. 1 puis déterminer l'expresa) Vérifier que la fonction de transfert Et(p)/Ei(p) définie au 2) devient τ v p(1 + τ c p) sion de la fonction de transfert en chaîne ouverte L(p) du système complet. b) En remplaçant k par son expression en fonction de τ et de τv, montrer que L(jω) se met sous la forme

EL 25

1+ L( jω ) =

jω ω0

2

 jω   jω    1 +   2ω 0   ω c 

avec ω0 = 1/τ et ωc = 1/τc.

G −40dB/décade

−20dB/décade ω0

2ω0

4ω0

logω

c) On impose que le diagramme asymptotique de gain coupe l'axe horizontal avec une pente de −20dB/décade. Sachant que le diagramme correspondant aux termes en ω0 et en 2ω0 se présente comme indiqué ci-contre, en déduire la valeur minimale que peut prendre ωc. On choisit alors ωc = 16ω0. Calculer les valeurs correspondantes de τ et de k. Tracer ensuite les diagrammes asymptotiques de gain et de phase pour 0,4rad/s ≤ ω ≤ 1600rad/s ( éch: 5cm = 1 décade 1cm = 10dB 1cm = 20° ) et en déduire une valeur approchée de la marge de phase du système.

EL 26

Exercices sur les variateurs de vitesse pour machines à courant alternatif 38

La cascade hyposynchrone représentée ci-dessous est alimentée par un réseau 3x380V 50Hz. Dans tout ce qui suit, V désigne la valeur efficace d'une tension simple de ce réseau. I) Etude simplifiée du moteur asynchrone Il s'agit d'une machine tétrapolaire à stator et rotor couplé en étoile. On néglige dans cette étude les pertes Joule au stator, les pertes magnétiques et les pertes mécaniques. 1) A l'arrêt, rotor ouvert, la tension entre bagues du rotor est de 314V. Calculer le rapport de transformation à l'arrêt m du moteur. L IC R R

M 3∩∪

S T iR

uD

T'r

T's

T't

Tr

Ts

Tt

uT

r s t T

2) Au point de fonctionnement nominal, on a relevé la puissance absorbée P = 140kW, le courant en ligne I = 250A et la fréquence de rotation n = 1455tr/min. Calculer: a) le facteur de puissance du moteur b) la puissance réactive Q absorbée c) le couple nominal CN d) le rendement pour ce point de fonctionnement. 3) Soit E2 la valeur efficace de la force électromotrice d'une phase rotorique. Donner l'expression de E2 en fonction de m, g et V. 4) Sachant que la résistance d'un enroulement rotorique est égale à 0,015Ω, calculer la valeur de la résistance additionnelle à mettre en série avec chaque phase du rotor pour obtenir une fréquence de rotation de 750tr/min lorsque le moteur développe le couple CN. Que vaut le rendement pour ce point de fonctionnement? II) Etude de la cascade hyposynchrone Les réseaux d'alimentation des ponts redresseurs sont supposés directs. La résistance R, égale à 0,08Ω, matérialise l'ensemble des pertes Joule. Le transformateur T, supposé parfait, est couplé en étoile au primaire et au secondaire. Son rapport de transformation, noté m', vaut 0,477. Par ailleurs, on posera U0 = 3 6 V/π dans tout ce qui suit. 1) Etude de la partie redresseur à diodes a) Esquisser l'allure de uD puis montrer que sa valeur moyenne UDC est égale à mgU0. b) Déterminer l'expression de la puissance p2 prélevée au rotor ( donc fournie par le redresseur à diodes ) en fonction de m, g ,U0 et IC. 2) Etude de la partie redresseur à thyristors On note vr = m’V 2 sinθ, vs = m’V 2 sin(θ − 2π/3) et vt = m’V 2 sin(θ − 4π/3) les tensions simples au secondaire du transformateur T. a) Pour α ( angle de retard à l'amorçage des thyristors ) égal à 150°, tracer l'allure de uT. Pour α quelconque,

EL 27

déterminer l'expression de la valeur moyenne UTC de uT en fonction de m', U0 et α. b) Soit vR la tension simple correspondant à la phase R. Esquisser, en les superposant, les allures de vR, iR et du fondamental iRf de iR. Vérifier que le déphasage ϕ1 entre iRf et vR est égal à α. c) Soient P1 et Q1 les puissances active et réactive consommées par l’ensemble pont à thyristors + transformateur. Montrer que P1 = m’U0ICcosα et que Q1 = P1tanα. 3) Etude du montage global a) Déterminer la relation liant UDC, UTC, R et IC. En déduire celle liant m, g, U0, m', α, R et IC. b) En utilisant la puissance p2 définie au II)1)b), déterminer la relation liant le couple moteur C au courant IC. A.N.: Calculer la valeur ICN de IC correspondant à CN. c) Calculer la valeur qu'il faut donner à α pour obtenir le point de fonctionnement en charge suivant: C = CN, n = 750tr/min. Pour cette valeur de α, calculer les puissances active P1 et réactive Q1 consommées par le pont à thyristors. En admettant que les puissances active et réactive consommées par le moteur restent celles calculées au I)2), calculer les puissances active PT et réactive QT totales fournies par le réseau d'alimentation. En déduire, en négligeant l'effet de la puissance déformante, le facteur de puissance du montage. d) Reprendre les calculs du c) en supposant que l'on a supprimé le transformateur T ( ce qui revient à prendre m' = 1 dans les calculs ). Comparer le facteur de puissance obtenu dans ces conditions à celui que l'on avait précédemment et conclure sur l'utilité du transformateur. e) En partant des relations obtenues au 3)a) et au 3)b), déterminer l’expression numérique de g en fonction de α et de C. A.N.: Pour α = 100° et α = 150°, calculer les valeurs de g et de n obtenues pour C = 0 et C = CN puis tracer les caractéristiques C = f(n) correspondantes. 39

Le problème porte sur un moteur asynchrone tétrapolaire alimenté par un onduleur de tension. On néglige les pertes ferromagnétiques et mécaniques et on donne les valeurs nominales suivantes VN = 220V, fN = 50Hz et nN = 1440tr/min. I) Etude du moteur en régime sinusoïdal permanent La machine est caractérisée a priori par le schéma équivalent monophasé R1 Iu l I ci-contre pour lequel on donne R1 = 1Ω, L1 = 0,24H, l = 20mH et R = 1,8Ω. I0 1) Simplification du schéma R Vu V L1 g a) Pour le point nominal, calculer les valeurs du produit gω, de R/g et du module de R/g + jlω. Sachant que gω reste toujours inférieur ou égal à sa valeur au point nominal et que l'on s'intéresse essentiellement aux modules des résultats, en déduire que l'on peut négliger l'influence de l. b) Tracer le schéma équivalent simplifié ( celui-ci sera utilisé dans toute la partie I ). 2) Caractéristiques au point nominal a) Le calcul complet montre que Vu est alors égal à 215V. En déduire les valeurs de I0N et IuN. b) Montrer que Iu et I0 sont en quadrature. En déduire, par exemple à l’aide d’un diagramme, les valeurs de IN et du déphasage ϕ' entre IN et Vu. c) Calculer la puissance électromagnétique mise en jeu. En déduire le couple nominal CN. d) Calculer la puissance absorbée par la machine et son facteur de puissance. e) On définit le flux Φ, égal à L1I0. Calculer ΦN. 3) Fonctionnement à Φ = ΦN constant Dans tout ce qui suit, on prend Vu comme origine des phases.

EL 28

a) Exprimer Vu en fonction de ΦN et de ω. b) En partant de la puissance électromagnétique, et en tenant compte de la relation liant Vu, R, g et Iu, déterminer l'expression du couple moteur C en fonction de p, ΦN, R et gω. c) Déterminer l'expression de I en fonction de g, ω, R, L1 et ΦN, puis celle de V en fonction de R1, I, ΦN et ω. d) Constater que gω ne dépend que de C, donc qu'il en est de même de I. Application: Pour C = CN et les valeurs suivantes de f, 50Hz, 25Hz et 2Hz − Rappeler les valeurs communes de gω et de I. − Calculer les différentes valeurs de V et les comparer à celles que l'on obtiendrait avec une simple loi V/f = Cte. II) Etude de l'onduleur de tension Son schéma est représenté ci-contre. On raisonnera sur les angles électriques θ = ωt avec ω = 2π/T, pulsation de fonctionnement de l'onduleur. 1) Fonctionnement en onde rectangulaire T3 T2 T1 Nous n'avons représenté que les intervalles de commande de T1 et de T'1. Ceux des autres éléments s'en E T'1 T'2 T'3 déduisent par des décalages de 120°. e3 e1 e2 a) Tracer les allures de e1, e2 et u12. b) On donne les éléments permettant de calculer le u12 développement en série de Fourier de u12: v1 v2 v3 ∗ pas d'harmoniques pairs ∗ amplitude des harmoniques impairs ( de rang T'1 30

T1

T'1

T1 390 θ°

210

4 noté m ): C m = π

∫

π 2 0

u12 (θ) sin( mθ)dθ .

Déterminer l'expression de Cm en fonction de E et de m. En déduire les valeurs efficaces Um et Vm des harmoniques de u12 et de v1. c) On impose V1 = 220V. Calculer E et les harmoniques de v1 jusqu'au rang 15. 2) Amélioration de la forme d'onde Les intervalles de commande de T1 et de T'1 sont représentés ci-dessous. Les autres s'en déduisent par des décalages de 120°. T'1 T1 T'1 20 30 40

T1

T'1 T1 200 210 220

T'1 360 θ°

a) De même, tracer les allures de e1, e2 et u12. Les composantes de u12 se calculant comme au 1)b), déterminer les nouvelles valeurs de Um et de Vm. b) On impose V1 = 220V. Calculer E et les harmoniques de v1 jusqu'au rang 15. c) Soit n le nombre d'angles mis en jeu ( trois ici ). Constater que le découpage permet d'atténuer les harmoniques jusqu'à un rang de l'ordre de 2n, mais qu'il amplifie les suivants ( en fait, le phénomène se limite essentiellement aux deux ou trois premiers harmoniques non nuls immédiatement supérieurs ). 3) Fonctionnement en MLI Le système comporte une double modulation: un découpage de base à neuf angles fixes, complété par une surmodulation ( redécoupage à fréquence élevée de chaque créneau de base avec un rapport cyclique α varia-

EL 29

ble ). a) Vu la remarque faite au 2)c), et en ne tenant pas compte de la surmodulation, quels sont les harmoniques que l'on peut s'attendre à trouver dans la tension de sortie? b) En fait, il subsiste essentiellement les harmoniques 23, 25 et 29 ( mais on ne tiendra pas compte de ce dernier ). Par ailleurs, on admet pour simplifier que la surmodulation a pour effet de faire varier les valeurs efficaces des différentes composantes proportionnellement à α. On pose donc V1 = αVt1, V23 = αVt23 et V25 = αVt25 où Vt1, Vt23 et Vt25 sont les valeurs en l'absence de surmodulation et valent respectivement 250V, 56V et 66V. Compte tenu de ceci, calculer la valeur qu'il faut donner à α pour avoir V1 = 220V et les valeurs correspondantes de V23 et de V25. III) Etude de l'association moteur+onduleur Pour le fondamental, on conserve le schéma simplifié défini dans la question l R1 I I)1)c). Pour les harmoniques, on utilise le schéma ci-contre, qui implique que le flux dans la machine ne dépend que du fondamental des grandeurs électriques. R V Dans tout ce qui suit, on admet que ces dernières évoluent de telle sorte que Φ = ΦN quelles que soient les conditions de fonctionnement. N.B.: Ces hypothèses entraînent en particulier que les fondamentaux V1 et I1 de la tension et du courant ont pour valeur celle obtenue, dans les mêmes conditions, lors de l'étude en régime sinusoïdal permanent. 1) Fonctionnement aux valeurs nominales de couple et de fréquence a) Rappeler les valeurs numériques de V1 et de I1. b) Soit Zm l'impédance équivalente au circuit R1, l, R pour l'harmonique de rang m. Déterminer l'expression numérique de Zm en fonction de m, puis, pour les deux types d'onde définis au II)1) et au II)3), et en se limitant aux deux premiers harmoniques non nuls, calculer les valeurs efficaces des harmoniques de courant et celle du courant en ligne. 2) Fonctionnement à couple et fréquence variables a) On rappelle que V1 = αVt1 avec Vt1 = 250V. − Déduire des résultats établis au I)3)c) les valeurs que doit prendre α pour f = 25Hz et f = 2Hz. − En négligeant pour simplifier la chute de tension dans R1, calculer la fréquence maximale de fonctionnement pour laquelle la condition Φ = ΦN est respectée. b) Déterminer la relation liant C, f et la fréquence de rotation n de la machine. c) Le dispositif est complété par une régulation de vitesse, supposée parfaite, et agissant sur la fréquence de l'onduleur. Déterminer l'expression numérique de f en fonction de n et de C. A.N.: Pour n = 750tr/min, calculer f à vide et pour C = CN. 40

On a représenté ci-dessous la partie centrale d'un variateur pour machine asynchrone à contrôle vectoriel de flux rotorique. id ia Ce Moteur 2 iq ib Calculateur Onduleur Φr Codeur ic θ 3

EL 30

L'onduleur est piloté en courant, ce qui signifie qu’il impose dans la machine des courants égaux aux valeurs de consigne ia, ib et ic. Le moteur, de type à cage, possède les valeurs nominales suivantes: UN = 380V−50Hz 2 i d cos θ − i q sin θ , IN = 7,2A nN = 1425tr/min. La transformation [2/3] est caractérisée par les relations i a = 3 t 2  2π  2π   2  4π  4π       ib = i − − i − i = i − − i − ( u)du cos θ sin θ et cos θ sin θ , avec θ = ω   q     q   d c d     3  3 3   3  3 3   0 1 iq ( l’origine des temps est donc telle que θ(0) = 0 ) et ω = + pΩ où τr désigne la constante de temps rotoriτ r id

(

)

∫

que, p le nombre de paires de pôles et Ω la vitesse de rotation. I) Dans tout ce qui suit, id et iq sont supposés constants et on note Id et Iq leurs valeurs. 1) Mettre ia sous la forme I 2 cos(θ + α) en donnant les expressions de Icosα et Isinα en fonction de Id et de Iq. 2) Ecrire les expressions correspondantes de ib et de ic. 3) On suppose que l’évolution de la vitesse se fait à accélération constante. En traduisant ceci par Ω(t) = a⋅t, déterminer l’expression de θ(t). En déduire celle de ia. A.N.: τr = 0,16s Id = 4,5A Iq = 11,5A p = 2 et a = 300rad/s². Calculer l’expression numérique de ia puis, à l’aide d’une calculatrice graphique, visualiser son allure pour 0 ≤ t ≤ 0,5s. II) On se place dans le cas du régime établi. La vitesse Ω est alors également constante. 1) En déduire que ω est constant et que les courants ia, ib et ic forment un système sinusoïdal équilibré direct. 2 2 2) On pose i 0 = I d cos θ et i u = − I q sin θ . Déterminer les valeurs efficaces I0 et Iu de ces courants en 3 3 fonction de Id et Iq et montrer que iu est en quadrature avance sur i0. 3) Le fonctionnement du moteur en régime établi peut être décrit à l'aide du schéma équivalent ci-dessous, qui fait en particulier apparaître les courants I0 et Iu définis ci-dessus. On donne R1 = 1Ω, L1 = 0,025H, R2 = 1,4Ω et L1 L2 = 0,225H et on note n la fréquence de rotation en tr/min. Iu R1 I a) Pour le point nominal U = UN, f = fN et n = nN, calculer l’impédance Z I0 du circuit. En déduire I, Vu, la valeur correspondante I0N de I0 et celle CN V L2 Rg2 Vu du couple électromagnétique C. b) Vérifier que Iu est bien en quadrature avance sur I0. En déduire que I s'écrit I0 + jIu avec I0 comme origine des phases ( cette origine sera conservée dans tout ce qui suit ). c) L'évolution se fait à I0 = I0N constant et en imposant Iu en fonction du couple. − Exprimer la puissance électromagnétique Pe en fonction de R2, g et Iu puis utiliser l'égalité des tensions aux bornes de L2 et de R2/g pour en déduire l'expression de C en fonction de p, L2, I0N et de Iu. Que vaut Iu à vide si les pertes mécaniques sont négligeables? − Réutiliser la même égalité pour déterminer l'expression de gω en fonction de R2, L2, Iu et I0N. En déduire celle de f en fonction des mêmes grandeurs, de p et de n. − Déterminer l'expression de V en fonction de R1, L1, ω, I, L2 et I0N. − A.N.: Pour n = 1000tr/min, calculer I, f et U à vide, puis pour C = CN. 41

L'étude porte sur quelques propriétés du variateur pour machine synchrone schématisé ci-après. Dans tout ce qui suit, on se limite au cas où la vitesse de rotation Ω de la machine est positive.

EL 31

I0

∩∪

u1

L1

T'1

T'2

T'3

i1 i2

u2

i3 T1 14243 P1

T2

T3

v1 Ie v2 v3

Machine synchrone

14243 P2

I) Etude de la machine synchrone Son nombre de paires de pôles p est égal à 2. On néglige la résistance du stator ainsi que les pertes ferromagnétiques et mécaniques. On admet que le comportement peut être décrit à l'aide du modèle de BehnEschenburg pour lequel on désigne par L l'inductance synchrone et on met la f.é.m. à vide E0 sous la forme KIe Ω avec Ie, intensité du courant inducteur ( Cf. schéma ). On note P la puissance absorbée, ω la pulsation de fonctionnement, V la valeur efficace commune des tensions v1, v2 et v3, I celle des courants i1, i2 et i3, et IN = 150A sa valeur nominale. 1) Des essais en génératrice pour Ω = 150rad/s ont donné: à vide Ie = 50A V = 225V en court-circuit Ie = 20A I = IN. a) Déduire de l'essai à vide que K = 0,03H. b) En se plaçant dans les conditions de l'essai en court-circuit, exprimer L en fonction uniquement de K, Ie, p et I. A.N.: Vérifier que L = 2mH. 2) Dans tout ce qui suit, on utilise une convention récepteur et on note de plus Pe la puissance électromagnétique mise en jeu. Pour le point de fonctionnement suivant ω = 314rad/s, V = 230V, I = IN et P = 90kW: a) Que vaut Pe en fonction de P? En déduire la valeur correspondante du couple électromagnétique Ce. → → b) Déterminer les deux valeurs possibles du déphasage ϕ = ( I , V ), puis, pour chacune des deux, − calculer la puissance réactive Q mise en jeu − préciser si la machine est sous-excitée ou sur-excitée − calculer E0 et en déduire Ie. 3) Pour des valeurs quelconques des grandeurs électriques: → → a) Tracer un diagramme vectoriel des tensions et y faire apparaître ϕ ainsi que le déphasage ψ = ( I , E 0 ).

b) Montrer que Vcosϕ = E0cosψ et que Vsinϕ = E0sinψ + LωI. c) En partant à nouveau de la puissance absorbée, et compte tenu d'une des deux relations précédentes, retrouver l'expression de Pe en fonction de E0, ψ et I. Préciser le mode de fonctionnement ( moteur ou génératrice ) en fonction de la valeur de ψ par rapport à π/2. Compte tenu de la relation liant E0, K, Ie et Ω, déduire ensuite de Pe l'expression de Ce en fonction uniquement de K, Ie, ψ et I. II) Etude du commutateur P2 Les thyristors sont amorcés tous les sixièmes de la période de fonctionnement T, dans l'ordre 1, 3', 2, 1', 3, 2', 1 etc... Pour chacun des groupes (1, 2, 3) et (1', 2', 3'), l'amorçage d'un thyristor bloque le précédent. On admet que les commutations sont instantanées et que le courant I0 est parfaitement lissé. Les tensions v1, v2 et v3 restent sinusoïdales et forment un réseau équilibré direct ( rappel: leur valeur effi-

EL 32

cace commune est notée V ). Dans ce qui suit, on raisonne sur l'angle électrique θ = 2πt/T. Par analogie avec le redressement commandé, on définit un angle de retard à l'amorçage α2, compté en prenant les tensions v1, v2 et v3 comme références. 1) Pour α2 = 150°: a) Faire apparaître sur le graphe des tensions les intervalles de conduction des thyristors puis tracer l'allure de u2. b) Exprimer i1 en fonction de I0 lorsque T1 conduit, puis lorsque T'1 conduit. Que vaut i1 quand les deux thyristors sont bloqués? En déduire la représentation graphique de i1. c) On note if le fondamental de i1 et I sa valeur efficace. En admettant que I 2 ≅ I0, tracer l'allure de if en la superposant à celle de i1. En déduire la valeur du déphasage ϕ entre if et v1 et vérifier sur ce cas particulier l'exactitude de la relation ϕ = α2 − π. 2)a) Pour α2 quelconque, la valeur moyenne U2C de u2 vaut 2,34Vcosα2. En déduire l'expression de U2C en fonction de V et de ϕ. b) Exprimer la puissance P absorbée par l'ensemble commutateur + machine synchrone en fonction de V, I0 et ϕ. c) Sachant que cette puissance s'écrit aussi P = 3VIcosϕ, montrer que I ≅ 0,780I0. 3) On note U1C la valeur moyenne de u1. Exprimer U1C en fonction de V et de ϕ, puis, compte tenu de la première relation établie au I)3)b), de E0 et de ψ. III) Etude du montage global Les instants d'amorçage des thyristors du pont P2 sont élaborés à partir des signaux fournis par un capteur de position du rotor de telle sorte que l'angle ψ soit maintenu constant ( ce qui entraîne par ailleurs que la fréquence de fonctionnement est asservie à la vitesse de rotation de la machine ). On admet que les résultats obtenus au I) restent valables à condition de prendre pour le courant la valeur efficace de son fondamental. On se limite ici au cas où Ω est assez élevé pour que le commutateur puisse fonctionner en commutation naturelle. Ceci suppose évidemment que ϕ garde en permanence une valeur suffisamment négative et implique qu'il en est de même pour ψ. 1) Déterminer les expressions de Ce en fonction de K, Ie, ψ et I0 ainsi que de U1C en fonction de K, Ie, ψ et Ω. Application: On veut que Ce soit le plus élevé possible et que son réglage ne dépende que de I0 pour tout Ω inférieur ou égal à 157rad/s. Dans cette gamme de vitesse, on impose donc que Iecosψ reste constant et égal à la valeur maximale compatible avec la relation liant U1C à Ω ( rappel: cosψ peut être positif ou négatif suivant le mode de fonctionnement, par contre, ψ est toujours négatif ). Le cas le plus contraignant correspondant à α1 = 150°, cosψ négatif et Ω = 157rad/s, déduire de l'expression de U1C la valeur qu'il faut donner à Iecosψ pour le fonctionnement en génératrice. N.B.: Pour le fonctionnement en moteur, on prendra évidemment l'opposé du résultat trouvé. 2) Montrer à l'aide des relations établies au I)3)b) que Ie sinψ = Ie cosψ tanϕ − LpI/K. Application: a) Vu l'hypothèse faite sur le mode de commutation de P2, on s'impose que ϕ = −30° pour le fonctionnement en moteur à courant nominal. En déduire la valeur de Ie sinψ, puis, compte tenu du résultat obtenu au 1), celles qu'il faut donner à Ie et à ψ. N.B.: Ie garde cette valeur dans tout ce qui suit. b) Calculer la valeur qu'il faut donner à ψ pour obtenir le fonctionnement en génératrice. En partant de E0, tracer alors un diagramme vectoriel des tensions et en déduire que les conditions pour la commutation naturelle sont d'autant mieux respectées ici. 3) Pour les deux cas, moteur et génératrice, donner les expressions numériques de Ce en fonction de I0 et de

EL 33

U1C en fonction de Ω. Application: a) Discuter de l'analogie que l'on peut faire avec une machine à courant continu à excitation indépendante. Quels sont les avantages de la machine synchrone? b) Calculer la valeur maximale que peut prendre I0 et la valeur correspondante de Ce. c) Pour Ω = 100rad/s, et les deux valeurs suivantes de Ce, 400Nm et −400Nm, calculer − les valeurs communes de I0 et de la fréquence de fonctionnement de l'onduleur − les valeurs de U1C, α1 et de la puissance Prés fournie ou récupérée par le réseau d'alimentation du pont P1. 42

On se propose d'étudier la commutation entre les thyristors T1 et T2 du variateur de vitesse représenté cidessous. Les hypothèses faites sont les suivantes: − La valeur initiale, notée V0, de la tension v est positive. moteur Te T T T 1 2 3 synchrone − Chaque phase du moteur est simplement équivalente à iT1 iT2 une inductance L, les autres d.d.p. étant supposées néI iTe C i gligeables. v − Initialement, seuls T1 et T'3 conduisent ( le thyristor T'3, T'e T'1 T'2 T'3 qui assure le "retour" du courant I, conduit bien évidemment pendant tout l'intervalle de temps considéré ). 1) A l'instant t = 0, pris comme origine, on amorce le thyristor Te. a) Redessiner le schéma "équivalent" de l'ensemble en ne faisant apparaître que les éléments participants à la conduction. b) En étudiant en particulier la maille Te, C, L et T1, déterminer l'équation différentielle régissant l'évolution de v. c) Quelle est la valeur initiale de i? Compte tenu de ceci et de la condition initiale sur v, déterminer les expressions de v, i et iT1. d) Soit t1 le temps au bout duquel T1 se bloque. Déterminer les expressions de t1 et de V1 = v(t1) en fonction de V0, I, L et C. 2) On considère maintenant l'intervalle de temps pendant lequel seuls Te et T'3 conduisent. a) Tracer le schéma équivalent correspondant. b) En prenant t1 comme nouvelle origine des temps, déterminer l'expression de v en fonction, en particulier, de V1. En déduire celle de l'instant t2 au bout duquel v est égal à −V1. 3) A l'instant t2, pris de nouveau comme origine des temps, on amorce le thyristor T2. On ne considère ici que l'intervalle de temps pendant lequel Te continue à conduire. a) Comparer le schéma équivalent à celui tracé au 1)a). Compte tenu de ceci et des nouvelles conditions initiales, déterminer les expressions de v, i, iT2 et iTe. b) Soit t3 l'instant correspondant au blocage de Te. Vérifier que t3 = t1 et que v(t3) = −V0. 4) A.N.: I = 1200A, V0 = 1800V, C = 235µF et L = 186µH. Calculer t1, V1 et t2, puis tracer les allures de v, i, iT1 et iT2 ( éch.: 1cm = 100µs 1cm = 500V 1cm = 500A ).

EL 34

Exercices sur les gradateurs 43

Soit le gradateur ci-contre pour lequel on donne e = E 2 sinθ avec θ = ω0t

i

T1

et E = 220V. On désigne par α l'angle de retard à l'amorçage des thyristors. I) Z est une résistance pure R e u T2 Z 1) Pour α = 120°, tracer l'allure de u. 2) Pour α quelconque, déterminer l'expression de la valeur efficace U de u en fonction de E et de α. En déduire celle de la puissance active P fournie à la charge. 3) Application: Pour R = 16Ω, tracer la courbe P = f(α). II) Z est une inductance pure L 1) Soit α0 la valeur minimale que peut prendre α pour que le montage puisse fonctionner en gradateur. Que vaut α0 ici? 2) On se place dans le cas α ≥ α0. a) Sachant que l'angle de conduction α1 de chaque thyristor vaut alors à 2 (π − α), tracer l'allure de u pour α = 120°. b) On note i1 le fondamental de i, I1 la valeur efficace de i1 et ϕ1 le déphasage entre i1 et e. Dans le cas général, donner les expressions des puissances active P et réactive Q fournies par la source en fonction de E, I1 et ϕ1. Que vaut P ici? En déduire que ϕ1 est égal à π/2.   α  sin(2α )  . Déterminer l'expression de I1 c) Le fondamental u1 de u a pour valeur efficace U1 = E 2  1 −  + π    π en fonction de E, α, L et ω0. En déduire celle de Q. d) Application: Pour Lω0 = 16Ω et α0 ≤ α ≤ π, tracer la courbe Q = f(α). 3) On se place dans le cas α < α0. a) On suppose que les thyristors sont amorcés en commande longue. Les grandeurs u et i sont donc sinusoïdales, ce qui permet de confondre les fondamentaux et les grandeurs instantanées ( u1 = u, i1 = i ). Que vaut U1? En déduire l'expression de I1 en fonction de E et de Lω0 et calculer I1 pour Lω0 = 16Ω. Tracer ensuite les allures de u et de i et faire apparaître les intervalles de conduction des thyristors. b) On suppose que les thyristors sont commandés par une impulsion de courte durée. En admettant que c'est T1 qui conduit et sachant que son angle de conduction reste égal à 2 (π − α), tracer l'allure de u pour α très légèrement inférieur à π/2. Comparer cette courbe à celle obtenue dans le cas précédent. En conclure qu'ici, U1 subit une chute brutale au passage de α par la valeur α0 ( N.B.: Le calcul donne U1 = E/2 pour α voisin de π/2 par valeurs inférieures ). 44

Pour le gradateur ci-dessous on donne e = E 2 sinθ avec θ = ω0t et E = 220V. i

[

L e

u

1) Le fondamental u1 de u peut s’écrire a1sinθ − b1cosθ, les coefficients a1 et b1 valant sin(2α ) − sin 2(α + α1 )  E 2  E 2 cos 2(α + α1 ) − cos(2α ) . alors a1 =  b1 = α1 + π  2 2π 

R

]

{ [

]

}

Compte tenu de ceci, mettre u1 sous la forme U1 2 sin(θ − ψ1) en donnant les ex2) On pose i1 = I1

pressions de U1 et de ψ1 en fonction de a1 et de b1. 2 sin(θ − ϕ1) le fondamental de i. Exprimer les grandeurs I1 et ϕ1 en fonction de U1, R, ψ1 et

ϕ = Arctan(Lω0/R). Application:

EL 35

− Pour α = 90°, R = 100Ω et L = 0, calculer l’angle de conduction α1, U1, ψ1, I1 et ϕ1, puis la puissance P dissipée dans la charge. En déduire la valeur efficace I de i et les puissances réactive Q, apparente S et déformante D fournies par e. − Pour α = 90°, R = 100Ω et Lω0 = 83,9Ω, α1 vaut 127°. Effectuer les mêmes calculs. 45

R

T1 e1

Soit le gradateur triphasé débitant sur une charge résistive équilibrée représenté ci-contre. 1) En raisonnant en termes d'interrupteurs bidirectionnels Ki = [Ti;T'i], déterminer les expressions de v1 en fonction des tensions d'alimentations pour chacun des 3 cas suivants: − K1 et K2 fermés − K1 et K3 fermés − K1, K2 et K3 fermés. Par ailleurs, que vaut v1 lorsque K1 est ouvert? 2) Pour α = 45°, les intervalles de conduction des différents thyristors sont ceux représentés sur la courbe figurant ci-dessous. En appliquant alors les résultats de la question précédente, tracer sur celle-ci l'allure de v1.

v1

T'1 R

T2 e2

v2

T'2 R

T3 e3

v3

T'3

α

T1

T'1

T'2

T2

T3 e1 − e2 2

T'3 e1

e1 − e3 2

T'2 T3

e2

e3

θ

EL 36

Problème de synthèse 46

Ce problème aborde quelques aspects de l'utilisation du moteur synchrone autopiloté dans le cadre de la traction ferroviaire. Il comporte cinq parties: les trois premières sont consacrées à l'étude des différents éléments constitutifs ( Cf. schéma bloc de la figure 1 ), la quatrième étudie l'ensemble lors du fonctionnement en traction et la dernière porte sur l'ensemble modifié utilisé en freinage. I) Etude du pont mixte Il est constitué comme indiqué sur la figure 2 et débite un courant supposé parfaitement lissé. On désigne par α l'angle de retard à l'amorçage des thyristors et on pose e = E 2 sinθ en rappelant que E vaut 1800V. 1) Pour α = 60° tracer l'allure de u. 2) Déterminer l'expression de la valeur moyenne U'C de u en fonction de E et de α. Application: On note UC la valeur de U'C pour α = 0. Calculer UC. 3) On se place dans le cas particulier α = 0 et IC = 1200A. a) Tracer l'allure de is. Calculer sa valeur efficace Is et le facteur de puissance du redresseur. b) Pour améliorer le facteur de puissance, on place en parallèle sur l'entrée du redresseur un filtre LC accordé de façon à éliminer l'harmonique 3 du courant absorbé. Sachant que l'amplitude de cet harmonique vaut 4IC/(3π), calculer les nouvelles valeurs de Is et du facteur de puissance. N.B.: On utilisera la relation liant la valeur efficace d'un signal à celles de ses harmoniques ( I² = ∑In² ) en admettant que ceux d'ordre différent de 3 ne sont pas modifiés par le filtre. II) Etude du commutateur Le circuit principal est constitué comme indiqué sur la figure 3. Les thyristors sont amorcés tous les sixièmes de la période T du commutateur suivant la séquence T1, T'3, T2, T'1, T3, T'2. Dans un premier temps, on admet que les durées de commutation sont négligeables. Chaque thyristor conduit donc pendant un tiers de période et se bloque soit en commutation naturelle, soit en commutation forcée grâce à un circuit auxiliaire non représenté ici. La charge est supposée constituée par un réseau équilibré de tensions sinusoïdales, de valeur efficace V et de pulsation ω = 2π/T. N.B.: Dans tout ce qui suit, on raisonnera sur l'angle électrique ωt. 1) En faisant coïncider l'origine des angles avec le début de conduction de T'2, tracer l'allure de i1. On note if le fondamental de i1, de valeur efficace I = 6 IC/π. Superposer if à i1. 2) Soit ϕ le déphasage entre if et v1. Superposer au tracé précédent les tensions v1 correspondant à ϕ = 30° et ϕ = −30°. 3) Pour chacune des deux valeurs de ϕ, reporter les intervalles de conduction des thyristors sur des feuilles comportant les graphes des tensions simples et composées puis tracer les allures de u1 et de vT1. En déduire le mode de commutation dans chaque cas. 4) En écrivant que la puissance fournie par la source de courant est égale à celle absorbée par la charge, déterminer la relation liant la valeur moyenne U'1C de u1 à V et à ϕ. 5) A partir de maintenant, on s'intéresse plus particulièrement au fonctionnement en commutation naturelle et on pose θi la durée angulaire de polarisation en inverse de chaque thyristor à bloquer. a) Compte tenu des résultats obtenus à la question 3), quel doit être le signe de ϕ? Vérifier par ailleurs que θi = ϕ. Application: Sachant que θi doit rester supérieur à ωtq, calculer la valeur minimale en degrés que peut prendre ϕ si ω = 1250rad/s et tq = 150µs.

EL 37

b) A courant et fréquence élevés, les durées de commutations ne sont plus négligeables ce qui entraîne une modification de l'allure des courants. Pour simplifier, on linéarise la déformation de i1 comme indiqué sur la figure 4. Pour αC = 30° et ϕ = −30°, tracer, en les superposant, les allures de i1, if et v1. Vérifier qu'on a maintenant θi = ϕ − αC/2. A.N.: Pour αC = 30°, ω = 1250rad/s et tq = 150µs, calculer la nouvelle valeur minimale que peut prendre ϕ. III) Etude de la machine synchrone On suppose dans toute cette partie qu'elle est alimentée par une source sinusoïdale de pulsation ω. On note V la tension par phase et I le courant correspondant. Pour l'étude, on fera les hypothèses simplificatrices suivantes: − Toutes les pertes sont négligées. − On ne tient compte de l'effet de la saturation que sur le flux à vide; la machine est donc caractérisée par son inductance synchrone L = 0,4mH et par sa tension à vide E0, que l'on met sous la forme E0 = Φ0ω, où Φ0 ne dépend que du courant inducteur, noté J. On donne le nombre de paires de pôles p = 3 de la machine ainsi que quelques points de sa caractéristique magnétique Φ0 = f(J): J(A)

50

100

150

200

250

300

400

500

600

Φ0(Wb)

0.231

0,397

0,523

0,616

0,684

0,733

0,793

0,825

0,844

1) Pour un fonctionnement en moteur: a) Tracer le schéma équivalent monophasé. En déduire la relation liant V, I et E0 et la traduire sous forme de diagramme de Fresnel en y faisant apparaître les déphasages ϕ entre I et V et ψ entre I et E0. b) En prenant I comme origine des phases dans la relation liant V, I et E0, montrer que Vcosϕ = Φ0ωcosψ et que Vsinϕ = (Φ0sinψ + LI)ω. En déduire l'expression de tanϕ en fonction de Φ0, ψ, L et I. c) Déterminer l'expression du couple moteur C en fonction de p, Φ0, I et ψ, puis celle de la tension V en fonction de Φ0, L, I, ψ et ω. Constater qu'à ψ et J constants, C ne dépend que de I et que, si de plus, on maintient C ou I constant, V est proportionnel à ω et l'angle ϕ reste constant. A.N.: Pour ψ = −30°, J = 500A et I = 936A, calculer C, le rapport K = V/ω ainsi que la valeur de ϕ. d) Déterminer l'expression de C en fonction de p, V, I, ϕ et ω, puis la relation liant V, Φ0, L, I, ϕ et ω. Mettre en évidence dans cette dernière le rapport K = V/ω et constater qu'à ϕ et J constants, K ne dépend que de I et qu'il en est donc de même pour C. A.N.: Pour ϕ = −30°, J = 500A et I = 936A, résoudre l'équation du second degré en K pour obtenir sa nouvelle valeur puis calculer C. 2) Pour un fonctionnement en génératrice: a) Tracer le schéma équivalent monophasé. En déduire la relation liant V, I et E0 et la traduire sous forme de diagramme de Fresnel. b) Dans le cas particulier où ϕ est nul, déterminer la relation liant V, Φ0, L, I et ω. IV) Etude de l'ensemble fonctionnant en traction Les résultats obtenus au III) restent valables à condition de prendre pour I la valeur efficace correspondant au fondamental de i1. On raisonne ici en fonction de la vitesse linéaire v en km/h de l'ensemble, liée à la vitesse de rotation Ω du moteur par v = 0,719Ω, en se limitant au cas de la traction maximale, pour lequel les courants IC et J évoluent en fonction de v comme indiqué sur la figure 5. 1) Déduire de la figure 1 que U'C = U'1C puis substituer à ces termes leurs expressions obtenues dans les questions I)2) et II)4) pour obtenir la relation liant E, α, V et ϕ. Remplacer ensuite E par sa valeur et vérifier que

EL 38

cette relation peut se mettre sous la forme 346(1 + cosα) = Vcosϕ. A.N.: Pour ϕ = −30°, calculer la valeur maximale que peut prendre V. 2) Entre 0 et 70km/h, l'onduleur de courant fonctionne en commutation forcée et l'évolution se fait à ψ = −30° constant. a) Calculer la valeur de I. b) Rappeler les valeurs de C et de K = V/ω. Calculer la tension correspondant à 70km/h ainsi que la valeur de α. 3) Au-delà de 80km/h, l'onduleur de courant fonctionne en commutation naturelle, l'évolution se faisant à ϕ = −30° constant. Le calcul complet montrant que le rapport V/ω évolue peu avec IC ( à cause en particulier du fait que J varie également ), nous admettrons pour simplifier que K reste constant et égal à la valeur trouvée dans la question III)1)d). a) Calculer I et C pour v = 80km/h et v = 300km/h. Comment évolue C en fonction de la vitesse? b) Calculer les valeurs correspondantes de V et de α. 4) Entre 70km/h et 80km/h, les angles ψ et ϕ évoluent avec v pour atteindre les valeurs permettant la transition sans à-coups de couple entre les deux modes de commutation. En admettant que C et V évoluent linéairement dans cette zone, tracer sur une même feuille les courbes C = f(v) et V = f(v) pour 0 ≤ v ≤ 300km/h ( éch.: 1cm = 20km/h 1cm = 500Nm 1cm = 50V ). 5) La puissance mécanique maximale de la machine étant égale à 1,1MW, superposer aux courbes précédentes la caractéristique C = f(v) correspondant à cette puissance. V) Etude de l'ensemble modifié fonctionnant en freinage Le schéma équivalent correspondant est représenté sur la figure 6. On admet que le courant I0 débité est parfaitement lissé. Les thyristors du commutateur fonctionnent avec un angle de retard nul ( celui-ci se comporte donc comme un redresseur non commandé, d'où le changement de sens de la tension aux bornes, et sa nouvelle notation u'1 ). Sauf indication contraire, on néglige l'ondulation de u'1, qui est donc considérée comme une tension continue U0. On note k le rapport cyclique de l'interrupteur H, supposé limité à kmax = 0,9 et on donne R = 1,5Ω. N.B.: On raisonne en termes de vitesses décroissantes à partir de 300km/h. 1) Tracer l'allure exacte de u'1, puis celles de i1 et de son fondamental if. Déterminer l'expression de U0 en fonction de V. Que vaut le déphasage ϕ entre if et v1? 2) Représenter l'allure de uL1 sur une période de fonctionnement du hacheur. Utiliser le fait que la valeur moyenne de cette tension est nulle pour trouver la relation liant U0, R, k et I0. 3) Entre 300km/h et 150km/h, k est nul et I0 est constant et égal à 700A. En déduire que U0 est constant et calculer sa valeur ainsi que celle de V. Ceci étant réalisé par action sur J, déduire de la question III)2)b) l'expression numérique de Φ0 en fonction de ω, puis de v. En écrivant par ailleurs que la puissance électrique est entièrement transformée en puissance mécanique, déterminer l'expression numérique du couple de freinage Cf en fonction de v. A.N.: Pour les valeurs suivantes de v, 300km/h, 250km/h, 200km/h et 150km/h, calculer Cf, Φ0 et en déduire J. 4) En dessous de 150km/h, J est maintenu constant et égal à sa valeur pour 150km/h. a) Dans un premier temps, on maintient I0 constant par action sur k. Montrer que U0 est proportionnel à v. En déduire que Cf est constant et donner sa valeur. Calculer le rapport U0/v, puis, compte tenu du résultat obtenu à la question 2), déterminer l'expression numérique de k en fonction de v. En déduire la vitesse minimale vmin pour laquelle ce régime est possible.

EL 39

b) En dessous de vmin, toutes les grandeurs de réglage sont maintenues constantes, Cf diminue donc en même temps que v. En admettant une variation linéaire du couple dans cette partie, tracer, en la superposant aux courbes précédentes, la caractéristique de freinage Cf = f(v) pour 0 ≤ v ≤ 300km/h. Redresseur 25kV

1800V

∩∪

IC

L1 u 1

u

=

Commutateur

= ∩∪

e MS

figure 1 vT1

T1

T2

IC

T3

v1

Ta

D'b

Db

IC u

i1

v2

i1 IC

v3 T'2

T'a

figure 2

u1 T'1

is

T'3

π π +α 3 3 C

ωt

π + αC

−IC

figure 3

figure 4

IC 1200

L1 v1

I0

uL1

i1

v2 700

J 500

v3

u'1

290 150 figure 5

300 v(km/h) figure 6

H

R

NOTE PRELIMINAIRE Dans tout ce qui suit: • On suppose que le lecteur dispose des cours correspondants. On se contente donc généralement d'appliquer les résultats. Ceci sera en particulier vrai pour les exercices concernant le redressement, où l'on utilise sans aucune justification les différentes règles de fonctionnement correspondant aux montages étudiés. • On note les valeurs moyennes à l'aide d'un indice C et les valeurs efficaces sans indice. A titre d'exemple, si i1(t) est la valeur instantanée, I1C désigne sa valeur moyenne et I1 sa valeur efficace. • Les développements mathématiques sont réduits au strict minimum. En particulier, pour les intégrales, on ne donne que l'expression de départ et le résultat final. On procède ainsi car, comme les calculettes disposent de plus en plus d'un module de calcul symbolique, à plus ou moins long terme, on finira par considérer comme parfaitement naturel de leur confier cette partie du travail ( de même qu'il ne vient plus à l'idée de personne de demander un calcul à la main d'une multiplication ou d'une division ).

Corrigé de l'exercice 1 − page 1/1

1) Allure de if −Expression de ϕ u i i1 I0

Si on déplace temporairement l'origine en (α + π)/2, on constate que la fonction i(t) devient paire. Dans ce cas, son développement en série de Fourier ne contient que des cosinus. C'est en particulier vrai pour le fondamental, qui est, de ce fait, maximum à cette ϕ π+α 2π α α+π π θ origine. En d'autres termes, le fondamental est centré sur le cou2 rant. Son amplitude n'est pas connue pour le moment, mais on −I0 peut la prendre arbitrairement du même ordre de grandeur que celle de i. On obtient donc le tracé ci-contre. Vu ce qui précède, le maximum de i1 est situé à (α + π)/2. Son passage par zéro se fait donc à (α + π)/2 − π/2, d'où ϕ = α/2 2) Expression de P Par définition, P =

1 T 1 u( t )i( t )dt . On fait le changement de variable θ = ωt, d'où P = T 0 2π

∫

2π

∫ u(θ)i(θ)dθ . 0

Vu les allures de u et de i, l'intégrale de 0 à π est égale à celle de π à 2π. On a donc π 1 1 2 u(θ)i(θ)dθ = 2π 0 π

∫

P=

∫

π α

P=

soit, finalement

U 2 sin θI 0dθ =

U 2I 0 (cos α − cos π) π

U 2I 0 (1 + cos α) π

Expression de I1 ⎛ α ⎞ U 2I 0 P vaut également UI1cosϕ, d'où, comme ϕ = α/2, UI1 cos⎜ ⎟ = (1 + cos α) , soit après simplification, ⎝ 2⎠ π I1 =

2 2 ⎛ α⎞ I 0 cos⎜ ⎟ ⎝ 2⎠ π

3) Expressions de Q et de S Q = UI1sinϕ = UI1sin(α/2) ⇒

S = UI

I² =

Q=U

2 2 ⎛ α⎞ ⎛ α⎞ I 0 cos⎜ ⎟ sin⎜ ⎟ ⎝ 2⎠ ⎝ 2⎠ π

π 1 1 2 I 0 ² dθ = I 0 ² ( π − α ) 2π α π

∫

soit

I = 1−

α I0 π

soit

d'où

Q=

U 2I 0 sin α π

S = UI 0 1 −

N.B.: A priori, α est en radians. Avec α en degrés, la relation devient S = UI 0 1 −

α π

α 180

4) Application numérique

D = S² − P ² − Q ²

f=

P . Les résultats sont regroupés dans le tableau ci-dessous. S

α(°) 0 90 150

P(W) 1980 990 133

Q(VAR) 0 990 495

S(VA) 2200 1560 898

D(VA) 958 677 737

f 0,900 0,637 0,148

Corrigé de l'exercice 2 − page 1/3

1) Intervalles de conduction − Allures de u et de vD1 Il s'agit d'un montage de type parallèle, en l'occurrence un P6. Les intervalles de conduction se déduisent de sa règle de fonctionnement. Le tracé de u est immédiat. Par ailleurs, vD1 = e1 − u. On peut, soit raisonner de façon entièrement graphique, soit déterminer les expressions de vD1 sur les différents intervalles: D'3 conduit: u = e'3 ⇒ vD1 = e1 − e'3 = e1 + e3 = −e2 = e'2 ( rappel: e1 + e2 + e3 = e'1 + e'2 + e'3 = 0 car le système de tension est équilibré ) D2 conduit: u = e2 ⇒ vD1 = e1 − e2 D'1 conduit: u = e'1 ⇒ vD1 = e1 − e'1 = 2e1 D3 conduit: u = e3 ⇒ vD1 = e1 − e3 D'2 conduit: u = e'2 ⇒ vD1 = e1 − e'2 = e1 + e2 = −e3 = e'2 Voir page 3 pour les différents tracés. 2) Allures des courants is1 = IC si D1 conduit et is1 = 0 sinon ( idem pour i's1 ). ip1 = n[(is1 − Is1C) − (i's1 − I's1C)] Is1C = I's1C ⇒ ip1 = n(is1 − i's1) ip2 et ip3 sont décalés vers la droite respectivement de 2π/3 et de 4π/3 iL1 = ip1 − ip2 On constate effectivement que la somme des ip n'est pas nulle. 3) Expressions des différentes grandeurs

∫

2π

1 3 UC = E 2 sin θdθ π π 3 3

∫

3 2E UC = π

⇒

2π

1 ( nI C )² I p1 ² = 2 π3 ( nI C )²dθ = 2π 3

⇒

3

Le rapport IL1/Ip1 vaut

nI I p1 = C 3

∫

2π

1 I ² 3 I s1 ² = I C ² dθ = C π 2π 6

1 2 I L1 ² = 2π

⇒

I s1 =

3

∫

2π 3 0

2 . On ne retrouve donc pas le résultat usuel

( nI C )²dθ =

2( nI C )² 3

IC 6

⇒

I L1 =

n 2I C 3

3 . Ceci est dû au fait que la somme des

courants par enroulements n'est pas nulle alors que celle des courants en ligne l'est forcément. Une partie des courants ( en l'occurrence Σip ) n'est donc pas transmise en amont ce qui explique que le courant en ligne est proportionnellement moins important. On peut aussi voir ceci sous l'angle des harmoniques: Σip est de fréquence 3 fois celle du réseau, donc ne contient que des harmoniques multiples de 3. Or ceux-ci constituent des réseaux homopolaires, qui ne peuvent circuler dans un système trois fils. Ils restent donc confinés dans les enroulements, ce qui diminue d'autant la valeur efficace des courants en ligne. 4) Facteurs de puissance 3 2E IC UCI C 3 fs = = π = I 6EI s1 π 6E C 6 fL =

UCI C 3U p I L1

soit

3 2E IC 3 π = = E n 2I C π 3 n 3

fs = 0,551

soit

fL = 0,955

3 2E IC UCI C 6 fp = = π = E nI C 3U p I p1 π 3 n 3

soit

fp = 0,780

Corrigé de l'exercice 2 − page 2/3

5)a) Allure de ip1

i' i' i i ⎞ 2 ⎛2 Pour faciliter le tracé, on peut réécrire la relation sous la forme i p1 = n⎜ i s1 + s2 + s3 − i's1 − s2 − s3 ⎟ et re⎝3 3 3 3 3 3⎠ marquer que seul un des 6 courants est non nul à la fois et vaut IC lorsque la diode correspondante conduit. ip1

D'2

D1

D'3

D2

D'1

D3

D'2

D1

D'3

nIC 3 2nIC 3 π 3

− nIC 3

π 2

θ

− 2nIC 3

Expression de Ip1

1 I p1 ² = 4 2π

∫

π 2

0

2⎛ i p1 ²dθ = ⎜ π ⎜⎝

∫

π

0

3

π ⎞ ⎛ nI ⎞ ² ⎛ nI C ⎞ ² 2 ⎛ 2 nI C ⎞ ² ⎟ dθ⎟ = 2⎜ C ⎟ ⎟ dθ + π ⎜ ⎜ ⎝ 3 ⎠ ⎝ 3 ⎠ ⎟ ⎝ 3 ⎠ ⎠ 3

∫

⇒

I p1 =

n 2I C 3

b) Calcul de fp Comme le primaire est couplé en étoile, la tension aux bornes d'un enroulement n'est plus égale à Up. Elle vaut 3 2E IC UCI C 3 π cependant toujours E/n. D'où f p = soit fp = 0,955 = = E π E n I 2 C 3 I p1 3 n n 3 Le facteur de puissance au primaire du transformateur est donc nettement amélioré. Par contre, les ampèrestours ne sont plus compensés sur chaque colonne ( phénomène analogue à celui qui se produit dans un fonctionnement en déséquilibré et qui explique l'expression particulière de ip1 ). Pour que la d.d.p. magnétique qui en résulte soit sans effets notables, il faut que le circuit magnétique du transformateur soit de type à 3 colonnes seulement. 6) Calcul de n

UC = soit

3 2E π

Vu le couplage en triangle, E = nUp

d'où

UC =

n = 0,487

3 2 nU p π

donc

n=

πU C π 250 = 3 2 U p 3 3 380

Corrigé de l'exercice 2 − page 3/3

u vD1 D'2

D1

D'3

D2

D'1

D3

D'2

D1

D'3

e'2

e1

e'3

e2

e'1

e3

e'2

e1

e'3

π 3

2π 3

θ

π 3

2π 3

θ

π 3

2π 3

θ

is1 i's1 IC

ip1 nIC

−nIC

ip2 nIC

θ −nIC

ip3 nIC

θ −nIC

iL1 nIC

−nIC

2π 3

θ

Σip nIC

θ −nIC

Corrigé de l'exercice 3 − page 1/4

I)1) Intervalles de conduction et allures voir page 3 pour tous les tracés correspondants à cette partie. 2) Expression de U1C Vu la symétrie par rapport à l'origine, on choisit l'intervalle d'intégration [−π/6;π/6]. Sur celui-ci, u1 vaut e3 − e2, mais on peut aussi remarquer que c'est une tension composée maximale à l'origine. On a donc u = nV 6 cosθ

∫

π

1 d'où U1C = 2 6 nV 6 cos θdθ π 0 3 Application numérique

U1C =

3 6nV π

⇒

n=

U1C =

⇒

πU1C π500 = 3 6V 3 6 220

3 6nV π

soit

Cf. tracé de vD, vDmax = nV 6 = 0,972⋅220 6

⇒

n = 0,972 vDmax = 524V

3) Allure de is1 is1 = IC = 150A quand D11 conduit et is1 = −IC = −150A quand D'11 conduit. Calcul de Is1 et de fs1

∫

5π

1 2 I s1 ² = 2 π6 150²dθ = 150² 2π 3

fs1 =

⇒

Is1 = 122A

6

P U I 500 ⋅ 150 = 1C C = Ss1 3nVI s1 3 ⋅ 0,972 ⋅ 220 ⋅ 122

⇒

fs1 = 0,958

N.B.: La différence avec le résultat théorique 0,955 provient des arrondis. I)1) Intervalles de conduction et allures voir page 4 pour tous les tracés correspondants à cette partie. 2) Expression de U2C On choisit ici l'intervalle d'intégration [π/3;2π/3] où u2 vaut e'1, soit n'V 2 sinθ, d'où

∫

2π

1 3 U2C = n' V 2 sin θdθ π π 3 3 Application numérique

U2C =

3 2 n' V π

⇒

n' =

soit

U2C =

πU 2 C π500 = 3 2 V 3 2 220

Cf. tracé de vD, vDmax = n'V 2 = 1,68⋅220 2

3 2 n' V π

soit ⇒

n' = 1,68 vDmax = 523V

N.B.: En réalité, la tension inverse maximale pour chacun des deux ponts est la même. Là encore, la différence provient des arrondis. 3) Expression de i's1 − Allures des courants L'utilisation uniquement des lois aux trois nœuds ne convient pas car elle mène à un système indéterminé. On emploie donc la relation supplémentaire i's1 + i's2 + i's3 = 0 à la place d'une des trois précédentes ( on élimine celle

Corrigé de l'exercice 3 − page 2/4

⎧i's1 + i's2 + i's3 = 0 ⎧i's1 + i's2 +i's3 = 0 ⎪ ⎪ soit ⎨i's2 = i's1 −i1 qui ne contient pas le courant à chercher i's1 ). Ceci conduit à ⎨i's1 = i1 + i's2 dont on ⎪i' = i + i' ⎪i' = i + i' ⎩ s3 3 s1 ⎩ s3 3 s1 i −i tire i's1 + (i's1 − i1) + (i's1 + i3) = 0 soit i's1 = 1 3 3 Le tracé de i1 est analogue à celui de is1 pour le pont PD3, celui de i3 s'en déduit par un décalage à droite de 4π/3, celui de i's1 s'obtient ensuite en appliquant la relation précédente. Calcul de I's1 et de fs1

1 I's1 ² = 4 2π fs1 =

π

∫

2

0

π ² ² ⎞ 50 dθ + π2 100 dθ⎟ = 5000 ⎟ 0 ⎠ 3 500 ⋅ 150 = ⇒ fs1 = 0,957 3 ⋅ 1,68 ⋅ 220 ⋅ 70,7

2⎛ i's1 ²dθ = ⎜ π ⎜⎝

P U I = 2C C Ss2 3n' VI s2

π

∫

∫

3

⇒

I's1 = 70,7A

N.B.: On retrouve toujours le problème des arrondis. III)1) Allure de u voir page 3 pour les tracés correspondants à cette partie Il suffit de faire la somme des allures obtenues pour u1 et u2. On peut constater que, comme ces deux tensions sont identiques au décalage de 30° près, leur somme présente une ondulation résiduelle de fréquence 12 fois celle du réseau d'alimentation ( et d'amplitude beaucoup plus faible que celle de u1 et de u2 ). Valeur de UC u = u1 + u2

⇒ UC = U1C + U2C = 500 + 500 soit

UC = 1000V

2) Allure de iL1 iL1 = nis1 + n'i's1 = 0,972is1 + 1,68i's1. Vu les allures de is1 et i's1, on peut se contenter du tracé de iL1 sur [0;π/2] et compléter ensuite en utilisant les différentes symétries.

⎧ ⎡ π⎤ i's1 = 50A ⇒ i L1 = 84A ⎪θ ∈ ⎢0; 6 ⎥ : i s1 = 0 ⎦ ⎣ ⎪ ⎪ ⎡π π⎤ ⎨θ ∈ ⎢ ; ⎥ : i s1 = 150A i's1 = 50A ⇒ i L1 = 230A ⎪ ⎣6 3⎦ ⎪θ ∈ ⎡ π ; π ⎤ : i = 150A i' = 100A ⇒ i = 314A s1 L1 ⎪⎩ ⎢⎣ 3 2 ⎥⎦ s1 Calcul de IL1 et de fp

1 I L1 ² = 4 2π fp =

∫

π 2

0

2 ⎛⎜ i L1 ²dθ = π ⎜⎝

∫

π 6

0

P U I 1000 ⋅ 150 = C C = S p 3VI L1 3 ⋅ 220 ⋅ 230

π π ² ² ² ⎞⎟ 3 2 84 dθ + π 230 dθ + π 314 dθ = 52850 ⎟ ⎠ 6 3

∫

⇒

fp = 0,988

∫

⇒

IL1 = 230A

Corrigé de l'exercice 3 − page 3/4

u

D13

D11

D12

D'12

D'13

D13 D'11

D11 D'12

u1 vD11 u12

u13

e1

π 6

e2

π 2

e3

θ

is1 150A

π 6

iL1

5π 6

θ

314A 230A

84A

π 6

π 3

π 2

θ

Corrigé de l'exercice 3 − page 4/4

D21

D22

D'22

D23

D'23

D21

D'21

D'22

D'23

u2 vD21 −e'2

−e'3

e'1

π 3

2π 3

e'2

−e'1

e'3

−e'2

θ

i1 150A

θ

i3

θ

i's1 100A 50A

π 3

2π 3

θ

Corrigé de l'exercice 4 − page 1/3

1) Allure de u voir page 3 pour les différents tracés Calcul de UC

∫

5π

3 6E 1 6 UC = E 2 sin θdθ = 2π π 2π 6 3

E = 220V ⇒

UC =

3 6 220 2π

soit

UC = 257,3V

2) L'approximation du premier harmonique consiste à ne conserver de la grandeur d'entrée que sa valeur moyenne et le premier terme sinusoïdal de son développement en série de Fourier. La charge étant linéaire, le théorème de superposition s'applique, ce qui permet d'étudier séparément la réponse à chacun des deux termes, puis d'effectuer leur somme pour obtenir une valeur approchée de la grandeur de sortie. Le résultat sera d'autant plus proche de la réalité que: − les harmoniques de la grandeur d'entrée décroissent rapidement avec leur fréquence − l'impédance de la charge augmente avec cette fréquence. Ces conditions sont généralement bien vérifiées dans les associations usuelles redresseurs + charge. a) Calcul de IC

IC

UC

R EC

Les valeurs moyennes étant équivalentes à des grandeurs électriques continues, le schéma équivalent vis à vis de celles-ci est celui représenté ci-contre ( L se comporte comme un court-circuit ). On en déduit immédiatement U − E C 257,3 − 240 soit IC = 17,3A IC = C = R 1

b) Expression de I1 Vis à vis de la composante alternative, il ne subsiste que R et L, Cf. schéma ci-contre où on a précisé la pulsation de la tension d'entrée. On peut noter que cette dernière est forcément un multiple de I1 celle du réseau d'alimentation, le coefficient multiplicateur se déduisant, soit directement de la R décomposition en série de Fourier de u, soit graphiquement de son allure. Dans ce dernier cas, U1 il est égal à l'« indice de pulsation » p, correspondant au nombre d'ondulations de u par période 3ω0 L du réseau ( ou au rapport entre la période du réseau et celle de l'ondulation résiduelle de u, en l'occurrence T/3 ici ). UC 4 2 Compte tenu de ceci et de l'expression de U1, il vient immédiatement I1 = R ² + (3Lω 0 )² Calcul de I1 et de L Le facteur de forme F de i est égal à I/IC. Vu qu'on se limite au premier harmonique, I = I C ² + I1 ² , d'où F=

I C ² + I1 ² , − 1 ⋅ 17,3 , dont on déduit I1 = F² − 1 I C = 11² IC

soit

I1 = 7,9A

⎛ U 4 2⎞² R ² + ( 3Lω 0 )² = ⎜ C ⎟ I1 ⎠ ⎝

soit

L=

De l'expression de I1, on déduit

Numériquement, on a donc

L=

⎛ 257,3 ⎞ ² 1 ⎜ ⎟ − 1² 3 ⋅ 100π ⎝ 4 2 ⋅ 7,9 ⎠

soit

1 ⎛ UC 4 2 ⎞ ² ⎟ − R² . ⎜ 3ω 0 ⎝ I1 ⎠

L = 6,02mH

Corrigé de l'exercice 4 − page 2/3

c) Allures des différents courants i = IC − I1 2 sin(3θ − ϕ1) = 17,3 − 7,9 2 sin(3θ − π/2) = 17,3 + 11,2cos(3θ) is1 = i quand D1 conduit et 0 sinon. ip1 = n(is1 − Is1C) avec n = 1.

Quelle que soit la forme réelle de i, on montre que Is1C est égal à IC/3. On a donc ip1 = 17,3 + 11,2cos(3θ) − 17,3/3 = 11,5 + 11,2cos(3θ) quand D1 conduit ip1 = −17,3/3 = −5,8 quand D1 est bloquée.

ip2 et ip3 se déduisent de ip1 par des décalages à droite, respectivement de 2π/3 et de 4π/3. iN = ip1 + ip2 + i3 = n(is1 − Is1C) + n(is2 − Is2C) + n(is3 − Is3C) = is1 + is2+is3 − Is1C − Is2C − Is3C ( rappel: n = 1 ). Or is1 + is2+is3 = i et Is1C = Is2C = Is3C = IC/3. On a donc simplement iN = i − IC. En d'autres termes, dans le neutre circule l'ondulation résiduelle de i.

Corrigé de l'exercice 4 − page 3/3

u D 3

i

π 6

D1

D2

5π 6

D3

D1

D2

θ

28,5 17,3 6,1

θ is1

θ ip1

−5,8

θ

ip2 ip3

θ iN

θ

Corrigé de l'exercice 5 − page 1/1

1) Relations entre les grandeurs Vu le sens des courants, on a e1 = L en particulier à

di1 di = ω 0 1 , d'où dt dθ

di1 + v1 . On effectue alors le changement de variable θ = ω0t, qui conduit dt di di e1 = Lω 0 1 + v1 De même e 2 = Lω 0 2 + v 2 dθ dθ

2) Expression de u di1 ⎧ ⎪⎪e1 = Lω 0 dθ + u Avec v1 = v2 = u, les relations précédentes deviennent ⎨ . On en fait alors la somme, pour faire ⎪e 2 = Lω 0 di 2 + u ⎪⎩ dθ d (i + i ) ⎛ di di ⎞ apparaître i1 + i2: e1 + e 2 = Lω 0 ⎜ 1 + 2 ⎟ + 2 u = Lω 0 1 2 + 2 u . Comme i1 + i2 = IC constant, sa dérivée ⎝ dθ dθ ⎠ dθ

est nulle. D'autre part, ici, e1 = −e2. Il vient donc finalement

u=0

Expression de i1 Comme u = 0, on a e1 = Lω 0

E 2 di E 2 di1 avec e1 = E 2 sinθ. On en déduit 1 = sin θ , soit i1 = − cos θ + A . dθ Lω 0 dθ Lω 0

La constante d'intégration A se détermine en remarquant que i1(0) = 0 ( continuité du courant dans une inducE 2 E 2 (1 − cos θ) et i1 = tance, sa valeur avant l'amorçage de la diode D1 étant nulle ), d'où A = Lω 0 Lω 0 Expression de α0 L'empiétement cesse lorsque la diode D2 se bloque, donc quand i2 s'annule. Comme i2 = IC − i1, ceci correspond ⎛ Lω I ⎞ E 2 à i1 = IC. L'angle α0 est donc défini par I C = (1 − cos α 0 ) , soit α 0 = arccos⎜⎝1 − E 02C ⎟⎠ Lω 0 ⎛ 0,8 ⋅ 10 ⎞ A.N.: α 0 = arccos⎜ 1 − ⎟ ⎝ 60 2 ⎠

soit

α0 = 25,1

3) Allure de u − Expression de UC u

u = 0 pendant l'empiétement et +e ou −e sinon, d'où l'allure représentée ci-contre. UC =

α0

π π+α0

1 π

∫

π α0

E 2 sin θdθ =

UC =

2π 2π+α0 θ

E 2 [cos α 0 − cos π] soit π

E 2 (1 + cos α 0 ) π

4) Expression de ∆UC − Application numérique

∆U C =

∆U C =

2 2E E 2 E 2 − (1 + cos α 0 ) = (1 − cos α 0 ) . Or, Cf. 2), 1 − cosα 0 = Lω 0I C . Il s'ensuit que π π π E 2 Lω 0I C ∆U C = π 0,8 ⋅ 10 π

soit

∆UC = 2,55V

U C0 =

2 2 60 π

soit

UC0 = 54V

D'où

∆U C = 4,7% U C0

Corrigé de l'exercice 6 − page 1/3

1) Calcul de m, Rs, Xs et Ls

m=

U 20 400 = U10 380

soit

m = 1,05

Rs =

P1c 515 = 3I 2 c ² 3 ⋅ 20²

soit

Rs = 0,429Ω

⎛ ⎛ ⎞ ⎞ P1c 515 ϕ c = arccos⎜ ⎟ = arccos⎜ ⎟ = 44,9° ⎝ 3U1c mI 2 c ⎠ ⎝ 3 20 ⋅ 1,05 ⋅ 20 ⎠

Xs = Rstan(ϕc)

Ls = Xs/ω = 0,428/100π soit

⇒

Xs = 0,428Ω

Ls = 1,36mH

2) Allure de u0 − Calcul de UC0 Compte tenu des hypothèses faites, le schéma équivalent est celui représenté sur la figure 1. On note comme habituellement les tensions simples sous la forme e1 = E 2 sinθ, e2 = E 2 sin(θ − 2π/3) et e3 = E 2 sin(θ − 4π/3) avec E, ici, égal à U20/ 3 . L'allure de u0 est représentée sur la figure 2. U C0

5π

1 3U 20 3 ⋅ 400 6 U 20 = = 2 sin θdθ = π 2π 3 3 2π 2π

∫

soit

UC0 = 270V

6

e1

D1

e2

D2

e3

u0

IC

D3

D2

e3

u0

D3

D1

D3

e1

e2

figure 1

π 6

5π 6 figure 2

θ

3π 2

3) Expression de u − Allure de u Si on tient compte des résistances, le schéma se modifie comme indiqué sur la figure 3. Lorsque D1 conduit, on a maintenant u = e1 − RsIC. De même, u = e2 − RsIC lorsque D2 conduit et u = e3 − RsIC lorsque D3 conduit. Comu = u0 − RsIC me e1, e2 et e3 sont les valeurs correspondantes à vide, il vient donc simplement L'allure de u est représentée sur la figure 4. e1 e2 e3

Rs

D1

Rs

D2

Rs

D3

figure 3

IC

u0 u

D3

D1

e3

u0

D2 e1

D3 e2

RsIC

π 6

5π 6 figure 4

3π 2

θ

Corrigé de l'exercice 6 − page 2/3

Calcul de ∆1UC ∆1UC = UC − UC0. Or u = u0 − RsIC ⇒ UC = UC0 − RsIC ( car RsIC est constant ), d'où A.N.: ∆1UC = 0,429⋅30 soit

∆1UC = RsIC

∆1UC = 12,9V

4)a) Expression de i1(θ) e1

Ls

i1 D1

En ne tenant compte que des éléments passants, le schéma se ramène à celui représenté ci-contre. On en déduit en particulier uL1 di di u = e1 + u L1 = e1 − L 1 = e1 − Lω 0 1 e3 u dt dθ Ls i3 D3 di1 . soit, en remplaçant Lω0 par Xs, u = e1 − X s uL3 dθ di figure 5 De même, u = e3 + uL3 ⇒ u = e 3 − X s 3 dθ Comme i1 + i3 = IC, terme constant dont la dérivée est nulle, on additionne alors les deux relations pour faire d(i + i ) e +e ⎛ di di ⎞ d'où u = 1 3 . apparaître cette somme, soit 2 u = e1 + e 3 − X s ⎜ 1 + 3 ⎟ = e1 + e 3 − X s 1 3 ⎝ dθ dθ ⎠ dθ 2 di1 e1 − e3 e +e di = Ceci, reporté dans la première relation donne 1 3 = e1 − X s 1 , soit . dθ 2Xs 2 dθ IC

La différence e1 − e3 est une tension composée. Avec la nouvelle origine ( Cf. figure 6 ), elle s'écrit sous la forU cosθ di U 2 sin θ + A . La valeur de A me U20 2 sinθ, ce qui conduit à 1 = 20 . On en déduit i1 = − 20 dθ 2Xs 2 Xs U U 20 , d'où, finalement i1 = 20 (1 − cosθ) s'obtient à partir de la condition initiale i1(0) = 0. Il vient A = 2 Xs 2 Xs Valeur de α0 L'empiétement s'arrête lorsque i3 = 0, donc lorsque i1 = IC. Cette condition, reportée dans l'expression de i1, ⎛ 2 X sI C ⎞ U ⎟ donne I C = 20 (1 − cosα 0 ) , soit α 0 = arccos⎜ 1 − U 20 ⎠ ⎝ 2 Xs ⎛ 2 0,428 ⋅ 30 ⎞ A.N.: α 0 = arccos⎜ 1 − ⎟ 400 ⎠ ⎝

soit

b) Allure de u − Expression de ∆2UC u0 D D1 3 u e3

e1

α0 = 17,3°

D2

D3 e2

e1 − e3 nouvelle origine π π +α 6 6 0

5π 5π +α 0 6 6 figure 6

3π 3π+α0 θ 2 2

Pendant l'empiétement, u = (ei + ej)/2 où i et j sont les indices des diodes qui commutent. En dehors de l'intervalle correspondant, u est égal à u0. Ceci conduit donc à l'allure représentée ci-contre. Pour déterminer l'expression de ∆2UC, on reprend l'origine initiale de façon à se rapprocher du calcul fait au 2). On a donc

1 ∆ 2 UC = 2π 3

∫

5π 6 π 6

( u 0 − u ) dθ .

Corrigé de l'exercice 6 − page 3/3

Or, u0 − u n'est non nul que pendant l'empiétement et vaut alors e1 − e1 − e 3 di = X s 1 . On a donc 2 dθ

1 ∆ 2 UC = 2π 3

∫

π +α 0 6 π 6

di Xs X s 1 dθ = dθ 2π 3

⎛ π⎞ ⎛π ⎞ Comme i1 ⎜ + α 0 ⎟ = I C et i1 ⎜ ⎟ = 0 , il vient finalement ⎝ 6⎠ ⎝6 ⎠ 3 ⋅ 0,428 ⋅ 30 A.N.: ∆ 2 U C = soit ∆2UC = 6,13V 2π

e1 + e 3 e −e , soit 1 3 . D'autre part, Cf. 4)a), 2 2

∫

∆ 2 UC =

π +α 0 6 di1 π 6

=

3X s ⎛ ⎛ π ⎛ π⎞⎞ ⎞ ⎜ i1 ⎜ + α 0 ⎟ − i1 ⎜ ⎟ ⎟ . ⎝ 6⎠⎠ ⎠ 2π ⎝ ⎝ 6

3X sI C 2π

Remarque: Bien sûr, on peut également conserver la nouvelle origine. Vu la démarche utilisée, les tensions n'interviennent pas explicitement dans les calculs, on n'a donc pas à réécrire leurs expressions. Par contre, il faut évidemment retrancher π/6 à toutes les bornes comme indiqué ci-dessous

1 ∆ 2 UC = 2π 3

∫

2π 3 0

( u − u0 )dθ =

1 2π 3

∫

α0

0

Xs

α0 X 3X sI C di1 3X s dθ = s di1 = i1 (α 0 ) − i1 (0)) = ( 2π dθ 2π 3 0 2π

∫

Corrigé de l'exercice 7 − page 1/2

1)a) Expressions de u et de C Dans tous les cas, on a i = I + C

du du . Ici, comme le pont redresseur est bloqué, i = 0, on a donc C = −I . dt dt

I t + A . La constante d'intégration A s'obtient à partir de la condition initiale: C I u=E 2− t u(0) = E 2 entraîne A = E 2 , d'où C

On en déduit u = −

u(t1) = U1

⇒

U1 = E 2 −

I t1 C

C=

soit

I t1 E 2 − U1

b) Expression de t1 − Autre expression de C U1 = −e(t1) = E 2 cos(ω0t1) ⇒

t1 =

1 ⎛ U ⎞ arccos⎜ − 1 ⎟ ⎝ E 2⎠ ω0

On reporte alors cette expression dans la relation donnant C, ce qui entraîne, compte tenu de ω0 = 2π/T, IT C=

1 ⎛ − U1 ⎞ arccos⎜ ⎟ ⎝ E 2⎠ 2π E 2 − U1

N.B.1: Si l'arc cosinus est exprimé en degrés, il faut remplacer 2π par 360°. N.B.2: Lorsque, comme c'est souvent le cas, on place l'origine des temps au passage par zéro de e(t), on obtient ⎛1 1 ⎛ U ⎞⎞ arcsin⎜ 1 ⎟ ⎟ IT⎜ + ⎝ E 2 ⎠⎠ ⎝ 4 2π C= . Cette expression est évidemment la même que la précédente, il suffit, pour le E 2 − U1 1 π2 1 voir, d'utiliser le fait que arccos(x) +arcsin(x) = π/2, qui entraîne arccos( x) = − arcsin( x) , soit, en 2π 2π 2π 1 ⎛ U ⎞ ⎛ U ⎞ 1 1 arccos⎜ − 1 ⎟ = + arcsin⎜ 1 ⎟ remplaçant x par −U1/E 2 , ⎝ E 2⎠ ⎝ E 2 ⎠ 4 2π 2π c) Expression approchée de C

T 2 C= E 2 − U1 I

Vu les hypothèses faites, il vient immédiatement d) Valeurs de C E(V) C(µF) C approché(µF)

12 2720 3370

15 1010 1390

18 598 873

Dans cette gamme de condensateurs, les valeurs normalisées sont 1 − 1,5 −2,2 −3,3 −4,7 − 6,8 et les tolérances sont, suivant les constructeurs, de ±20% ou de −10% à 50%. Pour garder une marge de sécurité, on prend d'office la valeur normalisée par excès, ce qui conduit généralement à celle obtenue par la formule simplifiée. Eventuellement, si celle-ci donne des valeurs très élevées de capacité, on peut toujours voir ce que cela donne avec la formule plus exacte.

Corrigé de l'exercice 7 − page 2/2

2) Expression de i Tant que le pont conduit, u = −e = −E 2 cos(ω0t). Cf. 1)a), il vient immédiatement

i = I + Cω 0 E 2 sin ω 0 t

Application numérique

(

)

C( E 2 − U1) = 10−3 15 2 − 14 soit I 2π ⎛ 2π ⎞ i( t ) = 1 + 10−3 15 2 sin⎜ t −3 −3 ⎟ ⎝ 20 ⋅ 10 20 ⋅ 10 ⎠ t1 =

(

i(T / 2) = 1 + 6,66 sin 314 ⋅ 10 −3

)

soit

t1 = 7,21ms soit

i(t) = 1 + 6,66sin(314t)

i(T/2) = 1,01A

Cette valeur est bien positive.

Pour déterminer le temps ( noté t2 ) au bout duquel i s'annule, on peut utiliser une calculette graphique et suivre la fonction à la "trace" ( voir également à ce propos la remarque ci-après ). On obtient sans difficulté t2 = 10,5ms Ce temps est très proche de 10ms. L'hypothèse faite initialement ( blocage du pont lorsque e passe par un extremum ) est donc bien justifiée. Remarque: On peut évidemment calculer directement t2 à partir de sin(314t2) = −1/6,66. Le problème, c'est que arcsin(−1/6,66) donnerait un temps négatif. Il faut donc considérer tous les angles possibles vérifiant cette relation, soit arcsin(−1/6,66) + kπ et π − arcsin(−1/6,66) + k'π, et chercher celui qui conduit à t2 compris ente 10ms

et 15ms ( donc à 314t2 compris entre π et 3π/2 ). Seule le deuxième type de solutions, avec k' = 0, permet de réaliser cette condition, d'où t2 = [π + arcsin(1/6,66)]/100π = 10,48ms. La résolution numérique à partir du tracé permet de contourner cette difficulté, c'est pourquoi elle est suggérée par l'énoncé. 3) Calcul de P Le courant dans le quadripôle étant constant, P se calcule directement par (UC − V)I, avec UC, valeur moyenne de u. Vu l'hypothèse faite au c), l'allure de u se présente comme indiqué ci-contre. On en déduit immédiatement ⎛ E 2 + U1 ⎞ E 2 + U1 u UC = , d'où P = ⎜ − V⎟ I , soit, numéri2 2 ⎝ ⎠ E 2 P=

quement

U1

T 4

T 2

3T 4

t

E(V) P(W)

E 2 + 14 E − 12 = −5. 2 2

Les résultats sont regroupés dans le tableau ci-dessous. On constate que P augmente rapidement avec E. Le choix d'une valeur élevée de tension d'alimentation, dictée par des considérations sur la taille du condensateur de filtrage, doit donc être tempéré par la puissance à dissiper dans le régulateur. 12 3,49

15 5,61

18 7,73

Corrigé de l'exercice 8 − page 1/3

Pour les 3 montages, le courant de sortie est supposé ininterrompu et parfaitement lissé. Par ailleurs: ¾ La tension de sortie est égale à 0 si deux semi-conducteurs de même indice conduisent ( ou si la diode de roue libre conduit ) et + ou − e sinon. ¾ Les courants dans les semi-conducteurs valent IC lorsque ceux-ci conduisent et 0 sinon. Le courant i1 se déduit des courants dans les redresseurs reliés au point correspondant par la loi aux nœuds. ¾ Sauf pour le montage avec diode de roue libre, sur lequel nous reviendrons, la tension vT1 est égale à e lorsque le thyristor est bloqué et 0 sinon. Les courbes correspondantes sont représentées page 3. Montage symétrique i1 D'1 iD'1

e

T1 iT1

IC

vT1 D'2

T2

u

On applique la règle usuelle: les intervalles de conduction des thyristors sont décalés vers la droite d'un angle α par rapport à la conduction naturelle, ceux des diodes restant évidemment inchangés ( les angles de conduction restent donc égaux, c'est pourquoi on parle de pont symétrique ). N.B.: Si on tient compte des paramètres réels des semi-conducteurs, la tension u n'est pas nulle pendant la phase de roue libre mais vaut de l'ordre de −1,5 à −2 volts.

Montage symétrique avec diode de roue libre i1

En dehors des phases de roue libre, le fonctionnement est identique au précédent car DRL est polarisée négativement par la tension u et D'1 iD'1 T1 iT1 IC e ne peut donc pas conduire. Par contre, comme dit précédemment, pendant ces phases, u devient négatif. Dès que cette tension atteint vT1 iDRL DRL u le seuil de DRL, cette diode se met à conduire. Ceci a pour effet de D'2 T2 maintenir u à une valeur inférieure au seuil cumulé des deux semiconducteurs actuellement passants, donc de les bloquer ( en réalité, comme leur tension anode-cathode reste légèrement positive, il passe un très faible courant, égal à celui avant amorçage du thyristor ). En ce qui concerne la tension vT1, il faut considérer deux cas lors des phases de roue libre: − e < 0: D'1 est polarisée en direct par la tension u ( Cf. ce qui vient d'être dit en ce qui concerne la conduction résiduelle des redresseurs du pont ). On a donc vT1 = u − vD'1, valeur très proche de zéro. − e > 0: D'2 est polarisée positivement, ce qui a pour effet de reporter l'intégralité de e aux bornes de T1. En fait, même si les phénomènes sont différents, l'allure de vT1 est la même que pour le montage symétrique. Montage dissymétrique i1 e

T'1 iT'1

T1 iT1

IC

vT1 D'2

D2 iD2

u

Vu la structure du montage, la règle usuelle ne s'applique pas. Pour déterminer les intervalles de conduction, il faut considérer la suite des événements sur une période. On peut cependant se contenter d'étudier un des bras de pont, par exemple, celui constitué par T1 et D2. θ = α: T1 s'amorce, ce qui a pour effet de bloquer D2 θ = π: La tension d'anode de D2 devient positive. Comme ce redresseur n'est pas commandé, il s'amorce immédiatement, bloquant T1. Le courant

Corrigé de l'exercice 8 − page 2/3

étant ininterrompu, D2 conduit jusqu'au prochain réamorçage de T1, donc pendant un temps supérieur à une demi-période. Les mêmes phénomènes régissant la commutation entre T'1 et D'1, il n'y a pas égalité des angles de conduction, d'où le qualificatif donné à ce type de pont. Conclusion Dans le premier cas, la durée d'application de la tension inverse aux bornes du thyristor à bloquer devient de plus en plus faible au fur et à mesure que α se rapproche de π. Ceci peut conduire à des défauts de blocage dans le cas de charges absorbant un courant élevé sous faible tension ( cas, par exemple, des machines à courant continu lorsqu'elles fournissent le couple nominal à faible vitesse, voire à l'arrêt ). Avec ce type de charge, le montage symétrique est donc à proscrire. Pour les deux autres structures, le thyristor est polarisé sous une tension inférieure à son seuil ou négative pendant une demi-période du réseau d'alimentation, ce qui exclut tout risque de défaut de blocage. Ceci explique pourquoi on utilise systématiquement, soit le montage avec diode de roue libre, soit le pont dissymétrique, pour alimenter le type de charge évoqué ci-dessus. N.B.: Comme, en triphasé, on ne peut pas dissymétriser le montage, il ne reste que la solution de la roue libre pour remédier au défaut de blocage dans le cas des montages PD3 mixtes.

Corrigé de l'exercice 8 − page 3/3

PONT SYMETRIQUE AVEC DRL

PONT SYMETRIQUE u vT1

T2 D'2 e

T1 D'1

u vT1

T2 D'2

−e

DRL e

θ

T1 D'2

DRL

T2 D'1

PONT DISSYMETRIQUE u vT1

DRL

−e

e

θ

iT1

iT1

IC

IC

IC

θ

IC

iD'1

θ

IC θ

iDRL

i1

IC

IC θ

−IC

iD2

θ

iT'1

T'1

D'2

−e

θ

θ

IC θ

i1

θ

IC θ

θ −IC

D2

IC

IC

i1

T1 D'2

θ

iT1

iD'1

D2

−IC

Corrigé de l'exercice 9 − page 1/1

1) Allure de vAN Les intervalles de conduction des thyristors sont décalés de α par rapport à la conduction naturelle. vAN = ei où i est l'indice du thyristor qui conduit vAN vBN T3

T1 α

T2

T3

e1

e2

e3

π +α 6

5π 6 +α 7π 6

11π 6

D2

D3

D1

T1 e1

θ

D2

Expression de V'ANC 1 V'ANC = 2π 3

∫

5π +α 6 E π +α 6

2 sin θdθ

3 6E cos α 2π

soit

V'ANC =

soit

VBNC = −

2) Allure de vBN voir ci-dessus Expression de VBNC Deux méthodes possibles: a) VBNC

1 = 2π 3

∫

11π 6 7π 6

E 2 sin dθ

3 6E 2π

b) Remarquer que vAN est confondu avec vBN pour α = π, donc que VBNC =

3 6E 3 6E cos π = − 2π 2π

3) Expression de U'C u = vAN − vBN ⇒

U'C = V'ANC − VBNC =

⎛ 3 6E ⎞ 3 6E cos α − ⎜ − ⎟ 2π ⎝ 2π ⎠

soit

U' C =

3 6E (1 + cos α) 2π

D3

Corrigé de l'exercice 10 − page 1/2

1) Allures de u, vT1 et i1 Les intervalles de conduction de tous les thyristors sont décalés vers la droite de 90° par rapport à la conduction naturelle. Compte tenu de ceci: ¾ La tension u est égale à uij, où i et j sont les indices des thyristors qui conduisent. En fait, comme la période de la tension de sortie est au maximum égale à celle du réseau d'alimentation divisée par le nombre de phases, on peut se contenter de faire l'étude sur 2π/3 et de compléter par "recopie". ¾ La tension vT1 est égale à u1i, où i et est l'indice du thyristor de la même colonne qui conduit. ¾ Le courant i1 est égal à IC si T1 conduit, à −IC si T'1 conduit et à zéro sinon. u vT1

α T3

T1

T'1 u32

T2

T'2 u12

T3

T'3

T1

T'1

T'2

u13

e1

e2

π +α 6

e3

e1

π +α 2

θ

i1 IC π +α 6

−IC

5π 6 +α

θ

2) Expressions de U'C, I1 et de f's 1 U' C = π3

∫

1 π3

∫

U' C =

π +α 2 u12 dθ u12 = e1 − e2 = E 2 sinθ − E π +α 6 π +α 2 E 6 cos(θ − π / 3)dθ soit U'C = π +α 6

2 sin(θ − 2π/3) = E 6 cos(θ − π/3)

3 6E cos α π

⇒

Corrigé de l'exercice 10 − page 2/2

1 I1 ² = 2 2π

∫

5π +α 6 I C ² dθ π +α 6

=

2 IC ² 3

⇒

I1 =

2 IC 3

Comme la puissance active peut devenir négative et que le facteur de puissance est, a priori, un nombre positif, P on peut, pour éviter d'avoir à considérer les deux cas, définir f's par . Compte tenu de ceci, il vient Ss f 's =

U'C I C = 3EI1

3 6E cos α I C π 3E

2 IC 3

soit

f 's =

3 cos α π

Application numérique

3 6 220 cos α = 515 cos α π d'où α = 0°: U'C = 515V f's = 0,955 α = 150°: U'C = −446V f's = 0,827 U'C =

Corrigé de l'exercice 11 − page 1/3

1)a) Intervalles de conduction − Allures de u1 et de is1 On les obtient comme habituellement ( Cf. par exemple exercice 10 ). Voir page 3 pour tous les tracés. b) Expression de U'1C On peut procéder comme dans l'exercice 10 ou bien utiliser comme intervalle d'intégration [−π/6 + α; π/6 + α]. Dans ce cas, u1 = u32, qui est la tension composée maximale à l'origine, donc qui s'écrit E 6 cosθ. On a donc: 1 U'1C = π3

∫

π +α 6 E π − +α 6

6 cos θdθ =

Vu le couplage, on a E =

3 6E cos α ≡ U1C cos α π

avec

U1C =

3 6 E π

3 6 nU nU , ce qui, reporté dans U1C donne U1C = π 3 3

soit

U1C =

3 2 nU π

3 2 0,3 ⋅ 400 ⋅ 103 soit U1C = 162kV π 2)a) Intervalles de conduction − Allures de u2, i1, i3 et i's1

A.N.: U1C =

La démarche est la même qu'au 1) sauf que la conduction naturelle pour T1 commence à zéro ( puisqu'il s'agit i −i d'un montage série ). Par ailleurs, i's1 = 1 3 ( Cf. exercice 3 pour la démonstration de cette relation ). 3 b) Justification Bien qu'on parle d'un montage parallèle et d'un montage série, les deux ponts redresseurs sont identiques, la différence se situant uniquement au niveau du couplage des enroulements au secondaire u12 e'1 du transformateur. Par contre, Cf. diagramme vectoriel ci-contre, cette différence de e1 30° u'12 couplage entraîne un déphasage de 30° entre les tensions composées alimentant chacun des deux ponts. Comme, vu les relations entre les rapports de nombres de spie2 e'2 res ( rappel: n' = 3 n ), ces tensions ont même valeur crête, il s'ensuit que u1 et u2 u12 = e1 − e2 sont identiques au décalage de 30° près, ce qui entraîne par ailleurs que leurs valeurs u'12 = −e2' moyennes sont égales, donc que U'2C = U'1C. 3)a) Allures de u et de iL1 Vu la mise en série, u = u1 + u2. En ce qui concerne le courant, comme is1 et i's1 sont à valeur moyenne nulle, on a simplement iL1 = n⋅is1 + n'⋅i's1 = 0,3⋅is1 + 0,3⋅ 3 i's1, soit iL1 = 0,3⋅is1 + 0,52⋅i's1. Pour le tracé, on peut remarquer que, vu les différents axes de symétrie de ces courants, il suffit d'étudier l'intervalle [π/6;2π/3], puis d'en déduire le reste de la courbe compte tenu de ces symétries. I π π I ⇒ i L1 = 0,52 C = 0,173I C ≤ θ ≤ : is1 = 0 i's1 = C 3 3 6 3 I π π IC ⇒ i L1 = 0,3I C + 0,52 C = 0,473I C ≤ θ ≤ : is1 = IC i's1 = 3 3 3 2 2I π 2π 2I : is1 = IC i's1 = C ⇒ i L1 = 0,3I C + 0,52 C = 0,647I C ≤θ≤ 3 2 3 3 b) Expression de U'C u = u1 + u2 ⇒ U'C = U'1C + U'2C. Comme U'1C = U'2C, on a U'C = 2U'1C = 2U1Ccosα ≡ UCcosα avec UC = 2U1C, soit

UC =

6 2 nU π

Corrigé de l'exercice 11 − page 2/3

A.N.: UC = 2⋅162⋅103 soit

UC = 324kV

c) Relation entre ϕ1 et α Le fondamental étant centré sur iL1, on voit sur le tracé que le déphasage entre iL1 et e1 ( ou e'1 ) est égal à α. Comme cette tension est en phase avec v1, il vient immédiatement ϕ1 = α d) Expressions de Pa et de Qa ⎧ Pa = 3VI1 cos ϕ1 = 3UI1 cos ϕ1 ⎪ ⎨Q a = Pa tan ϕ1 ⎪ϕ = α ⎩ 1

⇒

Pa = 3 UI1cosα Qa = 3 UI1sinα

e) Expression de I1

⎧ 6 2 nU cos α I C ⎪ P = U' C I C = π ⎨ ⎪P = P = 3UI cos α a 1 ⎩ P 500 ⋅ 106 A.N.: I C = = U'C 300 ⋅ 103

I1 =

2 6 0,3 1670 π

soit

6 2 nU cos α I C = 3UI1 cos α π

⇒

soit

IC = 1670A

I1 = 781A

soit

I1 =

2 6 nI C π

⎛ 300 ⋅ 103 ⎞ ⎛ U' ⎞ α = arccos⎜ C ⎟ = arccos⎜ ⎟ ⎝ UC ⎠ ⎝ 324 ⋅ 103 ⎠

Qa = 3 400⋅103⋅781sin22,2 soit

soit

α = 22,2°

Qa = 204MVAR

Calculs de IL1, Sa et Da I1 =

(

)

2 2 + 3 0,3 ⋅ 1670 3

soit

IL1 = 790A

Da = Sa ² − Pa ² − Qa ² = 547² − 500² − 204² ⋅ 103

Sa = 3 U⋅IL1 = 3 400⋅103⋅790 soit soit

Sa = 547MVAR

Da = 87MVA

f) Structure de chaque branche Chaque branche est parcourue par un courant de valeur moyenne IC/3 = 560A, de valeur efficace IC/ 3 = 964A et de valeur crête IC = 1670A. Les valeurs limites actuelles pour un thyristor étant de l'ordre de 2kA, il est inutile d'envisager une mise en parallèle. La d.d.p. maximale aux bornes de chaque branche est de E 6 , soit nU 2 / 3 = 170kV. Comme les valeurs maximales actuelles pour un thyristor sont de 3 à 6kV, il faut utiliser un groupement en série. En prenant, par exemple, de l'ordre de 3kV par thyristor, chaque branche sera donc constituée par la mise en série de 60 thyristors ( avec tout ce qui s'ensuit comme dispositifs d'équilibrages statique et dynamique des tensions et le circuit de commande simultané adéquat ).

Corrigé de l'exercice 11 − page 3/3

u

T3

T1

T2

T'2

u1

T3

T'3

T1

T'1

T'2

e1

e2

e3

T1

T2

T3

e1

θ T3 T'2

u2 −e'2

T'3 e' 1

−e'3

T'1 e' 2

−e'1

T1 T'2

e' 3

−e'2

T'3 e' 1

θ

is1 IC

θ −IC i1 i3 is'1 IC

θ −IC iL1 IC

fondamental

θ −IC

Corrigé de l'exercice 12 − page 1/1

1) Tracé du schéma opérationnel 1/Cp Celui-ci ( Cf. ci-contre ) s'obtient en remplaçant les fonctions du temps par des fonctions de p, le condensateur par une impédance 1/Cp et en conservant tel quel le résisE(p) R V(p) tor. D'autre part, l'association de la tension continue E et de l'interrupteur est équivaE lente à un générateur de tension en échelon d'amplitude E. On a donc E( p) = . p 2) Expressions de V(p) et de v(t) 1/Cp et R formant un diviseur potentiométrique, il vient immédiatement V( p) = avec τ = RC,

V( p) =

R R+ 1

Cp

E RCp E = , soit, p RCp + 1 p

τ E τp + 1

Les tables de transformées usuelles ne fournissant que celle correspondant à E , d'où on déduit le dénominateur par τ, soit V( p) = p + 1τ

1 , on divise le numérateur et p+a

t τ v( t ) = E e −

3) Allure de v(t) − Justification des valeurs initiale et finale v(t) est une exponentielle décroissant avec la constante de temps τ entre les valeurs E et 0, son évolution est donc celle représentée ci-contre. Ses valeurs initiale et finale se retrouvent de la façon suivante: Initialement, le condensateur est déchargé. Comme la tension v1(t) ne peut pas subir de discontinuité, celle-ci reste nulle après la fermeture de l'interτ t rupteur. Toute la d.d.p. E est donc reportée aux bornes du résistor, ce qui entraîne v(0) = E. Lorsque l'évolution est terminée, le condensateur est chargé et le courant qui le traverse est nul. La tension v(t) = Ri(t) l'est donc également, d'où v(∞) = 0.

v(t) E

Corrigé de l'exercice 13 − page 1/2

1) Expression de T(p) Le schéma opérationnel peut se représenter comme indiquer ci-contre. En raisonnant dans un premier temps sur les groupements Z1 et Z, il Z( p) Y1 ( p) 1 = + C1p et vient T(p) = avec Y1 ( p) = Z1 ( p) + Z( p) Y1 ( p) + Y( p) R1 1 Y( p) = + Cp . En remplaçant ensuite les admittances par leurs exR V(p) 1 + C1p 1 1 + R1C1p R1 pressions, on a T(p) = , = 1 1 R1 + R R 1 + + (C1 + C) p + (C1 + C) p R1 R R 1R

R1 1/C1p Z1(p) E(p) Z(p) R 1/Cp

T(p) =

soit, finalement

R 1 + R1C1p R R 1 + R 1 + 1R C + C p ( 1 ) R1 + R

2) Expressions de K, τ1 et τ2

K=

Par identification, il vient immédiatement

R R1 + R

τ1 = R1C1 τ 2 =

R 1R (C1 + C) R1 + R

3) Réponse à un échelon de tension ⇒

V(p) = T(p)⋅E(p) avec E(p) = E/p

V( p) = K

τ1p + 1 E . τ2 p + 1 p

τ1 p + 1 1 τ −τ 1 τ −τ 1 Or, = + 1 2 = + 1 2 . D'où ( τ 2 p + 1)p p τ 2 p + 1 p τ 2 p + 1 τ 2

⎛ τ −τ − t ⎞ v( t ) = KE⎜ 1 + 1 2 e τ 2 ⎟ ⎟ ⎜ τ2 ⎠ ⎝

Allure de v(t) t ⎛ − ⎞ τ τ2 = 0,5τ1: v( t ) = KE⎜ 1 + e 2 ⎟ ⎟ ⎜ ⎠ ⎝ v(t) 2KE

KE τ2

⎛ 1 −t ⎞ τ2 = 2τ1: v( t ) = KE⎜ 1 − e τ2 ⎟ ⎟ ⎜ 2 ⎠ ⎝ v(t)

τ2 = τ1: v(t) = KE v(t)

KE

KE

τ2

KE/2 t

t

t

4) Expression de T(jω) − Diagrammes T(jω) = T(p) pour p = jω ⇒

T( jω ) = K

1 + jτ1ω 1 + jτ 2ω

A.N.: T( jω ) = 0,1

1 + j0,01ω 1 + j0,1ω

jω T( jω ) = 0,1 100 jω 1+ 10 1+

soit

Pour les tracés, on commence par représenter les diagrammes correspondants à chacune des fonctions

Corrigé de l'exercice 13 − page 2/2

1 jω et puis on effectue leur somme pour obtenir G et ϕ. On rappelle que: jω 100 1+ 10 ¾ Une constante positive A donne une horizontale à 20logA et un argument nul

élémentaires 0,1, 1 +

¾ Un terme de type 1+jω/ω0 donne • un gain nul jusqu'à ω = ω0 puis croissant à 20dB/décade ensuite • un argument que l'on approxime ici de la façon suivante: nul jusqu'à ω = ω0/10, croissant à 45°/décade jusqu'à ω = 10ω0 et égal à 90° ensuite. ¾ Un terme de type 1/(1+jω/ω0) donne les courbes symétriques des précédentes par rapport à l'origine.

G 20

1+

1

10

100

jω 100

logω

1000

−20

0,1

−40

1 jω 1+ 10

ϕ 90

1+

1

−90

10

100

jω 100

logω

1000

1 jω 1+ 10

Corrigé de l'exercice 14 − page 1/2

1) Expression de T(p) On suppose évidemment que l'amplificateur opérationnel est parfait. Comme il fonctionne dans son domaine linéaire, le potentiel de l'entrée − est égal à celui de l'entrée +, donc à E(p) ( Cf. schéma opérationnel ci-contre ). En appliquant alors le théorème de Millmann à cette entrée, on a

R 1/Cp − 1/9Cp

d'où

E(p) E(p)

V( p ) =

∞

+

V( p ) + CpV( p) 1 + RCp E ( p) = R V( p) = 1 RCp + 1 10 9Cp + + Cp R

V(p)

1 + 10RCp E ( p) 1 + RCp

ce qui entraîne, avec τ = RC,

T(p) =

1 + 10τp 1 + τp

2)a) Expression de T(jω) − Diagrammes T(jω) = T(p) pour p = jω

⇒

T( jω ) =

1 + j10τω 1 + jτω

On se reportera à l'exercice 13 pour le reste des

différentes justifications. Signalons simplement que les pulsations caractéristiques ω0 valent ici respectivement 1/10τ ( soit 0,1/τ ) et 1/τ. G 1 + j10τω

20

0,01 τ

0,1 τ

1 τ

−20

1 1+ jτω

ϕ

1 + j10τω

90

0,01 τ −90

logω

10 τ

0,1 τ

1 τ

logω

10 τ 1 1+ jτω

Corrigé de l'exercice 14 − page 2/2

b) Expression de s(t) S(p) = T(p)⋅E(p) avec E(p) = E/p

⇒

S( p) =

10τp + 1 E τp + 1 p

or

t ⎛ − ⎞ s( t ) = E⎜⎜ 1 + 9e τ ⎟⎟ ⎠ ⎝

Allure de s(t) s(t) 10E

E

τ t

10τp + 1 1 1 9τ 1 9 = + = + τp + 1 p p τp + 1 p p + 1 τ

d'où

Corrigé de l'exercice 15 − page 1/2

1) Expression de T(p) L'amplificateur étant monté en suiveur, le potentiel de l'entrée + est égal à celui de la sortie, d'où le schéma cicontre. En appliquant les lois aux nœuds à cette entrée et au 1/Cp point où aboutit V(p), il vient − ∞ R E(p)

R

V(p)

S(p)

⎧ V( p) − E( p) V( p) − S( p) V( p) − S( p) + + =0 ⎪ R R 1 Cp ⎪ ⎨ ⎪ S( p) − V( p) + S( p) = 0 ⎪⎩ R 1 Cp

+ S(p)

1/Cp

L'élimination de V(p) entre les deux relations conduit à [(1 + RCp)(2 + RCp) − (1 + RCp)]S(p) = E(p) dont on déduit

T(p) =

1 ( RCp + 1)²

soit

T(p) =

1 ( τp + 1)²

en posant τ = RC

2)a) Expression de T(jω) − Diagrammes On procède comme dans les exercices 13 et 14. G

T( jω ) =

0,1 τ

1 (1 + jτω )²

1 τ

10 τ logω

−20

−40 ϕ 0,1 τ

1 τ

10 τ logω

−90 −180

b) Expression de s(t) S(p) = T(p)⋅E(p) avec E(p) = E/p

⎛1 1 1 1 ⎞ S( p) = E⎜ − − ⎟ ⎝ p τ ( p + 1 τ) ² p + 1 τ ⎠

⇒

S( p) =

1 E ( τp + 1)² p

dont on déduit

or

1 1 1 τ τ = − − ( τp + 1)² p p ( τp + 1)² τp + 1

t ⎡ − ⎛ t ⎞⎤ s( t ) = E ⎢1 − e τ ⎜ + 1⎟ ⎥ ⎝ τ ⎠⎥ ⎢⎣ ⎦

d'où

Corrigé de l'exercice 15 − page 2/2

Valeurs aux limites s(0) = 0

s(∞) = E

Utilisation des théorèmes aux limites ⎛ E⎞ 1 s(0) = lim( pS( p)) = lim ⎜ p ⎟ =0 τp + 1) ² p ⎠ ( ⎝ p → ∞ p→∞ ⎛ E⎞ 1 s( ∞) = lim( pS( p)) = lim ⎜ p ⎟=E τp + 1) ² p ⎠ ( ⎝ p → 0 p→0

Corrigé de l'exercice 16− page 1/1

1) Expression de T(p) R1 R1 R E(p)

V(p)

−

∞

+ 1/Cp

S(p)

Le schéma opérationnel s'établit comme indiqué ci-contre. Le potentiel de l'entrée − étant égal à celui de l'entrée +, soit V(p), il vient, par E( p) R1 + S( p) R1 ⎧ ⎪V( p) = 2 R1 ⎪ application de Millmann ⎨ ⎪V( p) = CpE( p) ⎪⎩ 1 R + Cp

E ( p) + S( p) , ce qui reporté dans la deuxième, donne, après simplifi2 1 − τp 1 − RCp E( p) . On en déduit T(p) = avec τ = RC. cation, S( p) = 1 + τp 1 + RCp

De la première relation, on déduit V( p) =

2)a) Expressions de T(jω), de son module T et de son argument ϕ T(jω) = T(p) pour p = jω ⇒

T( jω ) =

1 − jτω 1 + jτω

Le numérateur de T étant égal au conjugué de son dénominateur, il vient immédiatement

T=1

D'autre part, ϕ est égal à deux fois l'argument du numérateur, donc à 2⋅arctan(-τω). D'où ϕ = −2arctan(τω) b) Expression de s(t) S(p) = T(p)⋅E(p) avec E(p) = E/p

⇒

S( p) =

⎛1 1 − τp E ⎛ 1 2τ ⎞ 2 ⎞ =⎜ − ⎟E ⎟E = ⎜ − 1 + τp p ⎝ p τp + 1⎠ ⎝ p p +1 τ⎠

t ⎛ − ⎞ s( t ) = E⎜⎜ 1 − 2e τ ⎟⎟ ⎠ ⎝

Allure de s(t) s(t) E

τ

t

−E

d'où

Corrigé de l'exercice 17− page 1/1

1) Expression de T(p) 1/Cp 2R R

1/Cp

−

∞

Le schéma opérationnel s'établit comme indiqué ci-contre. Le potentiel de l'entrée − est égal à celui de l'entrée +, soit 0. En appliquant les lois aux nœuds à cette entrée et au point où aboutit V(p), il vient

S( p) ⎧ CpV( p) + =0 ⎪ + ⎪ 2R S(p) ⎨ ⎪ V( p) − E ( p) + V( p) + CpV( p) + Cp( V( p) − S( p)) = 0 ⎪⎩ R R S( p) ⎛ 2 ⎞ E ( p) − CpS( p) = 0 Par élimination de V(p) entre les deux relations, on obtient − ⎜ + 2Cp⎟ − ⎠ 2 RCp ⎝ R R

E(p)

V(p)

R

T(p) = −

d'où, finalement,

RCp ( RCp)² + RCp + 1

2)a) Expression de S(p) S(p) = T(p)⋅E(p) avec E(p) = 1/p et RC = 106⋅10−6 = 1s ⇒

S( p) = −

p 1 1 =− . p² + p + 1 p p² + p + 1

Le discriminant du dénominateur valant −3, il faut mettre celui-ci sous la forme correspondant à la transformée ² ² du produit d'une exponentielle par une fonction trigonométrique, d'où l'expression p + 1 + ⎛⎜ 3 ⎞⎟ suggé2 ⎝ 2⎠

(

)

rée par l'énoncé. Par ailleurs, comme le numérateur est constant, il s'agit de la transformée d'un terme de type 3 , d'où, finalement, eatsin(ωt). On complète donc la modification en y faisant apparaître la pulsation 2 S( p) = −

3

(

2 2 ² ² p + 12 + ⎛⎜ 3 2 ⎞⎟ 3 ⎝ ⎠

)

b) Expression de s(t) − Allure s(t)

Il vient immédiatement

0,1

s( t ) = −

5 −0,1

10

t

t − ⎛ 3 ⎞ 2 E e 2 sin⎜ t⎟ 3 ⎝ 2 ⎠

dont l'allure est représentée cicontre.

Corrigé de l'exercice 18− page 1/2

1) Expression de T(p) Z(p) − R1

E(p) E(p)

En appliquant la démarche suggérée par l'énoncé, et compte tenu du fait que le potentiel de l'entrée − est égal à celui de l'entrée +, le schéma opérationnel R1 S( p) soit est celui indiqué ci-contre. On en déduit E( p) = R1 + Z( p)

∞

+

⎛ Z( p ) ⎞ S( p) = ⎜ 1 + ⎟ E ( p) R1 ⎠ ⎝

S(p)

1 ⎛ 1 ⎞ ⎟ ⎜R + ⎛ ⎞ C1p ⎝ Cp ⎠ RCp + 1 RCp + 1 ⇒ S( p) = ⎜ 1 + = Z( p ) = ⎟ E ( p) d'où, finalement, 1 1 + + R p ( C + C + RC Cp ) ( C C RC Cp ) p ⎝ ⎠ 1 1 1 1 1 +R+ C1p Cp RR1CC1p ² + ( RC + R1C + R1C1 ) p + 1 T(p) = ) p[ RR1CC1p + R1 (C + C1 )]

2)a) Expression numérique ⎧RR CC = 106 ⋅ 367 ⋅ 103 ⋅ 0,7 ⋅ 10−6 ⋅ 0,389 ⋅ 10−6 = 0,0999 ≅ 0,1 ⎪⎪ 1 1 6 3 3 −6 −6 −6 , ⎨RC + R1C + R1C1 = 10 ⋅ 0,7 ⋅ 10 + 367 ⋅ 10 ⋅ 0,7 ⋅ 10 + 367 ⋅ 10 ⋅ 0,389 ⋅ 10 = 1,0997 ≅ 11 ⎪ 3 −6 −6 ⎪⎩R1 (C + C1 ) = 367 ⋅ 10 0,7 ⋅ 10 + 0,389 ⋅ 10 = 0,3997 ≅ 0,4

(

T(p) =

)

, p + 1 p ² + 11p + 10 0,1p ² + 11 = p(0,1p + 0,4) p( p + 4)

or p² + 11p + 10 = (p + 1)(p + 10) d'où

T(p) =

⇒

( p + 1)( p + 10) p ( p + 4)

b) Expression de s(t) S(p) = T(p)⋅E(p) avec E(p) = 1/p

⇒

S( p) =

( p + 1)( p + 10) 5 1 17 1 9 1 = + − 2 p² 8 p 8 p + 4 p ² (p + 4)

s( t ) =

d'où

5 17 9 −4 t t+ − e 2 8 8

c) Diagrammes T(jω) = T(p) pour p = jω ⇒

jω ⎞ ⎛ (1 + jω )⎜ 1 + ⎟ ⎝ 10 ⎠ (1 + jω )(10 + jω ) 10 T( j ω ) = = jω ⎞ jω ( 4 + jω ) 4 ⎛ jω ⎜ 1 + ⎟ ⎝ 4⎠

Les diagrammes sont représentés page suivante. Pour la plupart des justifications, on se reportera aux exercices précédents. Signalons simplement ici les points suivants: − 20log(10/4) ≅ 8dB. − La pulsation 4 a pour abscisse 5log4 ≅ 3cm à partir de la pulsation 1. − Le terme 1/jω donne un gain uniformément décroissant à –20dB/décade et un argument de −90°. − On peut retrouver directement les valeurs limites lorsque ω tend vers l'infini. En effet, la transmittance tend alors vers 1, ce qui correspond à G = 0 et à ϕ = 0.

Corrigé de l'exercice 18− page 2/2

G

1 + jω

40

1+

jω 10

20

10 4

0,1

1

4

10

logω

100

−20 1 jω 1+ 4

1 jω ϕ 90

1+

1 + jω

0,1

1

4

10

−90

logω

100

1 jω 1+ 4

jω 10

1 jω

Corrigé de l'exercice 19− page 1/2

1) Allure de u(t) − Expression de UC u E

H

D

αT

H

T

t

u = E lorsque H est passant et u = 0 lorsque D conduit. Comme le courant est ininterrompu, la conduction de D dure pendant tout l'intervalle [αT;T], l'allure de u est donc celle représentée ci-contre. EαT 1 αT UC = Edt = ⇒ UC = αE T 0 T

∫

Relation liant E, E' et α La valeur moyenne de la tension aux bornes d'une inductance étant nulle, on a UC = E', d'où

E' = αE

2) Expression de i et de I1 Dans tous les cas u = L

di E − αE di dont on = + E ' . Entre 0 et αT, u = E. D'autre part, E' = αE. Il vient donc dt L dt

E(1 − α ) t + A . La constante d'intégration A se détermine à partir de la condition initiale i(0) = I0. On L E(1 − α ) i= t + I0 obtient sans difficulté A = I0, d'où L déduit i =

I1 =

I1 = i(αT) ⇒

E(1 − α ) αT + I 0 L

3) Nouvelle expression de i −αE t + B , où B se déduit de la condiL E(1 − α ) −αE αE αT + B = αT + I 0 , ce qui donne B = tion de continuité i(αT) = I1, soit T + I 0 . Il vient donc L L L αE αE i=− t+ T + I0 finalement L L

On a maintenant u = 0. La même démarche que ci-dessus conduit à i =

Valeur de i(T) i(T) = −

αE αE T+ T + I0 L L

⇒

i(T) = Ι0

En fait, ceci est obligé, car en régime permanent toutes les grandeurs sont périodiques, de période T. Il est cependant utile de faire cette vérification car elle permet de contrôler que les calculs sont justes ( voir également à ce propos la remarque à la fin de la prochaine question ). 4) Allure de i − Expression de IC i I1 I0 αT

T

t

Vu ce qui précède, l'évolution de i est linéaire, croissante entre 0 et αT et décroissante ensuite, d'où son allure, représentée ci-contre. Pour déterminer l'expression de sa valeur moyenne, il est plus rapide ici de raisonner en termes d'aire comprise entre i et l'axe des abscisses, rapportée à la période T. En notant S cette aire, on a I +I I −I I +I S = TI 0 + T 1 0 = T 0 1 , d'où I C = 0 1 2 2 2

Remarque: A priori, I0 et I1 ne sont pas connus. Dans une étude plus complète, tenant compte en particulier des éléments résistifs du circuit, on utilise la condition i(T) = I0 pour déterminer ces termes. Lorsque, comme c'est

Corrigé de l'exercice 19− page 2/2

souvent le cas dans les exercices de ce genre, on néglige les résistances, il faut se fixer une condition supplémentaire pour résoudre totalement le problème. Très souvent, celle-ci porte sur IC, en admettant implicitement que cette dernière est imposée de façon externe, ce qui est le cas, par exemple, si la charge ( caractérisée ici par la seule f.é.m. E' ) est une machine à courant continu, pour laquelle la valeur moyenne du courant est forcée par E(1 − α ) αT + I 0 et le couple moteur à fournir. Ceci permet, ensuite, de déduire I0 et I1 des deux relations I1 = L I +I I C = 0 1 ( Cf. par exemple les exercices 20 et 23 ). 2 5)a) Expression de IC0 I0 étant nul, on a IC0 = I1/2, soit, compte tenu de l'expression de I1 ( et toujours de I0 = 0 ),

I C0 =

E(1 − α )αT 2L

b) Tracé de la courbe IC0(α) IC0

Vu l'expression de IC0, il s'agit d'une portion de parabole passant par les points [0;0] et [1;0]. Le maximum est donc forcément au milieu ( ce qu'on pourrait aussi retrouver par un calcul classique de dérivée ), d'où ses coordonnées:

courant ininterrompu

IC0M

courant interrompu

0,5

1

α

α = 0,5 I C 0 M =

ET 8L

c) Zone de fonctionnement en courant ininterrompu La courbe IC0(α) est la limite entre les deux modes de fonctionnement. Pour trouver quelle est la bonne zone, on peut se contenter du raisonnement intuitif suivant: l'effet de lissage étant d'autant plus important que le courant est plus élevé; pour une valeur donnée de α, c'est donc pour IC supérieur à IC0 que le montage fonctionnera en courant ininterrompu ( Cf. annotation sur le tracé ).

Corrigé de l'exercice 20− page 1/3

1) Expression de i et de I1 di E di E dont on déduit i = t + A , soit, + v H . Entre 0 et αT, vH = 0. Il vient donc = dt L dt L E i = t + I0 compte tenu de la condition initiale i(0) = I0, L

Dans tous les cas E = L

I1 =

I1 = i(αT) ⇒

E αT + I 0 L

2) Nouvelle expression de i E−V t + B , où B se déduit de la L V E−V E condition de continuité i(αT) = I1, soit αT + B = αT + I 0 , ce qui donne B = αT + I 0 . Il vient donc L L L E−V V i= t + αT + I 0 finalement L L

Tant que D conduit, vH = V. La même démarche que ci-dessus conduit à i =

3)a) Relation entre V, E et α i(T) = I0 ⇒

E−V V T + αT + I 0 = I 0 L L

soit E − V + Vα = 0 qu'on peut écrire sous la forme

V=

E 1− α

b) Allure de i − Expression de IC i I1 I0 αT

T

t

i croît linéairement entre 0 et αT. Pour que ce courant puisse redescendre à I0 au temps T, il faut obligatoirement qu'il décroisse sur l'intervalle [αT;T] ( donc que V soit supérieur à E, ce que confirme bien le résultat obtenu à la question précédente ). Le courant présente donc l'allure ci-contre. Cf. calcul identique fait dans I +I l'exercice 19, on en déduit I C = 0 1 2

c) Expression de ∆i Cf. question 1), I1 =

E αT + I 0 L

On en déduit

I1 − I 0 =

E αT L

soit

∆i =

E αT L

d) Expressions de I0 et de I1 Ces deux termes sont solutions du système

⎧I1 − I 0 = ∆i ⎪ ⎨ I 0 + I1 ⎪⎩ 2 = I C I0 = IC −

∆i 2

qui se résout sans difficulté pour donner

I1 = I C +

∆i 2

N.B.: On pourrait aussi raisonner graphiquement, à partir de l'allure de i. IC étant la demi-somme des extrémités ∆i et I0 et I1, et l'amplitude crête à crête de i étant, par définition, égale à ∆i, il vient immédiatement I 0 = I C − 2 ∆i I1 = I C + . 2

Corrigé de l'exercice 20− page 2/3

e) Calcul de I0, I1 et V 200 0,25 ⋅ 10−3 = 10A ⇒ −3 5 ⋅ 10 200 V= soit V = 267V 1 − 0,25

I0 = 10 − 10/2 soit

∆i =

I0 = 5A

I1 = 10 + 10/2 soit

I1 = 15A

Tracés des différentes grandeurs i

H

D

H

iH = i quand H conduit et 0 sinon. iD = i quand D conduit et 0 sinon. vH = 0 quand H conduit et V sinon.

D

15

5

iH 15

0,25

1

1,25

t(ms)

5

iD 15

t

5 vH

t

267

t 4)a) Relation liant t1, E, V, α et T V E−V t + αT . L'instant t1 étant défini par i(t1) = 0, il vient L L Et1 E−V V V 0= t 1 + αT , soit t 1 = αT , d'où on déduit V = t1 − αT L L V−E

Avec I0 = 0, l'expression obtenue au 2) s'écrit i =

Corrigé de l'exercice 20− page 3/3

b) Allures de i et de iD − Relations entre les grandeurs i I1

Compte tenu du fait que i = 0 entre t1 et T, le tracé s'établit comme indiqué ci-contre.

iD

αT

t1

T

T + αT t

αT

t1

T

T + αT t

IDC s'obtient en raisonnant à nouveau en termes d'aire ramenée à la période: I E 1 E S = ( t 1 − αT) 1 avec I1 = αT ⇒ I DC = ( t 1 − αT) αT L 2L T 2 αE I DC = ( t 1 − αT) soit 2L

I1

t 1 = αT +

d'où on déduit

2 LI DC αE

e) Expression de V

V=

Et1 t1 − αT

t 1 = αT +

2 LI DC αE

⇒

V=

E(αT + 2 LI DC αE ) 2 LI DC αE

soit

⎛ α²TE ⎞ V = E⎜ 1 + ⎟ ⎝ 2 LI DC ⎠

Application Le courant reste interrompu tant que t1 est inférieur à T. IDCM correspond donc à la valeur de IDC pour laquelle t1 αE 0,25 ⋅ 200 est égal à T. On a donc I DCM = (T − αT) soit IDCM = 3,75A = 10 −3 − 0,25 ⋅ 10−3 L 5 ⋅ 10−3

(

)

⎛ 0,25² ⋅ 10 −3 ⋅ 200 ⎞ ⎛ 1,25⎞ Numériquement, V = 200⎜ 1 + = 200 ⎟ ⎟ . Pour IDC = IDCM, on retrouve bien évidemment ⎜1 + 2 ⋅ 5 ⋅ 10 −3 I DC ⎠ ⎝ I DC ⎠ ⎝

la valeur 267V obtenue lors de l'étude en courant ininterrompu, V restant constant et égal à cette valeur pour IDC ≥ IDCM. La courbe correspondante est représentée ci-dessous. V 867 750

500 courant interrompu

courant ininterrompu

267

0,375

1

2

3

3,75 4

IDC

Corrigé de l'exercice 21− page 1/2

1)a) Expressions de uL H conduit: uL = E D conduit: uL = −VC b) Expression de VC ULC = 0

⇒

1 αT 1 T − VC dt = 0 Edt + T 0 T αT

∫

∫

soit

E V αT − C (T − αT) = 0 T T

d'où

VC =

α E 1− α

2)a) Expression de iL et de I1 Dans tous les cas u L = L

di L E di E . Entre 0 et αT, uL = E. Il vient donc L = dont on déduit i L = t + A . Or ce dt L dt L

courant est interrompu, ce qui veut dire qu'il s'annule et reste nul pendant un certain temps à l'intérieur d'une période. Comme iL est croissant entre 0 et αT ( sa dérivée étant positive ), son annulation ne peut se produire qu'entre αT et T. Comme iL est forcément décroissant sur cet intervalle, on aura en particulier iL(T) = 0, donc E iL(0) = 0, vu sa périodicité. On en déduit que A = 0 et que i L = t L I1 =

I1 = iL(αT) ⇒

E αT L

b) Nouvelle expression de iL − VC t + B , où B se déduit de la L − VC E E V condition de continuité iL(αT) = I1, soit αT + B = αT , ce qui donne B = αT + C αT . Il vient donc L L L L E + VC V iL = − C t + αT finalement L L

On a maintenant uL = −VC. La même démarche que ci-dessus conduit à i L =

Expression de VC iL(t1) = 0

⇒

0=−

E + VC VC t1 + αT L L

c) Allure de i − Expression de IC iL I1

i

αT

t1

T

T + αT t

d'où on déduit VC =

i = iL quand D conduit et 0 sinon. Les allures de iL et de i sont repréE sentées ci-contre ( rappel: I1 = αT ). L Pour obtenir IC, on raisonne comme habituellement en termes d'aire rapportée à la période: S = ( t 1 − αT)

I1

αT

t1

T

αT E t 1 − αT

I1 E = ( t 1 − αT) αT , d'où 2 2L

I C = ( t1 − αT)

αE 2L

T + αT t

d) Nouvelle expression de IC

VC =

αT E t 1 − αT

⇒

t1 − αT = αT

E VC

ce qui, reporté dans l'expression de IC donne

IC =

E ²T α² 2 LVC

Corrigé de l'exercice 21− page 2/2

Calcul de αM La limite du courant interrompu est telle que t1 = T. Dans ce cas, VC =

αM V = C 1− α M E

soit

αM =

VC 8 = E + VC 10 + 8

d'où

αT α E= E . On en déduit T − αT 1− α

αM = 0,444

Tracé de la courbe

10² ⋅ 50 ⋅ 10−6 α² = 3,13α² . Il s'agit donc d'une 2 ⋅ 100 ⋅ 10−6 ⋅ 8 portion de parabole ( Cf. ci-contre − IC(αM) = 0,617A ).

IC

Numériquement, I C =

0,617 0,5

N.B.: Cette courbe est tracée dans l'optique d'un débit sur f.c.é.m. On peut aussi envisager le cas d'une régulation de la tension VC. Dans cette hypothèse, il faudrait plutôt tracer la courbe α = f(IC), qui jouerait alors le rôle de caractéristique de réglage.

0,25

0,25

0,444

α

Corrigé de l'exercice 22− page 1/3

1) Valeurs de v1 et de i2 − Expression de i1 H passant ⇒

v1 = E

Vu le sens des enroulements du transformateur, v2 est négatif, donc la tension anode-cathode v2 − V aux bornes de D est également négative. De ce fait, la diode D est bloquée, ce qui entraîne i2 = 0 Ceci, reporté dans la première équation du transformateur donne E = L1

di1 , dont on déduit dt

i1 =

E t+A L1

2) Valeurs de v2 et de i1 − Expression de i2 D conduit ⇒

v2 = V

H fonctionnant en commutation forcée, cet interrupteur est bloqué entre αT et T, d'où De même, ceci, reporté dans la deuxième équation du transformateur donne V = − L2

i2 = −

i1 = 0 di 2 , dont on déduit dt

V t+B L2

3)a) Valeurs de i1(0) et de A − Expression de I1 Vu le fonctionnement en démagnétisation complète, tous les courants sont nuls juste avant l'amorçage de H. On a donc Rϕ = N1⋅0+N2⋅0 = 0, d'où ϕ = 0. Juste après amorçage, i2 reste évidemment nul. Par conséquent, à cet instant, on aura Rϕ = N1⋅i1(0). Or, la conservation du flux implique que ϕ reste nul. Il vient donc i1(0) = 0 A=0

Ceci, reporté dans l'expression de i1 obtenu au 1) entraîne De ce fait, on a i1 =

E t , d'où L1

I1 =

E αT L1

b) Expression de i2(αT) Juste avant le blocage de H, Rϕ = N1⋅I1, juste après, Rϕ = N2⋅i2(αT). ϕ se conservant, il vient N1⋅I1 = N2⋅i2(αT),

i 2 (αT) =

soit

N1 I1 N2

Allure de i2 − Expression de I2C i2 N1 I1 N2

αT

t1

T

T + αT t

i2 décroît linéairement entre i2(αT) et 0 sur l'intervalle [αT;t1] et vaut 0 sur le reste de la période. Son allure est donc celle représentée ci-contre. Toujours en raisonnant en termes de surface, on t − αT N1 N I I1 a I 2 C = ( t1 − αT) 1 1 T , soit I 2 C = 1 2T N 2 N2 2

c) Expression de v1 i1 = 0 ⇒

di 2 ⎧ ⎪⎪v1 = M dt ⎨ ⎪v 2 = − L2 di 2 ⎪⎩ dt

d'où

⎛ v ⎞ M v1 = M ⎜ − 2 ⎟ = − v2 L2 ⎝ L2 ⎠

D'autre part, v2 = V. Il vient donc finalement

v1 = −

N1 V N2

or

M M L1 N 2 ⎛ N 1 ⎞ ² N 1 = = ⎜ ⎟ = L 2 L1 L2 N 1 ⎝ N 2 ⎠ N2

Corrigé de l'exercice 22− page 2/3

Allure de v1 − Expression de t1 − αT v1 E

Vu les expressions obtenues précédemment pour v1 et le fait que v1 = 0 entre t1 et T, son allure est celle représentée ci-contre. αT

−

t1

T + αT t

T

N1 V N2

V1C = 0 ⇒

1 αT 1 Edt + T 0 T

∫

∫

t1 αT

E 1 N1 αT − V( t 1 − αT) = 0 T T N2

−

N1 Vdt = 0 N2

d'où

soit

t 1 − αT =

N 2 EαT N1 V

d) Expression de I2C t 1 − αT N1 ⎧ ⎪I 2 C = 2T N I1 Eα N EαT N1 ⎪ 2 I1 ⇒ I 2C = 2 I1 soit I 2 C = ⎨ V 2 α N E T 2 N TV N 2 1 2 ⎪t 1 − αT = ⎪⎩ N1 V E ²T E I 2C = α² αT . On a donc finalement Or, I1 = 2 VL1 L1 e) Calcul de t1 − Tracé des courbes t 1 = αT +

N 2 EαT 1 300 ⋅ 0,45 ⋅ 10−5 soit = 0,45 ⋅ 10−5 + N1 V 60 5

t1 = 9µs

Les tracés sont représentés page suivante, compte tenu des éléments suivants: N1 V = 60 ⋅ 5 = 300V ¾ N2 ¾ vH = 0 quand H conduit, vH = E − v1 = 300 − (−300) = 600V quand D conduit et vH = E = 300V quand D est bloquée. 300 ¾ I1 = 0,45 ⋅ 10−5 = 0,675A i 2 (αT) = 60 ⋅ 0,675 = 40,5A −3 2 ⋅ 10

Caractéristique de réglage Cf. d), α =

2 VL1 I 2C = E ²T

2 ⋅ 5 ⋅ 2 ⋅ 10 −3 I 2 C = 0,149 I 2 C . La courbe est représentée ci-dessous. 300² ⋅ 10−5

α 0,5

0,25

5

10 I2C

Corrigé de l'exercice 22− page 3/3

v1 400 200 5

10

t(µs)

5

10

t(µs)

5

10

t(µs)

5

10

t(µs)

−200 −400

vH 600 400 200

i1 1 0,5

i2 40 20

Corrigé de l'exercice 23− page 1/3

1) Allure de u(t) − Expression de UC u u = E entre 0 et αT et u = −E entre αT et T, ce qui conduit à l'allure représentée ciE contre. T ⎤ EαT − E(T − αT)) 1 ⎡ αT αT T t U C = ⎢ Edt + − Edt ⎥ = soit UC = (2α − 1) E T⎣ 0 T αT ⎦ −E

∫

∫

Expression de E' La valeur moyenne de la tension aux bornes de L étant nulle, on a UC = E', d'où

E' = (2α − 1)E

2) Expression de i, I1 et ∆i Dans tous les cas, u = L

di E − (2α − 1) E di di = dont + E ' = L + (2α − 1) E . Entre 0 et αT, u = E. Il vient donc dt L dt dt

2(1 − α ) E t + A . La constante d'intégration A se détermine à partir de la condition initiale i(0) = I0. L 2(1 − α ) E i= t + I0 On obtient sans difficulté A = I0, d'où L

on déduit i =

I1 = i(αT) ⇒

2(1 − α ) E αT + I 0 L

I1 =

∆i = I1 − I0

⇒

∆i =

2(1 − α ) E αT L

3) Nouvelle expression de i − Vérification −2αE t + B , où B se déduit de la conL 2(1 − α ) E −2αE 2E αT + B = αT + I 0 , ce qui donne B = dition de continuité i(αT) = I1, soit αT + I 0 . Il vient L L L 2αE 2αE T + I0 t+ i=− donc finalement L L

On a maintenant u = −E. La même démarche que ci-dessus conduit à i =

i( T) = −

2αE 2αE T + I0 T+ L L

⇒

i(T) = Ι0

4) Allure de i − Expression de IC i I1 I0 αT

T

t

Vu ce qui précède, i croît linéairement de I0 à I1 sur l'intervalle [0;αT] et décroît linéairement de I1 à I0 sur l'intervalle [αT;T]. En supposant I0 et I1 positifs, son allure est donc celle représentée ci-contre. Toujours en raisonnant en termes d'aire I +I I −I I +I rapportée à la période, on a S = TI 0 + T 1 0 = T 0 1 , d'où I C = 0 1 2 2 2

5) Expressions de I0 et de I1 De

⎧I1 − I 0 = ∆i ⎪ ⎨ I 0 + I1 ⎪⎩ 2 = I C

on déduit sans difficulté

I0 = IC −

∆i 2

I1 = I C +

∆i 2

Corrigé de l'exercice 23− page 2/3

Application

∆i =

2(1 − 0,8)200 16 ⋅ 10

−3

0,8 ⋅ 10−3

soit

∆i = 4A

a) Valeurs de I0 et de I1 − Tracés des courbes I0 = IC − 4/2 = IC − 2 I1 = IC + 4/2 = IC + 2 Les valeurs sont regroupées dans le tableau ci-dessous. IC(A) I0(A) I1(A)

10 8 12

0 −2 2

−10 −12 −8

Les allures pour chacun des trois cas sont représentées page suivante. En ce qui concerne les intervalles de conduction, le raisonnement est le suivant: − Entre 0 et αT, H1 est commandé à l'état passant. H1 conduit si i est positif, D1 conduit si i est négatif. − Entre αT et T, H2 est commandé à l'état passant. H2 conduit si i est négatif, D2 conduit si i est positif. On peut noter que, si on raisonne en terme d'interrupteur "global" [H;D], celui-ci est fermé lorsque H est commandé à l'état passant et ouvert sinon. Cet interrupteur est bidirectionnel vis à vis de la conduction mais pas du blocage. En effet, seul le courant dont le sens correspond à la conduction de H peut être coupé par la commande, la diode, elle, fonctionnant en commutation naturelle. b) Points de fonctionnement − Mode de marche UC = (2⋅0,8 − 1)200 = 120V. Le circuit de charge fonctionne en récepteur lorsque le produit UC⋅IC est positif et en générateur si ce produit est négatif ( Cf. ci-dessous ). Générateur ×

−10A

UC 120V

Récepteur ×

10A IC

Corrigé de l'exercice 23− page 3/3

IC = 10A u i

IC = 0

H1

D2

u i

H1

200

200

15

15

10

10

5

5 0,8

1

−5

−10

−10

−15

−15

−200

−200

IC = −10A D1

H2

D1

200 15 10 5 0,8 −5 −10 −15 −200

1

t(ms)

H1

D2 H2 D1

0,8

t(ms)

−5

u i

D1

1

t(ms)

Corrigé de l'exercice 24− page 1/1

1) Relation liant C à KΦ et IC

⎧ ⎪P = CΩ = E 0I C ⎪ ⎨E 0 = KΦn ⎪ πn ⎪Ω = 30 ⎩

⇒ C=

KΦnI C πn 30

soit

C=

30 KΦI C π

Application KΦ =

E0 E = 0 , ce qui conduit au tableau ci-dessous. On laisse au lecteur le soin de tracer la courbe, dont on n 1500

déduit en particulier que, pour IC = 450A, on a KΦ = 0,343V/(tr/min). IC(A)

100

200

300

400

500

600

700

800

900

KΦ(V/(tr/min))

0,103

0,190

0,267

0,323

0,363

0,393

0,413

0,433

0,450

30 0,343 ⋅ 450 π 30 CD = 0,450 ⋅ 900 π CN =

soit

CN = 1474Nm

soit

CN = 3867Nm

2) Relation liant les grandeurs ⎧U'C = RI C + KΦn ⎪ 1 + cos α ⎨ ⎪⎩U'C = U C 2

⇒

UC

1 + cosα = RI C + KΦ n 2

Application UC

1 + cosα = RI C + KΦ n 2

⇒

⎡ 2( RI C + KΦn) ⎤ ⎡ 2(0,035I C + KΦn) ⎤ α = arccos⎢ − 1⎥ = arccos⎢ − 1⎥ UC 1200 ⎣ ⎦ ⎣ ⎦

C = CD au démarrage

Dans ce cas, n = 0 ( la connaissance de KΦ est donc inutile ). Par ailleurs, C = CD ⎡ 2(0,035 ⋅ 900 + 0) ⎤ entraîne IC = ID = 900A. D'où α = arccos⎢ − 1⎥ soit α = 161° 1200 ⎣ ⎦ C = CN pour n = 3000tr/min C = CN entraîne IC = IN = 450A, donc KΦ = 0,343V/(tr/min). On en déduit ⎡ 2(0,035 ⋅ 450 + 0,343 ⋅ 3000) ⎤ α = arccos⎢ − 1⎥ soit α = 42,2° 1200 ⎣ ⎦

Corrigé de l'exercice 25− page 1/1

1) Relation liant U'C, R, IC, k et n La résistance R étant parcourue par le courant IC, il vient immédiatement

U'C = RIC + kn

2)a)Relation entre les grandeurs Dans le quadrant 1, c'est P1 qui conduit. D'autre part, comme la valeur moyenne aux bornes de l'inductance L est nulle, on a U'C = U'1C = UCcosα1. Ceci, combiné avec la relation obtenue au 1), donne UCcosα1 = RIC + kn b) Valeur de α1 ⎛ kn ⎞ ⎛ 0,83 ⋅ 1500 ⎞ RIC étant négligeable, on a UCcosα1 = kn, d'où on déduit α1 = arccos⎜ ⎟ = arccos⎜ ⎟ , soit ⎝ 1500 ⎠ ⎝ UC ⎠

α1 = 33,9° Vitesse de rotation à pleine charge U C cos α1 − RI C U C cos α1 RI C . On peut remarquer que le premier = − k k k 0,022 ⋅ 500 , soit n = 1487tr/min terme correspond à la fréquence de rotation à vide, d'où n = 1500 − 0,83

De UCcosα1 = RIC + kn, on déduit n =

Puissance fournie par le réseau On la note Pf Pf est égale à la puissance fournie par le pont P1. Vu la convention générateur employée pour celui-ci, cette puissance vaut U'1CIC. On a donc Pf = UCcosα1IC = 1500⋅cos33,9⋅500, soit Pf = 623kW 3)a)Relation entre les grandeurs Dans le quadrant 2, c'est P2 qui conduit. La même démarche que précédemment, mais en tenant compte du fait que u2 est pris en sens inverse de u, conduit à U'C = −U'2C = −UCcosα2, d'où −UCcosα2 = RIC + kn b) Valeur de α2 ⎛ RI + kn ⎞ ⎛ 0,022 ⋅ ( −1000) + 0,83 ⋅ 1500 ⎞ De la relation précédente, on déduit α 2 = arccos⎜ C ⎟ = arccos⎜ ⎟ , soit ⎝ ⎠ −1500 ⎝ − UC ⎠

α1 = 145° Puissance restituée au réseau On la note Pr Pr est égale à la puissance absorbée par le pont P2. Vu la convention récepteur employée pour celui-ci, cette puissance vaut U'2CIC. On a donc Pr = UCcosα2IC = 1500⋅cos145⋅(−1000), soit Pr = 1,22MW 4) Calcul de α2 Dans le quadrant 3, c'est toujours P2 qui conduit. Ceci, combiné au fait que RIC peut, à nouveau, être négligé, ⎛ kn ⎞ ⎛ 0,83 ⋅ ( −1500) ⎞ α2 = 33,9° donne −UCcosα2 = kn, soit α 2 = arccos⎜ ⎟ = arccos⎜ ⎟ , d'où −1500 ⎠ ⎝ ⎝ − UC ⎠ N.B.: Cette valeur est égale à celle obtenue au 1) pour α1 car, d'une part, au sens de rotation près, il s'agit du même point de fonctionnement mécanique et d'autre part, les deux ponts sont identiques et alimentés par le même réseau.

Corrigé de l'exercice 26− page 1/1

1) Les différents éléments étant unidirectionnels, leurs possibilités de conduction dépendent du signe du courant instantané. Celui-ci étant supposé parfaitement lissé, il est en permanence égal à sa valeur moyenne, son signe est donc simplement celui de IC. On en déduit les résultats suivants: IC > 0: H1 et D2 conduisent IC < 0: H2 et D1 conduisent N.B.: Ceci ne préjuge en rien des intervalles de conduction effectifs, qui dépendent en plus des moments où les interrupteurs sont commandés à l'état passant. Allure de uL − Relation entre les grandeurs uL Entre 0 et αT, H1est commandé à l'état passant, mais il ne conduit que si IC E − RIC − kn est positif, sinon c'est D1 ( Cf. ci-dessus ). Dans tous les cas, l'interrupteur αT T t "global" [H1;D1] est fermé, ce qui conduit à uL = E − RIC − kn. De la même façon, entre αT et T, c'est [H2;D2] qui est fermé, d'où uL = −RIC − kn. L'allure de uL est donc celle représentée ci-contre. −RIC − kn ULC = 0 ⇒

1⎡ T ⎢⎣

∫

αT

0

( E − RI C − kn)dt +

∫

T

⎤

( − RI C − kn)dt ⎥ = 0 , soit ⎦

αT

( E − RI C − kn)αT − ( RI C + kn)(T − αT)) = 0 T

αE = RIC + kn

d'où, finalement 2) Expression de kT − Application numérique E ' I C knI C ⎧ ⎪⎪C = Ω = Ω knI C 30 ⇒ C= = kI C ⎨ πn π n π ⎪Ω = ⎪⎩ 30 30 30 A.N.: k T = 0,1 ⇒ π

d'où, par identification avec C = kTIC,

kT =

30 k π

kT = 0,955Nm/A

3)a) Relation entre les grandeurs En régime permanent, le couple moteur est égal au couple résistant, d'où

kTIC = Cr + f⋅n²

b) Valeur de IC On déduit immédiatement de ce qui précède que I C =

C r + f ⋅ n ² 2 + 5 ⋅ 10 −6 ⋅ 1500² , soit = 0,955 kT

Valeur de α Cf. 1), α =

RI C + kn 0,5 ⋅ 13,9 + 0,1⋅ 1500 , soit = E 200

c) Nouvelles valeurs de IC et de α IC =

−15 + 5 ⋅ 10−6 ⋅ 500² 0,955

α=

0,5 ⋅ ( −14,4) + 0,1⋅ 500 200

soit

soit

IC = −14,4A α = 0,214

α = 0,785

IC = 13,9A

Corrigé de l'exercice 27− page 1/3

1) Tracé de la courbe K = f(J) K=

K 0,15

E0 E = 0 . Les valeurs sont ren 1500

groupées dans le tableau ci-dessous et la courbe est représentée ci-contre.

0,10

J(A)

K(V⋅min/tr)

0

0

0,2

0,060

0,4

0,100

0,6

0,127

0,8

0,140

1

0,147

0,05

0,5

1 J

2) Equation du couple moteur ⎧CΩ = E ' I = KnI ⎪ πn ⎨ ⎪⎩Ω = 30

⇒

C=

30 KI π

Calcul de CN CN =

30 0,147 ⋅ 20 π

⇒

C N = 28Nm

K étant une fonction croissante de J, et K et I étant indépendants l'un de l'autre, C est maximum lorsque J et I le sont, donc pour J = JN et I = IN. De ce fait, CN est bien le maximum de couple que l'on peut obtenir. 3) Relation entre les grandeurs U = RI + E'

⇒

U = RI + Kn

Corrigé de l'exercice 27− page 2/3

Calcul de U et de Uréf C = CN ⇒ I = IN = 20A J = JN ⇒ K = 0,147V⋅min/tr d'où U = 1⋅20 + 0,147⋅1000 soit

U = 167V

Vu les caractéristiques du convertisseur, U doit être inférieur à 200V. C'est bien le cas ici ( en d'autres termes, ce point de fonctionnement peut effectivement être obtenu ). On a donc U = kUréf, d'où Uréf = 167/20, soit Uréf = 8,35V 4) Calcul de n1 C = CN ⇒ I = IN = 20A et J = JN donc U = 1⋅20 + 0,147n. Comme U est limité à 200V, la valeur maximale de n 200 − 20 , soit n1 = 1225tr/min est donnée par n1 = 0,147 5) Calcul de J et de C n étant supérieur à n1, le fonctionnement se fait à U constant et égal à 200V. D'autre part, pour avoir le couple 200 − 20 180 . Ceci permet de maximum possible, il faut que I = 20A. Il vient donc 200 = 20 + Kn, soit K = = n n 30 calculer K et d'en déduire J d'après la courbe tracée au 1). C, lui, se déduit de C = KI , en remplaçant K par π sa valeur numérique ( ou par 180/n ) et I par 20A. Les résultats sont regroupés dans le tableau ci-dessous. n(tr/min)

1300

1400

1500

K(V⋅min/tr)

0,138

0,129

0,120

J(A)

0,78

0,62

0,53

C(Nm)

26,4

24,6

22,9

6) Courbe Cmax = f(n) Pour n compris entre 0 et 1225tr/min, Cmax = CN = 28Nm. Au-delà, on utilise les résultats de la question précédente. La courbe correspondante est représentée page suivante. 7)a) Courbe Cr = f(n) − Valeur maximale de n Voir page suivante pour le tracé. La vitesse maximale correspond à l'intersection de cette courbe avec la caractéristique Cmax = f(n). On obtient nmax = 1420tr/min Valeurs correspondantes de U et de J L'intersection se produisant dans la zone à U constant, il vient immédiatement

U = 200V

Dans cette zone, K = 180/n, d'où K = 180/1420 = 0,127V⋅min/tr, valeur à laquelle correspond

J = 0,6A

b) Valeurs de J, U et Uréf Imposer n revient ici à imposer C, donc le produit KI. A priori, le point de fonctionnement pourrait être atteint en défluxant la machine. Mais, comme on impose que les pertes Joule d'induit soient minimales, il faut que K soit maximum. Ceci implique − d'une part, que

J = JN = 1A

− d'autre part, que le réglage de la vitesse se fait en agissant sur U par l'intermédiaire de Uréf. On a donc U = 1⋅I + Kn avec K = 0,147V⋅min/tr, n = 1000tr/min et I qui se déduit du couple. Sachant que

Corrigé de l'exercice 27− page 3/3

C = Cr = 1,2⋅10−51000² = 12Nm, il vient I =

π 12 = 8,55A , d'où U = 1⋅8,55 + 0,147⋅1000, soit 30 ⋅ 0,147 U = 156V

Cette valeur est évidemment inférieure à 200V, d'où Uréf = U/k = 156/20 soit Cmax Cr 30

U variable Φ constant

Uréf = 7,8V

U constant Φ variable

Point de fonctionnement

20

10

500

1000

1225

1500 J

Corrigé de l'exercice 28− page 1/4

1)a) Allure de u Dans tous les exercices concernant les onduleurs, nous appelons intervalles de commande les intervalles de temps pendant lequel les interrupteurs sont commandés à l'état passant. L'étude montre qu'en commande complémentaire, ce qui est systématiquement le cas actuellement, l'interrupteur bidirectionnel constitué par l'ensemble [H;D] est fermé pendant tout l'intervalle de commande. La tension de sortie ne dépend donc que de ces intervalles, ce qui permet de la tracer sans prendre en u H1 H'2 H2 H'1 H1 H'2 u1 compte le courant débité. Compte tenu de ceci, on obtient l'allure représentée ci-contre en remarquant que u = E E lorsque H1 et H'2 sont commandés et que u = −E lorsque H2 et H'1 le sont. T 2 −E

T

t

b) Allure de u1 − Calcul de U1 Le tracé de u1 ( Cf. ci-contre ) s'obtient compte tenu du fait que, vu l'allure de u, le fondamental est centré sur la tension et que sa valeur crête vaut 4E/π, soit environ 1,25E. U1 =

4E π

2=

4 ⋅ 200 π 2

soit

U1 = 180V

2)a) Expression de i et de I1 di E di E Dans tous les cas u = L . Entre 0 et T/2, u = E. Il vient donc = , dont on déduit i = t + A , soit, compte dt L dt L E i = t + I0 tenu de la condition initiale i(0) = I0, L I1 = i(T/2) ⇒

I1 =

ET + I0 L2

b) Nouvelle expression de i −E t + B , où B se déduit de la condiL −E T ET E tion de continuité i(T/2) = I1, soit +B= + I 0 , ce qui donne B = T + I 0 . Il vient donc finalement L 2 L2 L

On a maintenant u = −E. La même démarche que ci-dessus conduit à i =

i=−

E E t + T + I0 L L

c) Expression de I0 Vu ce qui précède, l'évolution de i est linéaire, croissante entre 0 et T/2 et décroissante ensuite. Le courant présente donc une forme triangulaire, et sa valeur moyenne vaut (I0 + I1)/2 ( Cf. par exemple exercice 19 ). Or, dans un onduleur, la valeur moyenne de la tension est toujours nulle. Il en est donc de même de celle du ET courant, ce qui entraîne I0 = −I1. Ceci, reporté dans l'expression de I1 trouvée au a), donne − I 0 = + I 0 , soit L2 ET I0 = − L4

Corrigé de l'exercice 28− page 2/4

Allures de u et de i − Intervalles de conduction − Allures de iD1, iH1 et i1 Le tracé de u et de i est immédiat. Les intervalles de conduction s'obtiennent en remarquant que: − sur l'intervalle de commande de H1 et de H'2, H1 et H'2 conduisent si i est positif, D1 et D'2 conduisent si i est négatif − sur l'intervalle de commande de H2 et de H'1, H2 et H'1 conduisent si i est négatif, D2 et D'1 conduisent si i est positif. Par ailleurs, iH1 = i si H1 conduit et iH1 = 0 sinon, iD1 = i si D1 conduit et iD1 = 0 sinon, i1 = i lorsque H1 et H'2 sont commandés à l'état passant et i1 = −i lorsque H2 et H'1 sont commandés à l'état passant. u i D1 D'2 E

H1 H'2

D2 D'1

H2 H'1

D1 D'2

H1 H'2 D2 D'1

I1 T 2

I0

T

3T 2

t

−E iD1 t I0 iH1 I1 t

i1 I1

t I0 3)a) Expressions de Z(jω), de I1 et de ϕ

1 ⎞ ⎛ Z( jω ) = R + j⎜ Lω − ⎟ ⎝ Cω ⎠

Il vient immédiatement

I1 =

U1 Z( jω )

⇒

I1 =

U1 1 ⎞² ⎛ R ² + ⎜ Lω − ⎟ ⎝ Cω ⎠

1 ⎞ ⎛ ⎜ Lω − ⎟ Cω ⎟ ϕ = arctan⎜ R ⎜ ⎟ ⎝ ⎠

b) Valeurs de ω0, T, I1, et vCmax ( vCmax, valeur crête de la tension aux bornes du condensateur ) La résonance est obtenue lorsque I1 est maximum, donc lorsque son dénominateur est minimum. Ce dernier étant égal à la somme de deux carrés, si l'un des deux peut s'annuler, cela correspond forcément au minimum

Corrigé de l'exercice 28− page 3/4

( en d'autres termes, la partie imaginaire est nulle à la résonance, ce qui constitue une autre façon d'écrire la 1 1 1 , d'où ω 0 = , soit ω0 = 1000rad/s condition ). ω0 est donc tel que Lω 0 = = Cω 0 LC 0,1 ⋅ 10 ⋅ 10 −6 2π 2π T= = soit Τ = 6,28ms ω 0 1000 U 180 Vu l'annulation du deuxième terme au dénominateur de I1, on a simplement I1 = 1 = , soit Ι1 = 18A R 10 Comme on admet que le courant se réduit à son fondamental, la valeur efficace VC de la tension aux bornes du I I 18 2 , soit vcmax= 2550V condensateur vaut 1 . On en déduit v C max = 1 2 = Cω 0 Cω 0 10 ⋅ 10−6 ⋅ 100 c) Calculs de I1 et de ϕ ω = 0,95ω0 = 0,95⋅1000 = 950rad/s ⇒

I1 =

180

soit

1 ⎛ ⎞² 10² + ⎜ 0,1⋅ 950 − ⎟ − 6 ⎝ 10 ⋅ 10 ⋅ 950 ⎠

Ι1 = 12,6A

1 ⎛ ⎞ ⎜ 0,1⋅ 950 − ⎟ −6 10 ⋅ 10 ⋅ 950 ⎟ soit ϕ = −45,7° ϕ = arctan⎜ 10 ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ 180 soit Ι1 = 12,9A I1 = 1 ⎞² ⎛ 10² + ⎜ 0,1⋅ 1050 − ⎟ ⎝ 10 ⋅ 10−6 ⋅ 1050 ⎠ 1 ⎛ ⎞ ⎜ 0,1⋅ 1050 − ⎟ −6 10 ⋅ 10 ⋅ 1050 ⎟ soit ϕ = 44,3° ϕ = arctan⎜ 10 ⎜ ⎟ ⎝ ⎠

ω = 1,05ω0 = 1,05⋅1000 = 1050rad/s ⇒

Allures de u et de i − Intervalles de conduction − Régimes de commutation En valeur absolue, les deux déphasages sont voisins de 45°, ce qui correspond à T/8. De même, les valeurs crête IM des courants, égales à I1 2 , sont quasiment égales. Pour les intervalles de conduction, la démarche est identique à celle utilisée précédemment. On obtient donc les tracés suivants. ω = 950rad/s u i E

H1H'2

D1D'2

H2H'1

D2D'1

H1H'2

IM

−IM

3T 8

T 2

T

t

−E Les interrupteurs se bloquant par annulation de courant, on est en présence d'une commutation naturelle.

Corrigé de l'exercice 28− page 4/4

ω = 1050rad/s u i D1D'2 E

H1H'2

D2D'1

H2H'1

D1D'2 H1H'2

IM

−IM

T 8

T 2

T

t

−E Ici, le courant dans les interrupteurs est encore positif au moment du blocage. Par ailleurs, comme le montre l'étude de ce type d'onduleurs, après le blocage, la tension aux bornes des interrupteurs remonte immédiatement à une valeur positive. On ne peut donc avoir, ni blocage par annulation de tension, ni blocage par inversion de tension. De ce fait, les interrupteurs fonctionnent en commutation forcée.

Corrigé de l'exercice 29− page 1/1

1) Allure de u Elle s'obtient en remarquant que u = E lorsque H1 est commandé et que u = −E lorsque H2 l'est. D'autre part, vu l'échelle choisie, une valeur relative de 0,1 correspond à 1cm. Voir à la fin de l'exercice pour le tracé. 2) Valeurs de ∆i/∆t di avec u constant. L'évolution de i est donc linéaire, ce qui permet de confondre la dt ∆i E 100 =± =± , soit dérivée et la pente sur tout l'intervalle où u ne change pas de signe. Il s'ensuit que ∆t L 0,1 ∆i = ±1000 A s ∆t

Dans tous les cas u = L

3) Allure de i − Intervalles de conduction A l'échelle du tracé, la pente de ±1000A/s se traduit par ±200cm/100cm, soit ±2cm/cm. Les intervalles de conduction s'obtiennent par le même raisonnement que dans l'exercice 28: − sur l'intervalle de commande de H1, H1 conduit si i est positif et D1 conduit si i est négatif − sur l'intervalle de commande de H2, H2 conduit si i est négatif et D2 conduit si i est positif. u i

H1 H2 D1 H2 D1

H1

H2 H1 H1 D2 H1

H2 H1 D2 H1 D2

H2

H1 H2

H1 H2

H2 D1 H2

D1 H2 D1

H1

H2 H1 D2

100 15

0,05

0,1

t(s)

−15 −100 N.B.: Pour simplifier, la valeur initiale de i a été fournie par l'énoncé. Si ce n'avait pas été le cas, il aurait fallu effectuer une étude préliminaire, par exemple en esquissant l'allure du courant à partir d'une valeur initiale arbitraire et à utiliser le fait que sa valeur moyenne est nulle pour déterminer i(0).

Corrigé de l'exercice 30− page 1/3

1) Allure des différentes grandeurs H1

H'1

H'2

H2

H3

Pour v1, v2 et v3, on procède comme dans les exercices précédents. On en déduit uRS, en remarquant que cette tension est égale à v1 − v2, ce qui conduit au tracé cicontre, qui regroupe l'ensemble des résultats.

H1 H'2

H'3

H3

v1 E

2) Expressions et allure de vR v2 E

T/2

v3 E

On se laisse ici guider par le résultat: uRS = vR − vS ⇒ vS = vR − uRS uRT = vR − vT ⇒ vT = vR − uRT Ces deux relations, reportées dans vR + vS + vT = 0, donnent t vR + vR − uRS + vR − uRT = 0, d'où on déduit

T

t

T/3

vR =

u12 E

2T/3

t

Or, on a aussi uRS = v1 − v2 et uRT = v1 − v3. Ceci, reporté dans l'expression précédente, conduit à vR =

t −E vR iR D1

2 v1 − v 2 − v 3 3

3) Allure de i − Intervalles de conduction H1

D'1

2E/3 E/3 −E/3 −2E/3

u RS + u RT 3

T/6

H'1

D1

En remarquant que i est sinusoïdal et passe par zéro au temps t = T/6, le tracé est immédiat. Les intervalles de conduction s'obtiennent à nouveau comme dans les exert cices précédents.

4)a) Valeurs de V1C, V2C et V3C Les tensions v1, v2 et v3 étant identiques au décalage près, elles ont la même valeur moyenne. Celle-ci peut E T 2⋅E , soit V1C = V2 C = V3C = s'obtenir en raisonnant en termes d'aires: V1C = V2 C = V3C = 2 T Expressions de v2n(t) et de v3n(t) 2π T ⎞ ⎡ 2π ⎛ T ⎞ ⎤ ⎛ 2π ⎛ T⎞ v 2 n ( t ) = v1n ⎜ t − ⎟ = Vn 2 sin ⎢n t−n ⎟ ⎜ t − ⎟ ⎥ = Vn 2 sin⎜ n ⎝ T ⎝ 3⎠ T 3⎠ ⎣ T ⎝ 3⎠ ⎦ soit

2π ⎞ ⎛ 2π v 2 n ( t ) = Vn 2 sin⎜ n t−n ⎟ ⎝ T 3⎠

4π T ⎞ ⎡ 2 π ⎛ 2T ⎞ ⎤ ⎛ 2π ⎛ 2T ⎞ v 3n ( t ) = v1n ⎜ t − ⎟ = Vn 2 sin ⎢n ⎜ t − ⎟ ⎥ = Vn 2 sin⎜ n t−n ⎟ ⎝ T ⎝ 3⎠ 3 ⎠⎦ T 3⎠ ⎣ T ⎝ soit

4π ⎞ ⎛ 2π v 3n ( t ) = Vn 2 sin⎜ n t−n ⎟ ⎝ T 3⎠

Corrigé de l'exercice 30− page 2/3

Cas n multiple de 3 2π 4π et n sont alors des multiples de 2π, ce qui entraîne l'égalité des trois termes sinusoïdaux. 3 3 On a donc effectivement dans ce cas v1n = v2n = v3n

Les angles n

Cas n non multiple de 3 n=1

2π ⎞ 4π ⎞ ⎛ 2π ⎞ ⎛ 2π ⎛ 2π t⎟ , v 21 ( t ) = V1 2 sin⎜ t − ⎟ et v 31 ( t ) = V1 2 sin⎜ t− ⎟ . Dans ce cas, on a v11 ( t ) = V1 2 sin⎜ ⎝ T ⎠ ⎝ T ⎝ T 3⎠ 3⎠ Ces trois tensions ont même valeur efficace et sont déphasées entre elles de 2π/3 et de 4π/3. Elles forment donc un système équilibré direct, dont une des propriétés est que la somme des tensions instantanées est nulle. n=5

2π ⎞ 4π ⎞ ⎛ 2π ⎞ ⎛ 2π ⎛ 2π On a alors v15 ( t ) = V5 2 sin⎜ 5 t⎟ , v 25 ( t ) = V5 2 sin⎜ 5 t − 5 ⎟ et v 35 ( t ) = V5 2 sin⎜ 5 t − 5 ⎟ . ⎝ T ⎠ ⎝ T ⎝ T 3⎠ 3⎠ Or, 5(2π/3) est égal à 4π/3 modulo 2π et 5(4π/3) est égal à 2π/3 modulo 2π. Les trois expressions précédentes 4π ⎞ ⎛ 2π ⎞ ⎛ 2π v15 ( t ) = V5 2 sin⎜ 5 t⎟ , v 25 ( t ) = V5 2 sin⎜ 5 t − ⎟ se réduisent donc à et ⎝ T ⎠ ⎝ T 3⎠

2π ⎞ ⎛ 2π v 35 ( t ) = V5 2 sin⎜ 5 t − ⎟ . De même, on est en présence d'un système équilibré ( inverse cette fois ) dont ⎝ T 3⎠ la somme instantanée des tensions est à nouveau nulle. D'où, en admettant le résultat pour n quelconque, v1n + v2n + v3n = 0 Remarque: On peut aussi retrouver les résultats précédents de la façon suivante: En notant pour simplifier x = n2π/T et en ne tenant pas compte du terme Vn 2 , commun aux trois, on a

2π ⎞ 4π ⎞ ⎛ ⎛ ⎛ 2 x − n 6π 3 ⎞ ⎛ n 2 π 3 ⎞ ⎛ π⎞ v 2 n + v 3n = sin⎜ x − n ⎟ + sin⎜ x − n ⎟ = 2 sin⎜ ⎟ cos⎜ ⎟ = 2 sin( x − n2 π) cos⎜ n ⎟ ⎝ ⎝ ⎝ ⎠ ⎝ 2 ⎠ ⎝ 3⎠ 3⎠ 3⎠ 2 Or sin(x − n2π) = −sinx et cos(nπ/3) = 0,5 quel que soit n impair non multiple de 3. On a donc v2n + v3n = −v1n, soit v1n + v2n + v3n = 0. A noter que, pour n impair et multiple de 3, cos(nπ/3) vaut −1. La somme peut donc s'écrire 3v1n, ce qui est une des conséquences de l'égalité des trois tensions. b) Décomposition en série de Fourier de vR 2 v1 − v 2 − v 3 1 ⎡ ⎛⎜ E vR = = ⎢2 ⎜ + 3 3⎢ ⎝ 2 ⎣ 1⎡ E E L ⎢E − − + 3 ⎢⎣ 2 2

∞

⎞ ⎛E v1n ⎟⎟ − ⎜⎜ + ⎠ ⎝2 n =1

∑

∞

⎞ ⎛E v 2 n ⎟⎟ − ⎜⎜ + ⎠ ⎝2 n =1

∑

⎞⎤ v 3n ⎟⎟ ⎥ = L ⎠ ⎥⎦ n =1 ∞

∑

∞

⎤ (2 v1n − v2 n − v3n )⎥ ⎥⎦ n =1

∑

∞

soit

vR =

∑ n =1

2 v1n − v 2 n − v 3n 3

On constate effectivement que vR ne comporte pas de termes constants. Par ailleurs: − pour n multiple de 3, comme v2n = v3n = v1n, on a 2v1n − v2n − v3n = 0, d'où vRn = 0 − pour n non multiple de 3, comme −v2n − v3n = v1n, on a 2v1n − v2n − v3n = 3v1n, d'où vRn = v1n ce qui est bien conforme aux affirmations de l'énoncé.

Corrigé de l'exercice 30− page 3/3

Application

2E 2 500 = . Les résulπn πn

Pour n = 3 et n = 9, les harmoniques de vR sont nuls. Pour les autres, on a VRn = Vn = tats sont regroupés dans le tableau ci-dessous. n VRn(V)

1 225

3 0

5 45

7 32,2

9 0

Corrigé de l'exercice 31− page 1/1

1) Allure de i i H H' 1

H2 H'1

2

H1 H'2

I

T 2

T

t

−I

Dans un commutateur, le sens du courant est forcé par la source d'alimentation. Ceci rend inutile l'adjonction de diodes en parallèle inverse sur les interrupteurs et a pour corollaire que les intervalles de commande et de conduction sont confondus. En ce qui concerne le tracé ( voir cicontre ), le raisonnement est le même que pour les onduleurs de tension: i = I lorsque H1 et H'2 conduisent et i = −I lorsque H2 et H'1 conduisent.

2) Valeurs de I1, I3 et I5

I1 =

I 2 2I 2 2 1 I3 = 1 = π π 3

I5 =

I1 5

d'où

I1 = 0,9A I3 = 0,3A I5 = 0,18A

3)a) Expression de Y(jω)

Y ( jω ) =

On obtient sans difficulté

1 ⎛ 1 ⎞ + j⎜ Cω − ⎟ R ⎝ Lω ⎠

b) Valeur de C La résonance est obtenue pour une pulsation ω0 telle que Cω0 = 1/Lω0. D'autre part, on veut que ω0 soit égal à 1 1 = , soit C = 63,3µF 2π/T, soit 2π/0,01 = 628rad/s. Il vient donc C = Lω 0² 0,04 ⋅ 628² Valeurs de Y On note Yn les termes correspondants Pour ω = ω0, Y1 se réduit à 1/R = 0,01S. 1 ⎛ 1 ⎞ 1 1 ⎛ ⎞ + j⎜ 63,3 ⋅ 10−6 n628 − Pour 3ω0 et 5ω0, on a Yn = + j⎜ Cnω 0 − ⎟ = ⎟ avec n = 3 et n = 5. 0,04 n628 ⎠ R ⎝ Lnω 0 ⎠ 100 ⎝ Les résultats figurent dans le tableau ci-après. Valeurs de Un − Conclusion − Allure de u Pour chaque harmonique, on a U n =

In . Les résultats sont regroupés ci-dessous. Yn n In(A) Yn(S) Un(V)

i u UM I

T 2 −I −UM

T

t

1 0,9 0,01 90

3 0,3 0,107 2,82

5 0,18 0,191 0,942

On voit que U3 et U5 sont petits devant U1 ( pour les harmoniques d'ordre supérieur, In continue à décroître et Yn à croître, donc Un serait encore plus faible ). Il s'ensuit que u se réduit pratiquement à son fondamental, d'amplitude UM = 90 2 = 127V. Pour le tracé ( Cf. cicontre ), il suffit de remarquer que, comme Y1 est réel, u1 est en phase avec le fondamental de i, lui-même centré sur le courant.

Corrigé de l'exercice 32− page 1/1

1) Expression de Ce De CeΩ = E'i, avec E' ( f.é.m. à vide de la machine ) égal à kΩ, on déduit

Ce = ki

2)a) Relation entre les grandeurs L'équation fondamentale de la dynamique des systèmes en rotation donne immédiatement J soit, en remplaçant Ce par son expression

J

3)a) Expression de Ω Avec i = ID, il vient

J

dΩ = Ce − C r − C p dt

dΩ = ki − C r − C p dt

dΩ = kI D − C r − C p dt

Vu les hypothèses faites sur les couples, le deuxième membre de la relation précédente est constant. On a donc kI D − C r − C p Ω= t + A . Par ailleurs, comme il s'agit d'un démarrage, la valeur initiale de Ω est nulle, ce qui J kI D − C r − C p Ω= t entraîne A = 0. D'où J Expression de t0 t0 =

t0 est tel que Ω(t0) = Ω0. On obtient sans difficulté

JΩ 0 kI D − C r − C p

Application numérique

t0 =

0,13 ⋅ 150 1⋅ 40 − C r − 1

⇒

Cr = 0: t0 = 0,5s Cr = 19Nm: t0 = 0,975s

b) Expression de Ω La même démarche, avec i = −ID, conduit à Ω = −

kI D + C r + C p J

Ω(0) = Ω0, ce qui donne B = Ω0. Il vient donc finalement Expression de t1 t1 est tel que Ω(t1) = 0. On obtient sans difficulté

t1 =

t + B , où B se déduit de la condition initiale

Ω = Ω0 −

kI D + C r + C p J

t

JΩ 0 kI D + C r + C p

Application numérique

t1 =

0,13 ⋅ 150 1⋅ 40 + C r + 1

⇒

Cr = 0: t1 = 0,476s Cr = 19Nm: t1 = 0,325s

Si le freinage résulte du seul couple de frottement, la relation se réduit à t 1 = soit

t1 = 19,5s

JΩ 0 0,13 ⋅ 150 . Il vient donc t 1 = , Cp 1

Corrigé de l'exercice 33− page 1/1

1) Relation liant V, R et I − Valeurs de A et de R0 R3 R1 R2 −E sI

−

Vu les hypothèses faites, le courant dérivé par R2 est négligeable devant I. Le schéma pour cette partie se réduit donc à celui représenté ci-contre. En appliquant alors la loi aux nœuds au potentiel − de l'amplificateur R V R − E sI + + = 0 , d'où on tire V = 3 E − 3 sI , opérationnel; il vient R2 R1 R 2 R 3 R1

∞

+

V

soit Par identification avec V = A(E − R0I), on obtient

Application numérique: A =

106 105

soit

A = 10

V=

R3 ⎛ Rs ⎞ ⎜ E − 1 I⎟ R1 ⎝ R2 ⎠

A=

R3 R1

R0 =

R0 =

R1s R2

105 ⋅ 10−2 103

soit

R0 = 1Ω

2) Schéma fonctionnel ⎧V = A ( E − R 0I ) ⎪ Il dérive de ⎨U = kV , d'où le tracé ci-contre ⎪I = U R ⎩

E

+

−

A

V

k

U

1 R

I

R0

Expression de Ι On utilise la relation générale correspondant à ce type de structure, soit I =

H E , où H est égal au produit des 1+ L

fonctions de transfert des différents blocs situés entre le comparateur et la sortie du montage, et L est égal au produit des fonctions de transfert de tous les blocs constituants l'asservissement. Il vient donc 1 Ak Ak R I= E I= E , soit 1 R + AkR 0 1 + Ak R 0 R Courbe I = f(E) I

Numériquement, I =

14,3

10 ⋅ 20 E = 0,952 E . C'est une droite pas10 + 10 ⋅ 20 ⋅ 1

sant par l'origine, dont il suffit de calculer un deuxième point, par exemple celui correspondant à 15V, soit 0,952⋅15 = 14,3A ( Cf. cicontre pour le tracé ). 15

E

Corrigé de l'exercice 34 − page 1/3

1) Relations entre les grandeurs On commence par déterminer l'expression du couple moteur Cm dans le cas général. En notant E' = kmΩ la E ' i k mΩ i , soit Cm = kmi f.é.m. à vide du moteur, on a C m = = Ω Ω Toutes les grandeurs étant continues, on les note ici par des majuscules. Avec ces notations, on déduit de l'étude [1] ⎧ε = E − E t ⎪U = Aε [ 2] ⎪ des différents éléments de montage le système d'équation suivant ⎨ ⎪U = RI + E ' = RI + k mΩ [3] ⎪⎩E t = k t Ω [ 4] Par ailleurs, en régime permanent, le couple moteur est égal au couple résistant. On a donc kmI = Cr [5]. Expression de Ω en fonction de U et de Cr [3] + [5] ⇒ U = R

Cr + k mΩ , soit km

Ω=

⎞ 1 ⎛ R Cr ⎟ ⎜U − km ⎝ km ⎠

Schéma fonctionnel Son tracé ( Cf. ci-contre ) s'établit à partir des relations [1], [2], [4] et de celle liant Ω et U. A noter que, tout à fait logiquement, Cr joue ici le rôle d'une perturbation.

Cr R km E

+

ε −

A

U

+

−

1 km

Ω

Et kt 2) Expression de Ω en fonction de E et de Cr On utilise la relation générale correspondant à ce type de structure, soit Ω =

⎞ H H ⎛ R E− 1 ⎜ C r ⎟ , où: 1+ L 1+ L ⎝ km ⎠

− H est égal au produit des fonctions de transfert des différents blocs situés entre le comparateur d'entrée et la sortie du montage − L est égal au produit des fonctions de transfert de tous les blocs constituants l'asservissement − H1 est égal au produit des fonctions de transfert des différents blocs situés entre l'entrée de perturbation et la sortie du montage. Il faut noter que cette relation met en jeu la grandeur appliquée directement à l'entrée de perturbation, donc R C r ici. km 1 1 A AE R Cr R km km − E− C r , soit Ω = Compte tenu de ceci, il vient Ω = 1 1 k m + Ak t k m k m + Ak t kt kt km 1+ A 1+ A km km Remarque: L'expression a été gardée sous cette forme afin de mettre en évidence la valeur à vide ( notée Ω0 ciAE R Cr après ), égale à , et la chute de vitesse en charge . k m + Ak t k m k m + Ak t

Corrigé de l'exercice 34 − page 2/3

3) Application Comme on veut les résultats pour deux valeurs différentes de A, on conserve dans un premier temps ce terme sous forme littérale. Il ne restera ensuite plus qu'à faire les applications numériques, dont il suffira de reporter les résultats dans un tableau. 5(1 + A ) 0,02 + 0,02A k + Ak t AE A vide: Ω 0 = Ω0 = ⇒ E= m 250 = . A A A k m + Ak t

R C rM 50 5 4 ⋅ 10−3 = 250 − , soit Ω = 250 − 1+ A 0,02 0,02 + A ⋅ 0,02 k m k m + Ak t

En charge: Vu ce qui précède, on a Ω = Ω0 −

Les résultats figurent ci-contre.

A E(V) Ω(rad/s)

La valeur commune de I pour C = CrM vaut

1 10 225

100 5,05 249,5

C rM 4 ⋅ 10−3 , soit = km 0,02

I = 0,2A

II)1)a) Expression de Ω(p) en fonction de U(p) − Schéma fonctionnel ⎧ dΩ ⎪⎪J dt = C m − C r = C m ⎨ ⎪C m = k mi = k m u − k mΩ ⎪⎩ R

⇒ JpΩ( p) = k m

U( p) − k m Ω( p) , d'où ( RJp + k m ²)Ω( p) = k m U( p) , soit R

Ω( p) =

km U( p ) RJp + k m ²

Il suffit ensuite de reprendre le schéma obtenu au I)1), d'y supprimer tout ce qui concerne Cr et de remplacer le bloc 1 km par le bloc ( Cf. schéma ci-contre ). km RJp + k m ²

E(p)

+

−

A

U(p)

km RJp + km²

Ω(p)

kt

b) Expression de Ω(p) et de Ω(t) Vu que l'entrée est un échelon d'amplitude E, on a E(p) = E/p. De même, la relation générale correspondant à km A Ak m E E RJp + k m ² cette structure donne Ω( p) = , soit Ω( p) = . Il suffit ensuite de km RJp + k m ² + Ak m k t p kt p 1+ A RJp + k m ² mettre le terme km² + Akmkt en facteur au dénominateur et de réarranger un peu l'ensemble pour obtenir AE Ω0 k m + Ak t Ω( p) = où Ω0 et τ ont bien les , que l'on peut mettre sous la forme Ω( p) = ( τp + 1)p ⎛ ⎞ RJp + 1⎟ p ⎜ ⎝ k m ( k m + Ak t ) ⎠ expressions données par l'énoncé. 1 1 τ 1 1 = − = − ( τp + 1)p p τp + 1 p p + 1 τ

⇒

t ⎛ − ⎞ Ω( t ) = Ω 0 ⎜⎜ 1 − e τ ⎟⎟ ⎠ ⎝

Corrigé de l'exercice 34 − page 3/3

Expression de tr t ⎛ − r⎞ ⎜ tr est tel que Ω(tr) = 0,95Ω0. Il vient donc 0,95Ω 0 = Ω 0 ⎜ 1 − e τ ⎟⎟ , soit, tous calculs faits, tr = τln20, soit, en ⎠ ⎝

remplaçant τ par son expression, A.N.: t r =

tr =

5 ⋅ 2 ⋅ 10−6 0,0749 ln 20 = 0,02( 0,02 + A 0,02) 1+ A

RJ ln 20 k m ( k m + Ak t )

⇒

A = 1: tr = 37,5ms A = 100: tr = 0,742ms

c) Expression de ID Au démarrage, le courant dans le moteur n'est limité que par la résistance d'induit. On a, de ce fait, U = RID. AE D'autre part, U = AE, puisque le terme ktΩ est nul. Il vient donc I D = R Amplitude maximale de E Comme IM = 2A, E doit rester inférieur à EM = RIM/A. D'où

A = 1: EM = 10V A = 100: EM = 0,1V

2)a) Pour avoir Ω = 250rad/s en régime permanent avec A = 100, il faut donner à E une valeur de 5,05V ( Cf. question I)3) ). Cette valeur étant supérieure à la valeur maximale possible de 0,1V, l'amplificateur fonctionne bien dans un premier temps en limitation d'intensité. b) Expression de Ω(t) Vu le fonctionnement non linéaire de l'amplificateur, le schéma fonctionnel bloc n'est plus utilisable. Il faut dΩ donc repartir des équations de base ( Cf. 1)a) ), qui donnent J = k mI D . Compte tenu de la condition initiale dt k I Ω( t ) = m D t Ω(0) = 0, on obtient sans difficulté J c) Calcul de tr De Ω(tr) = 0,95Ω0, on déduit t r =

0,95JΩ 0 0,95 ⋅ 2 ⋅ 10−6250 , soit = k mI D 0,02 ⋅ 2

tr = 11,9ms

Remarque 1: La valeur du temps de réponse est donc très supérieure à celle obtenue précédemment. Ceci est dû aux limitations inhérentes au système ( pour obtenir 0,742ms, avec la même consigne, il faudrait un courant de démarrage de 101A! ). Celles-ci existent forcément, mais ce problème est souvent ignoré dans la pratique, où on se contente de donner le résultat brut: "la rapidité augmente en proportion inverse de l'amplification". Remarque 2: On peut vérifier que la valeur de Ω pour laquelle le système revient dans son domaine linéaire est ⎧u = Ri + k mΩ AE − ( k m + Ak t )Ω . supérieure à 0,95⋅250 = 237,5rad/s. En effet, en régime linéaire, ⎨ ⇒ i= u = A E − k Ω R ( ) t ⎩

La valeur minimale Ω1 de Ω correspond à i = ID. Elle vérifie donc I D =

Ω1 =

AE − RI D 100 ⋅ 5,05 − 5 ⋅ 2 = , soit 245rad/s k m + Ak t 0,02 + 100 ⋅ 0,02

AE − ( k m + Ak t )Ω1 , dont on tire R

Corrigé de l'exercice 35 − page 1/4

1)a) Expression de Cm ⎧u = Ri + k mΩ u − k mΩ ⎪ ⇒ Cm = k m E ' i k m Ωi ⎨ R ⎪⎩C m = Ω = Ω = k mi

soit

Cm =

k ² km u− m Ω R R

b) Nouvelle expression de Cm ⎧u = e − e t k k ² ⇒ u = e − aΩ, ce qui, reporté dans l'expression ci-dessus, donne C m = m (e − aΩ) − m Ω , soit ⎨ R R ⎩e t = aΩ k k k k C m = m e − m (a + k m )Ω . Par identification avec C = λe − FΩ, il vient λ = m F = m (a + k m ) R R R R

Application numérique λ=

0,02 5

soit

λ = 4⋅10−3Nm/V

F=

0,02 (a + 0,02) 5

⇒

a = 0: F = 8⋅10−5S.I. a = aM: F = 4,8⋅10−4S.I.

2) Relations entre les grandeurs − Bloc fonctionnel ⎧ dΩ = Cm − Cr = Cm ⎪J ⎨ dt ⎪⎩C m = λe − FΩ

⇒

J

dΩ = λe − FΩ dt

Pour le passage aux transformées de Laplace, vu que conditions initiales sont nulles, la dérivée se traduit par λ E ( p) une simple multiplication par p. On a donc JpΩ(p) = λE(p) − FΩ(p), soit Ω( p) = Jp + F E(p)

Le bloc fonctionnel correspondant est représenté ci-contre.

Ω(p) λ Jp + F

3) Schéma fonctionnel complet ⎧ E ( p ) = U e ( p) − U s ( p) ⎧e = u e − u s ⎪ ⎪⎪ dx c ⎪ Il dérive de ce qui précède et des relations supplémentaires ⎨ = cΩ , soit ⎨X( p) = Ω( p) toujours p ⎪ dt ⎪ ⎪⎩u s = bx ⎪⎩U s ( p) = bX( p)

compte tenu du fait que les conditions initiales sont nulles. Son tracé est représenté ci-dessous. Ue(p)

+

ε(p) −

A

E(p)

Ω(p) λ Jp + F

c p

X(p)

Us(p) b

4)a) Expression de X(p) ue échelon d'amplitude U0 ⇒ Ue(p) = U0/p. Cf. exercice 33, on déduit du schéma ci-dessus: λ c A Aλc U0 Jp + F p U 0 = Ω( p) = qui peut encore λ c p Jp ² + Fp + Aλcb p 1+ A b Jp + F p

s'écrire

Corrigé de l'exercice 35 − page 2/4

Aλcb

J Ω( p) = A F p ² + J p + λcb J

U0 p

b , expression dans laquelle il suffit de remplacer Aλcb/J par ω ², F/J par 2mω 0 0

et U0/b par X0 pour retrouver la forme donnée par l'énoncé. On a donc bien ω 0 = X0 =

U0 . b

A.N.: ω 0 = m=

1 F Aλcb , m= et 2ω 0 J J

1000 ⋅ 4 ⋅ 10 −3 ⋅ 5 ⋅ 10 −4 ⋅ 20 , soit 10−6

1 F 2 ⋅ 200 10−6

soit

ω0 = 200rad/s

X0 =

2 = 0,1m 20

soit

X0 = 10cm

m = 2500F

b) Valeur de m − Expression numérique de x(t) − Tracé − Valeurs du dépassement et du temps de réponse a=0 ⇒

F = 8⋅10−5

⇒

m = 2500⋅8⋅10−5

soit

m = 0,2

m étant inférieur à 1, on est dans le premier cas. Tous calculs faits, on obtient, pour x en centimètres,

{

}

x( t ) = 10 1 − e −40t [cos (196t ) + 0,204 sin(196t )]

Son allure est représentée ci-dessous, où on a également fait figurer la courbe obtenue à la question suivante. 15,3 − 10 , soit δ = 53% tr = 69ms On en déduit le dépassement δ et le temps de réponse tr: δ = 10 x(cm) 15,3 15

10,5 10 9,5

5

a=0 a = aC

Corrigé de l'exercice 35 − page 3/4

c) Valeurs de F et de aC − Expression numérique de x(t) − Tracé − Valeurs de δ et de tr m=1 ⇒

F = 1/2500 soit

5F 5 ⋅ 10−4 aC = − 0,02 = − 0,02 0,02 0,02

−4

F = 4⋅10 S.I.

soit

aC = 0,08Vs/rad

Vu la valeur de m, on est dans le deuxième cas. Là encore, tous calculs faits, on obtient

[

x( t ) = 10 1 − e −200 t ( 200t + 1)

Du tracé ( Cf. page précédente ), on déduit

]

δ = 0 tr = 24ms

5) Fonction de transfert en chaîne ouverte − Tracé des diagrammes L( p) = A

λ c Aλcb b= Jp + F p (Jp + F)p

⇒

L( jω ) =

Aλcb (Jjω + F) jω

Or, Cf. 4)a), Aλcb/J = ω0² et F/J = 2mω0. Il suffit de diviser numérateur et dénominateur de L pour mettre en ω0 ² 1 . On retrouve donc bien la évidence ces termes, ce qui conduit à L( jω ) = = ( jω + 2 mω 0 ) jω 2 mjω ⎛ jω + 1⎞ ⎜ ⎟ ω 0 ⎝ 2 mω 0 ⎠ forme proposée par l'énoncé à condition de poser ω1 = ω0/2m et ω2 = 2mω0. Tracé des diagrammes − Marges de phase Dans tous les cas, Cf. 4)a), ω0 = 200rad/s. Pour a = 0, m = 0,2, ce qui entraîne ω1 = 200/(2⋅0,2) = 500rad/s et ω2 = 2⋅0,2⋅200 = 80rad/s, soit en coordonnée logarithmique, vu l'échelle choisie, 5logω1 = 13,5cm et 5logω2 = 9,5cm. Pour a = aC, m = 1, ce qui entraîne ω1 = 200/(2⋅1) = 100rad/s et ω2 = 2⋅1⋅200 = 400rad/s, soit, de même, en coordonnée logarithmique, 5logω1 = 10cm et 5logω2 = 13cm. On peut noter que ω1⋅ω2 = ω0². Or, aux pulsations élevées, L se réduit à

1 1 , soit . Ceci explique que jω jω ⎛ jω ⎞ ² ⎜ ⎟ ω1 ω 2 ⎝ ω0 ⎠

les deux diagrammes sont confondus dans ce domaine et que le prolongement de l'asymptote commune passe par le point [ω0;0]. Les diagrammes sont représentés page suivante. On en déduit les marges de phase: a = 0: mϕ = 26° a = aC: mϕ = 72°

Corrigé de l'exercice 35 − page 4/4

GL 60

a=0 a = aC

40

20

ϕL ω1 1

10

ω0

ω2 100

ω2 ω1

−90

mϕ mϕ −180

1000

logω

Corrigé de l'exercice 36 − page 1/4

I)1) Calcul de Te

L 30 ⋅ 10−3 Te = = R 10

soit

Te = 3ms

2) Relation entre les grandeurs − Expression de la fonction de transfert − valeur de G

A di V( p) , d'où ⇒ U( p) = RI ( p) + LpI ( p) . D'autre part, U(p) = AV(p). On en déduit I( p) = R + Lp dt A I ( p) G A I ( p) A R , qui est bien de la forme = avec G = = = V( p) Te p + 1 R V( p) R + Lp L p + 1 R

u = Ri + L

A.N.: G = 50/10 soit

G = 5S

3) Schéma fonctionnel − Expression de Y(p) Il suffit de remplacer la partie correspondant au convertisseur par sa fonction de transfert dans le schéma fourni par l'énoncé: Ei(p) I(p) 1 V(p) G + T p + 1 T p e i − A1

s

Pour obtenir Y(p), on procède à nouveau comme dans l'exercice 33: 1 G G G Ti p Te p + 1 I ( p) = E i ( p) = E i ( p) d'où Y( p) = 1 G Ti Te p ² + Ti p + GsA1 Ti Te p ² + Ti p + GsA1 1+ sA1 Ti p Te p + 1 4) Valeurs des racines et des constantes de temps associées − Expression simplifiée de Y(p) TiTep² + Tip + GsA1 = 0,1⋅3⋅10−3p² + 0,1p + 5⋅5⋅10−3⋅150 = 3⋅10−4p² + 0,1p + 3,75, dont les racines r1 et r2 sont r1 = −43 r2 = −290 Les constantes de temps associées τ1 et τ2 valent −1/r1 et −1/r2, soit

τ1 = 23,2ms τ2 = 3,4ms

On constate que τ1 est grand devant τ2, le système est donc quasiment du premier ordre, ce qui permet de mettre Y0 la réponse sous la forme , avec, en particulier, τi = τ1 = 23,2ms τi p + 1 Vu que l'on néglige un terme dans la deuxième relation, on ne peut pas déterminer Y0 par une identification directe. On procède donc comme indiqué dans l'énoncé, en comparant les deux expressions pour p = 0. Il vient G 1 1 = = Y0 , soit Y0 = , d'où Y0 = 1,33S −3 GsA1 sA1 5 ⋅ 10 ⋅ 150 Application I(p) = Y(p)Ei(p) avec Ei(p) = Ei/p ( ei échelon d'amplitude Ei ). D'où

dont on déduit

t ⎛ − ⎞ τi ⎟ ⎜ i( t ) = Y0 E i 1 − e ⎜ ⎟ ⎝ ⎠

I ( p) =

⎛1 1 ⎞ Y0 E i = Y0 E i ⎜ − ⎟ τi p + 1 p ⎝ p p + 1 τi ⎠

Corrigé de l'exercice 36 − page 2/4 t ⎛ − r⎞ τ Le temps de réponse tr est tel que i(tr) = 0,95Y0Ei. Il vient donc Y0 E i ⎜ 1 − e i ⎟ = 0,95Y0 E i , soit, tous calculs ⎜ ⎟ ⎝ ⎠

faits, tr = τiln20 = 23,2⋅10−3ln20, d'où

tr = 69,5ms

II)1) Relations − Expression de Ei(p)/ε(p) R1 Cf. schéma ci-contre, on a immédiatement e = e /2. Par ailleurs, l'applicat

R1 ε

−

R1

∞

+

ev et

R1

v1

e

tion de la loi aux nœuds à l'entrée − de l'amplificateur opérationnel cone − e v1 − e + = 0 soit ev + v1 − 2e = 0, d'où on tire, compte tenu de duit à v R1 R1 la première relation, v1 = et − ev. Or, et − ev est égal à −ε. En passant aux transformées de Laplace, il vient donc finalement V1(p) = −ε(p)

C

R3 R2 v1

−

∞

+

ei

De même, l'application de la loi aux nœuds à l'entrée − de l'amplificateur V ( p) E i ( p) + = 0 d'où on opérationnel du schéma ci-contre, donne 1 R2 R 3 + 1 Cp R + 1 Cp R Cp + 1 E i ( p) = − 3 V1 ( p) = − 3 V1 ( p) déduit R2 R 2 Cp

R 3Cp + 1 R Cp + 1 ε ( p) , soit ( − ε ( p) ) = 3 R 2 Cp R 2 Cp E i ( p) R 3Cp + 1 E ( p) R 3 R 3Cp + 1 = = , qu'il suffit de mettre sous la forme i pour obtenir le résultat suggéré ε ( p) R 2 Cp ε( p) R 2 R 3Cp

La combinaison des deux relations précédentes donne alors E i ( p) = −

E i ( p) τp + 1 =k ε ( p) τp

par l'énoncé. On a donc bien

avec k =

R3 et τ = R3C. R2

2) Expressions de Cm − Application numérique E' i k Ωi . Or, E' = kmΩ. Ceci entraîne C m = m , soit Ω Ω En remplaçant ensuite i par Y0ei, il vient Cm = kmY0ei ≡ λei avec λ = kmY0

En notant E' la f.é.m. du moteur, on a C m =

A.N.: λ = 1,1⋅1,33 ⇒

Cm = kmi

λ = 1,46Nm/V

3) Relation entre les grandeurs − Schéma fonctionnel J

dΩ = C m − C r = λe i − C r dt

⇒

JpΩ(p) = λEi(p) − Cr(p)

Il suffit ensuite de mettre cette relation sous la forme Ω( p) = tions E i ( p) = k

1 [λE i ( p) − C r ( p)] et de tenir compte des relaJp

τp + 1 ε( p) et ε(p) = Ev(p) − Et(p) = Ev(p) − ktΩ(p) pour obtenir le tracé ci-dessous. τp Cr(p) Ev(p) ε(p) τp + 1 Ei(p) Ω(p) − 1 k λ + + Jp − τp Et(p) kt

Corrigé de l'exercice 36 − page 3/4

4) Expression de L(p) et de τ1

L( p) = k

τp + 1 1 λ kt τp Jp

L( p) =

⇒

Par identification avec L( p) =

kλk t τp + 1 τJ p²

τp + 1 τJ , il vient τ1 ² = , soit ( τ1p)² kλ k t

τ1 =

τJ kλ k t

Calcul de k − Diagrammes asymptotiques − Marge de phase

k=

1⋅ 0,07 τJ = τ1 ² λk t 0,5² ⋅ 1,46 ⋅ 0,057

Numériquement, on a L( p) =

soit

k = 3,36

p +1 , d'où L( jω ) = ⎛ p⎞ ² ⎜ ⎟ ⎝ 2⎠

1 + jω . Les courbes correspondantes figurent ci-dessous. ⎛ jω ⎞ ² ⎜ ⎟ ⎝ 2⎠

GL

On en déduit la marge de phase: mϕ = 73° N.B.: Lorsque, comme c'est le cas ici, la courbe de gain ne coupe qu'une fois l'axe des abscisses, on peut calculer directement la marge de phase en écrivant qu'elle est égale à 180° + Arg(L(jω1), où ω1 est la valeur de ω pour laquelle le module de 10 logω L est égal à 1. Dans le cas présent, ceci conduirait à ω1 = 4,12rad/s, Arg(L(jω1) = −103,6° et mϕ = 76,4°.

40

20 ϕL 0,1

1

2

−90

mϕ

−180 5)a) Expression de Ω(p) Compte tenu de ev = 0, on déduit du schéma fonctionnel tracé au 3) que Ω( p) = −

1 Jp

1 τp + 1 1+ ktk λ Jp τp

C r ( p) .

Corrigé de l'exercice 36 − page 4/4

Or, le terme après le signe + du dénominateur est, par définition, la fonction de transfert en chaîne ouverte L(p).

Ω( p) = −

Il vient donc

C r ( p) 1 1 + L( p) Jp

b) Nouvelle expression de Ω(p) Cr échelon d'amplitude C ⇒ Cr(p) = C/p. D'où, compte tenu de l'expression de L(p), Ω( p) = −

Ω( p) = −

que l'on peut, par exemple, simplifier sous la forme

1 C , τp + 1 Jp ² 1+ ( τ1p)²

1 C 1 J τ p² + p+ τ1 ² τ1 ²

c) Expression numérique de Ω(t) τ = 1s, τ1 = 0,5s et C = 14Nm ⇒ Ω( p) = −

1

14 200 200 =− =− , dont la transfor1 1 0,07 ² ² p + 4 p + 4 p + 2 ( ) p² + p+ 0,5² 0,5²

Ω( t ) = −200te −2 t

mée inverse est Coordonnées de l'extremum − Allure de Ω(t)

La dérivée de Ω(t) vaut −200e −2 t (1 − 2 t ) . De ce fait, elle s'annule pour t = 1/2. La valeur correspondante de Ω est Ω( t ) = −200 ⋅ 0,5 ⋅ e −1 , soit −36,8rad/s. Ω(t) présente donc un minimum de coordonnées t = 0,5s Ω = −36,8rad/s La courbe correspondante est représentée ci-dessous. Ω 0,5 −10 −20 −30 −36,8

1

2

3

4

t

Corrigé de l'exercice 37− page 1/4

I)1)a) Expression de la puissance électromagnétique En notant Pe cette puissance, on a Pe = 3

R R I q² . Or, I q = LωI d ( même tension Vu aux bornes des éléments g g

R/g et L ). On a donc

Pe = 3LωIdIq

Expression de Cm Cm = Pe/Ωs = Pe/(ω/pp)

⇒

Cm = 3ppLIdIq

b) Expression de ω RI q p pΩ R Ω LωI d = I q ⇒ gω = . Or g = 1 − = 1− . On a donc également gω = ω − ppΩ. D'où, en égalant les g Ωs ω LI d deux expressions de gω, il vient

RI q

= ω − p p Ω , soit

LI d

ω = p pΩ +

RI q LI d

c) Expression de I En écrivant l'égalité de la tension aux bornes de L et de R/g, sous forme complexe, il vient jLω I d =

R I q . On g

en déduit que arg(Iq) = π/2 + arg(Id), donc que ces deux courants sont en quadrature. Il s'ensuit que leur somme I a bien pour module I d2 + I q2 . d) Application numérique Iq =

Cm 5 = 3p p LI d 3 ⋅ 2 ⋅ 0,44 ⋅ 1,6

⎧I = 1,6² + 118² , = 1,99A ⎪ ⎨ ω 324 = = 51,6Hz ⎪f = 2π 2π ⎩

⇒

Iq = 1,18Α

ω=2

, π1500 5,6 ⋅ 118 + 30 0,44 ⋅ 1,6

Les valeurs de consigne sont donc

⇒

ω = 324rad/s

Ι = 1,99A f = 51,6Hz

2) Expression de Cm en fonction de ei − Valeur de λ

⎪⎧C m = 3p p LI d I q ⇒ Cm = 3ppLIdY0ei. Comme Id est constant, Cm est proportionnel à ei. On a donc bien Cm = λei ⎨ ⎪⎩ I q = Y0ei avec

λ = 3ppLIdY0

A.N.: λ = 3⋅2⋅0,44⋅1,6⋅0,2 soit

λ = 0,845Nm/V

II)1) Valeur de kt kt =

10 ⎛ π1500 ⎞ ⎜ ⎟ ⎝ 30 ⎠

⇒

kt = 0,0637Vs/rad

2) Expressions de Ω(p) et de Et(p)/Ei(p) − Valeur de τv Comme on se limite au fonctionnement à vide, le couple résistant est nul. On a donc J déduit JpΩ(p) = λEi(p), soit Ω = et/kt ⇒

Ω( p) =

E t ( p) λ = E i ( p) kt Jp

λ E i ( p) Jp

soit

E t ( p ) λk t = E i ( p) Jp

dΩ = C m = λe i dont on dt

Corrigé de l'exercice 37− page 2/4

τv =

Par identification avec la forme 1/τv, il vient

J λk t

A.N.: τ v =

0,04 0,845 ⋅ 0,0637

τv = 0,743s

soit

3)a) Expression de T(p) 1/Cp

x⋅Ei(p)

R

ε(p)

Vu les hypothèses effectuées et le fait que l'amplificateur opérationnel fonctionne dans son domaine linéaire ( donc que εv est aussi la d.d.p. aux bornes de R ), on peut simpliR x ⋅ E i ( p) , soit fier le schéma comme indiqué ci-contre. On en déduit ε( p) = R + 1 Cp

E i ( p) 1 RCp + 1 = , d'où ε ( p) x RCp

T(p) =

1 1 + RCp x RCp

b) Nouvelle expression de T(p) − Valeurs extrêmes de x et de k L'identification est immédiate ici. On a donc bien

T(p) = k

1 + τp τp

avec k = 1/x et τ = RC.

Le terme x correspond au rapport du diviseur potentiométrique formé par R1; R2 et R3. Il vient donc: R1 2,7 = x min = soit xmin = 0,0203 R1 + R 2 + R 3 2,7 + 10 + 120

x max =

R1 + R 2 2,7 + 10 = soit R1 + R 2 + R 3 2,7 + 10 + 120

kmin = 1/xmax = 1/0,0957 ⇒

xmax = 0,0957 kmax = 1/xmin = 1/0,0203 ⇒

kmin = 10,4

kmax = 49,3

4) Schéma fonctionnel On obtient sans difficulté:

Ev(p)

+

ε(p) −

k

1+ τp τp

Ei(p)

1 τvp

Et(p)

Et(p) 5) Expression de Et(p)/Ev(p)

1 + τp 1 τp τ v p E ( p) , soit, après simplification et réarrangement, Cf. exercices précédents, on a E t ( p) = 1 + τp 1 v 1+ k τp τ v p k

k( τp + 1) E t ( p) = E v ( p) ττ v p ² + kτp + k Le régime critique correspond au cas où le discriminant du dénominateur est nul, soit (kτ)² − 4ττvk = 0, soit encore, kτ = 4τv 6) Nouvelle fonction de transfert Et(p)/Ei(p) − Expression de L(p) Le remplacement de λ par λ/(1 + τcp) dans l'expression de Et(p)/Ei(p) obtenue au 2) donne Comme λkt/J = 1/τv, on retrouve bien la forme suggérée par l'énoncé, soit

E t ( p) λk t = . E i ( p) (1 + τ c p)Jp

E t ( p) 1 = E i ( p) τ v p(1 + τ c p)

Corrigé de l'exercice 37− page 3/4

Compte tenu de ceci, on a L( p) = k

1 + τp 1 , soit, après regroupement de quelques termes, τp τ v p(1 + τ c p) L( p) =

k (1 + τp) ττ v p ² (1 + τ c p)

b) Expression de L(jω) En remplaçant k par 4τv/τ dans l'expression de L(p), il vient L( p) = déduit L( jω ) =

4 τ v τ (1 + τp) 4(1 + τp) = . On en ττ v p ² (1 + τ c p) ( τp)² (1 + τ c p)

4(1 + τjω ) 1 + τjω = . En procédant par identification avec la forme proposée ( τjω )² (1 + τ c jω ) ( τjω 2)² (1 + τ c jω )

par l'énoncé, on obtient effectivement

ω0 = 1/τ ωc = 1/τc

c) Valeur minimale de ωc Par rapport au diagramme correspondant aux pulsations ω0 et 2ω0, le terme 1 + jω/ωc introduit une décroissance supplémentaire de 20dB/décade à partir de ωc. Pour que l'ensemble coupe l'axe des abscisses avec une pente de −20dB/décade, il faut que cette décroissance n'apparaisse qu'au-delà du point où le diagramme initial coupait l'axe horizontal ( Cf. ci-dessous ). La valeur minimale de ωc est donc ωcmin = 4ω0 G

G −40dB/décade

−40dB/décade

−20dB/décade

−20dB/décade

ωc

ω0

2ω0

4ω0

logω −40dB/décade

Cas ωc supérieur à 4ω0: coupure à −20dB/décade

ω0

2ω0ωc

4ω0

logω −40dB/décade

Cas ωc inférieur à 4ω0: coupure à −40dB/décade

Valeurs de τ et de k ωc = 16ω0 = 16/τ

⇒ τ = 16/ωc = 16τc = 16⋅10⋅10−3 soit

k = 4τv/τ = 4⋅0,743/0,16 ⇒

τ = 0,16s

k = 16,6

Diagrammes asymptotiques − Marge de phase

jω 6,25 Numériquement, ω0 = 1/0,16 = 6,25rad/s et ωc = 1/0,01 = 100rad/s. On a donc L( jω ) = . jω ⎞ ⎛ jω ⎞ ² ⎛ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜1 + ⎝ 12,5⎠ ⎝ 100 ⎠ 1+

Avec l'échelle choisie pour les abscisses, en comptant évidemment celles-ci à partir du point 1rad/s, ω0 → 5log6,25 = 4cm 2ω0 → 5log12,5 = 5,5cm 4ω0 → 5log25 = 7cm ωc → 5log100 = 10cm Les diagrammes figurent page suivante. On en déduit la marge de phase: mϕ = 52°

Corrigé de l'exercice 37− page 4/4

GL 60

40

20

1

6,25 10 12,5

25

100

1000

logω

62,5 100

1000

logω

ϕL 0,625 1

10

−90

mϕ −180 N.B.: On a choisi ici la valeur de τ ( donc de ω0 ) pour être dans le cas dit de l'« optimum symétrique », où la courbe de phase présente un axe de symétrie passant par le point où la courbe de gain coupe l'axe des abscisses, ce qui se traduit par l'avance de phase maximale possible.

Corrigé de l'exercice 38 − page 1/5

I)1) Calcul de m

m=

U 20 314 = U10 380

⇒

m = 0,826

2)a) Calcul du facteur de puissance f=

P = S

P = 3UI

140 ⋅ 103 3 380 ⋅ 250

⇒

f = 0,851

N.B.: Tous les signaux étant sinusoïdaux ici, f est aussi le cosinus du déphasage ϕ entre la tension simple et le courant en ligne. On a donc ϕ = arccos(0,851) = 31,7°. b) Calcul de la puissance réactive Q = Ptanϕ = 140⋅103tan31,7 ⇒

Q = 86,5kVAR

c) Calcul du couple nominal

CN =

PeN . Comme toutes les pertes sont négligées PeN = P. D'autre part Ωs = ω/p = 100π/2 = 50π. On a donc Ωs

CN =

140 ⋅ 103 , soit 50π

CN = 891Nm

d) Calcul du rendement

⎧η = Pu Pa n Ω 1455 ⎪ ⇒ η= = avec ns = 60f/p = 60⋅50/2 = 1500tr/min. Il vient donc η = , soit ⎨Pu = C N Ω ΩS n s 1500 ⎪P = P = C Ω eN N s ⎩ a η = 97% 3) Expression de E2 Cf. étude théorique du moteur asynchrone

E2 = mgV

4) Calcul de la résistance additionnelle notée Ra Toujours Cf. étude du moteur asynchrone, on montre qu'à couple imposé, le rapport R2t/g est constant ( R2t résistance totale du circuit rotorique ). Il suffit alors de partir de deux points judicieusement choisis: a) R2t = R2 = 0,015 g = 1 − 1455/1500 = 0,03 b) R2t = R2 + Ra = 0,015 + Ra g = 1 − 750/1500 = 0,5 et d'exploiter la condition R2t/g = constante.

0,015 0,015 + R a = 0,03 0,5

⇒

R a = 0,5

0,015 − 0,015 0,03

soit

Ra = 0,235Ω

Calcul du rendement Les hypothèses sur les pertes restant les mêmes que précédemment, le rendement s'exprime toujours par n 750 η = , soit η = , d'où η = 50% ns 1500 II)1)a) Allure de uD − Expression de UDC Les courbes correspondant à cette partie sont tracées page 5. Elles sont données sans justification. Si nécessaire,

Corrigé de l'exercice 38 − page 2/5

on pourra se reporter aux exercices sur les ponts redresseurs, par exemple EL3 et EL10.

∫

π

1 2 = u 2 rsdθ avec u2rs = E2 6 cos(θ − π/3) = mgV 6 cos(θ − π/3) π3 π

U DC

⇒

U DC =

6

Comme on pose U0 =

3 6V , on a effectivement π

3mgV 6 . π

UDC = mgU0

b) Expression de p2 p2 = UDCIC ⇒

p2 = mgU0IC

2)a) Allure de uTC − Expression de UTC U TC

π

+α 1 2 = u rsdθ avec urs = m'V 6 cos(θ − π/3) π 3 π +α

∫

⇒

6

3 6V , π b) Allures de vR, iR et iRf − Expression de ϕ1 U0 =

U TC =

3m' V 6 cos α π

soit, toujours avec

UTC = m'U0cosα

vR est en phase avec vr. iR est égal à m'IC quand Tr conduit, à −m'IC quand T'r conduit et zéro sinon. iRf est "centré" sur iR. On déduit du tracé que ϕ1 = α c) Expressions de P1 et de Q1 Le transformateur étant supposé parfait, les puissances sont les mêmes que celles au secondaire. On a donc P1 = UTCIC, soit P1 = m'U0ICcosα Q1 = P1tanϕ1 avec ϕ1 = α

Q1 = P1tanα

3)a) Relations entre les grandeurs La valeur moyenne de la tension aux bornes de L étant nulle, on a

UDC + UTC = RIC

En remplaçant UDC et UTC par leurs expressions obtenues précédemment, il vient

mgU0 + m'U0cosα = RIC

b) Relation entre C et IC p2 = gPe = gCΩs ⇒ mgU0IC = gCΩs d'où

C=

mU0 IC Ωs

A.N.: On commence par calculer U0, qui sert également dans la suite: U 0 =

I CN =

Ωs 50π CN = 891 mU 0 0,826 ⋅ 513

⇒

3 6V 3 6 380 = π π

3

= 513V

ICN = 330A

c) Calcul de α, des puissances et du facteur de puissance

RI C − mgU 0 RI C mg = − . C = CN ⇒ IC = ICN = 330A g = 1 − 750/1500 = 0,5 m' U 0 m' U 0 m' 0,08 ⋅ 330 0,826 ⋅ 0,5 cos α = − = −0,758 dont on déduit α = 139° 0,477 ⋅ 513 0,477

3)a) ⇒ cos α = D'où

P1 = 0,477⋅513⋅330⋅cos139 Q1 = P1tanϕ1 = −60,9⋅103tan139

P1 = −60,9kW Q1 = 52,9kVAR

Corrigé de l'exercice 38 − page 3/5

PT = P + P1 = 140⋅103 − 60,9⋅103 soit QT = Q + Q1 = 86,5⋅103 + 52,9⋅103 soit

PT = 79,1kW QT = 139kVAR

Comme on néglige la puissance déformante, le facteur de puissance se calcule simplement par f = d'où, avec les puissances exprimées en kW et en kVAR, f =

79,1 , soit 79,1² + 139²

PT , PT ² + Q T ²

f = 0,495

d) Mêmes calculs sans transformateur − Conclusion Comme dit dans l'énoncé, il suffit de donner à m' la valeur 1. Tous calculs faits, on obtient: α = 111°

P1 = −60,7kW Q1 = 158kVAR PT = 79,3kW QT = 245kVAR f = 0,305

L'utilisation d'un transformateur permet donc d'améliorer le facteur de puissance. Ceci est dû à ce que l'abaissement de la tension d'alimentation du pont redresseur permet, pour un même point de fonctionnement du moteur, d'obtenir un angle de retard à l'amorçage plus élevé, donc une valeur plus faible de puissance réactive consommée par le pont redresseur ( rappel: Q1 = P1tanα avec P1 constant ici ). Remarque 1: En toute rigueur, on devrait retrouver la même valeur de P1 dans les deux cas. La différence provient des arrondis. Remarque 2: Si on veut tenir compte de la puissance déformante dans le calcul de f, il faut reprendre l'expression de base f = PT/3VIL où IL est la valeur efficace totale du courant en ligne. Pour déterminer celle-ci, on peut partir de la relation I L = I Lf ² + I Lh ² ( Cf. cours sur les développements en série de Fourier ), avec ILf, valeur

efficace du fondamental et ILh, valeur efficace de l'ensemble des harmoniques. PT ² + Q T ² ( déduit de PT = 3VILfcosϕf et de QT = 3VILfsinϕf, avec ϕf, déphasage entre V et ILf ) − ILf vaut 3V − Les harmoniques de ce courant étant uniquement ceux générés par le pont redresseur, ILh s'obtient par ⎛ 2 ⎞ ² P ² + Q1 ² 2 I Lh = ⎜ m' I C ⎟ − 1 ( Cf. deux relations ci-dessus et le calcul usuel qui donne m' I C pour la 3 (3V)² ⎝ 3 ⎠ valeur efficace du courant iR ). A titre d'exemple, dans le cas du c), il vient ILf = 243A, ILh = 38,7A, IL = 246A et f = 0,489. La différence sur ce dernier terme est donc minime ( on peut aussi remarquer que ILh est petit devant If ), ce qui justifie l'approximation faite. e) Expression numérique de g RI C m' ⎧ 0,08 0,477 ⎧ g= IC − cos α ⎪g = mU − m cos α ⎪ 0,826 ⋅ 513 0,826 ⎪ ⎪ 0 ⇒ ⎨ , soit, numériquement, ⎨ Ω 50 π s ⎪I C = ⎪I C = C C ⎪⎩ ⎪⎩ mU 0 0,826 ⋅ 513 dont on tire, après remplacement de IC, et achèvement des calculs g = −0,578cosα + 7⋅10−5C ⎧mgU 0 + m' U 0 cos α = RI C ⎪ mU 0 ⎨ C = IC ⎪ Ωs ⎩

Application numérique α = 100°

C(Nm) g n(tr/min)

0 0,1 1350

891 0,163 1256

α = 150°

C(Nm) g n(tr/min)

0 0,5 750

891 0,563 656

Corrigé de l'exercice 38 − page 4/5

Corrigé de l'exercice 38 − page 5/5

Tracé des caractéristiques n est une fonction linéaire de g, lui-même fonction linéaire de C. A α constant, les caractéristiques C = f(n) sont donc des droites, dont il suffirait de déterminer deux points pour les tracer. Ceci ayant été fait ci-dessus, le tracé est immédiat. On peut simplement noter que les droites obtenues sont parallèles. C 891

α = 150°

656 750

α = 100°

1256 1350

n

Corrigé de l'exercice 38 − page 6/5

uD u2rs

e2r

π 6

e2s

e2t

π 2

θ

α

uT T'r urs

Tr

vr

vs

π +α 6

T'r

vt

π +α 2

θ

vR iR iRf m'IC ϕ1 α −m'IC

π+α 6

θ

Corrigé de l'exercice 39 − page 1/5

I)1)a) Calcul des grandeurs − Conclusion g = 1 − n/ns ns = 60f/p = 60⋅50/2 = 1500tr/min ⇒ g = 1 − 1440/1500 = 0,04. On en déduit gω = 0,04⋅2π50 soit R/g = 1,8/0,04 soit

gω = 12,6rad/s R/g = 45Ω

⏐R/g + jlω⏐ = ⏐45 + j20⋅10−3⋅100π⏐, soit

⏐R/g + jlω⏐ = 45,4Ω

⏐R/g + jlω⏐ est donc très proche de R/g, ce que l'on peut aussi traduire par R>>lgω. Comme gω est toujours inférieur ou égal à la valeur utilisée pour le calcul, on en déduit qu'on peut négliger l'influence de l ( l'argument de R/g + jlω au point nominal vaut 7,9° et ne serait donc pas négligeable dans un contexte de calcul de déphasages, ce qui explique la restriction de l'approximation aux calculs portant sur les modules ). b) Schéma simplifié R1 I I0 V

Vu

Compte tenu de ce qui précède, on l'obtient en supprimant l du schéma initial ( Cf. ci-contre).

Iu R g

L1

2)a) Calcul de I0N et de IuN

215 Vu = L1ω 0,24 ⋅ 100π V 215 = u = ⇒ R g 45

I0N = I uN

⇒

I0N = 2,85A IuN = 4,78A

b) Calcul de IN Vu = jL1ωI0 = (R/g)Iu entraîne que arg(Iu) = π/2 + arg(I0), donc que ces deux courants sont en quadrature. Iu Vu Cf. diagramme vectoriel ci-contre, I = I 2 + I 2 = 2,85² + 4,78² , soit I = 5,57A I0

ϕ'

N

0

et ϕ' = arctan(I0N/IuN) = arctan(2,85/4,78), soit

N

u

ϕ' = 30,8°

c) Calcul de la puissance électromagnétique et de CN PeN = 3(R/g)IuN² = 3⋅45⋅4,78² ⇒

PeN = 3085W

CN = PeN/Ωs = 3085/(100π/2) ⇒

CN = 19,6Nm

d) Calcul de la puissance absorbée et du facteur de puissance Comme les pertes fer sont négligées, la puissance absorbée, notée P ici, est simplement égale à la puissance électromagnétique augmentée des pertes Joule statoriques. On a donc P = 3R1IN² + PeN = 3⋅1⋅5,57² + 3085, soit P = 3178W

cos ϕ =

P 3178 = S 3 ⋅ 220 ⋅ 5,57

soit

cosϕ = 0,864

e) Calcul de ΦN ΦN = L1I0N = 0,24⋅2,85 ⇒

ΦN = 0,684Wb

Corrigé de l'exercice 39 − page 2/5

3)a) Expression de Vu Vu = L1ωI0 = Φω Φ = ΦN ⇒

Vu = ΦNω

b) Expression de C

R ⎧ ⎪⎪Pe = 3 g I u ² ⎨ ⎪Vu = Φ N ω = R I u ⎪⎩ g

⇒ Pe = 3

R ⎛ gΦ N ω ⎞ ² R ⎛ gΦ ω ⎞ ⎟ . D'autre part, C = pPe/ω. On a donc C = p3 ⎜ N ⎟ ² ω , soit ⎜ g⎝ R ⎠ g⎝ R ⎠ C=

3pΦ N ² gω R

c) Expressions de I et de V I = I0 + I u =

⎛ 1 Vu V g⎞ + u = Φ N ω⎜ + ⎟ jL1ω R g ⎝ jL1ω R ⎠

⎛ gω 1 ⎞ I = ΦN ⎜ + ⎟ ⎝ R jL1 ⎠

soit

V = R1I + ΦNω

V = R1I + Vu d) Valeurs communes de gω et de I

Dans l'expression de C, p, ΦN et R sont constants, gω ne dépend donc que de C. Comme I ne fait intervenir que des constantes et gω, le courant ne dépend également que de C. Comme on considère un fonctionnement à C = CN constant, les valeurs de gω et de I sont celles obtenues au I): gω = 12,56rad/s

I = [IN;−ϕ'] soit

I = [5,57;−30,8]°

Valeurs de V Numériquement, V = 1⋅[5,57;−30,8] + 0,684⋅2πf = [5,57;−30,8] + 4,3f. Pour une simple loi V/f = Cte, donc V de la forme k⋅f, on calcule k en s'imposant que V = 220V pour 50Hz, ce qui donne k = 4,4V/Hz. Les résultats sont regroupés dans le tableau ci-dessous ( Vsimple correspond au calcul avec V/f = Cte ). f(Hz) V(V) Vsimple(V)

2 13,7 8,8

25 112 110

50 220 220

II)1)a) Allures de e1, e2 et u12 e1 E e2 E

30

θ

210

Cf exercices sur les onduleurs, e1 = E lorsque T1 est commandé à l'état passant et 0 sinon, e2 est décalé de 1/3 de période vers la droite et u12, égal à e1 − e2, se déduit des courbes précédentes. b) Décomposition en série de Fourier

150

u12 E 30

−E

90

150

330

θ

θ

Les angles n'intervenant qu'au sein de fonctions trigonométriques, on peut raisonner en degrés ici. A noter également que la restriction à un quart de période pour le calcul des coefficients est permise par les différentes symétries que présente la courbe, en particulier, celle verticale par rapport à 90°.

Corrigé de l'exercice 39 − page 3/5

Cm =

4 π

∫

90

u12 (θ) sin( mθ)dθ =

0

4 π

90

∫ E sin( mθ)dθ = πm cos(m30) − cos(m90) . Comme m est impair, cos(m90) 4E

30

Cm =

est nul quel que soit m. Il reste donc

4E cos( m30) πm

Expressions de Um et de Vm Les harmoniques étant des fonctions sinusoïdales, on a Um = Cm/ 2 . D'autre part, on peut montrer qu'ils constituent des réseaux triphasés équilibrés, Vm est donc simplement égal à Um/ 3 . D'où: Um =

2 2E cos( m30) πm

Vm =

2 2E cos( m30) 3πm

c) Application numérique 3π V1 = 2,22 ⋅ 220 2 2 cos(30)

V1 =

2 2E cos( 30) 3π

Vm =

254 2 2 489 cos( m30) = cos( m30) . Les résultats sont regroupés dans le tableau ci-dessous. m 3πm m Vm(V)

⇒ E=

3 0

5 44

7 31,4

soit

E = 489V

9 0

11 20

13 16,9

15 0

On retrouve évidemment le fait que les harmoniques multiples de 3 sont nuls. 2)a) Allures de e1, e2 et u12 − Nouvelles expressions de Um et de Vm Toutes les démarches sont les mêmes qu'au 1). On se contentera donc de donner les résultats. e1 E e2 E

20 30 40

θ

200 210 220

140 150 160

u12 E 20 30 40

90

320 330 340

θ

θ

140 150 160

−E

Cm =

90 ⎞ 4E 4 ⎛ 30 cos( m20) − cos( m30) + cos( m40) − cos( m90) soit, finalement, ⎜ E sin( mθ)dθ + E sin( mθ)dθ⎟ = π ⎝ 20 ⎠ πm 40

∫

∫

Cm =

Um =

4E cos( m20) − cos( m30) + cos( m40) πm

2 2E cos( m20) − cos( m30) + cos( m40) πm

Vm =

2 2E cos( m20) − cos( m30) + cos( m40) 3πm

Corrigé de l'exercice 39 − page 4/5

b) Application numérique V1 =

2 2E cos(20) − cos(30) + cos(40) 3π

⇒ E=

soit Vm =

3π V1 = 2,29 ⋅ 220 2 2 cos( 20) − cos( 30) + cos( 40)

E = 504V 262 2 2 504 cos( m20) − cos( m30) + cos( m40) = cos( m20) − cos( m30) + cos( m40) Cf. tableau ci-dessous. m 3πm m Vm(V)

3 0

5 13

7 10,2

9 0

11 34,7

13 39,9

15 0

De même, les harmoniques multiples de 3 sont nuls. c) On constate effectivement que les harmoniques jusqu'au rang 7 ( donc bien de l'ordre de 2n, soit 6 ) sont atténués et que les suivants sont amplifiés. Ceci est un effet caractéristique du découpage. 3)a) A priori, avec n = 9, tous les harmoniques jusqu'au rang voisin de 18 doivent être fortement atténués. Comme il n'existe pas d'harmoniques pairs et d'harmoniques multiples de trois, on doit donc s'attendre à trouver les harmoniques 19, 23 et 25. b) Calcul de α, V23 et V25 V1 = αVt1 = α250 avec V1 = 220V entraîne α = 220/250, soit V23 = αVt23 = 0,88⋅56 ⇒

V23 = 49,3V

α = 0,88

V25 = αVt25 = 0,88⋅66 ⇒

V25 = 58,1V

III)1)a) Valeurs de V1 et de I1 Cf. énoncé, ce sont celles trouvées au I), soit

V1 = 220V I1 = 5,57A

b) Expression numérique de Zm ⎧Z m = R1 + jlω + R ⎨ ⎩ω = m2 πf N

⇒ Zm = 1 + 1,8 + j0,02⋅m⋅100π soit

Zm = 2,8 + j6,28m

Valeurs des courants

Im =

Vm Zm

I = I1 ² + ∑ I m ² = 5,57² + ∑ I m ² . Les résultats figurent dans les tableaux ci-dessous. Onde rectangulaire m 5 7 Vm(V) 44 31,4 Zm(Ω) 31,5 44,1 Im(A) 1,40 0,71 I(A) 5,79

m Vm(V) Zm(Ω) Im(A) I(A)

MLI 23 25 49 58 144 157 0,34 0,37 5,59

On constate que, dans le premier cas, I est un peu supérieur au courant nominal de la machine. En toute rigueur il faudrait donc la déclasser légèrement. Par contre, pour la MLI, ce problème ne se pose pas. En dehors de la réduction des harmoniques de couple, c'est un des autres avantages de ce procédé.

Corrigé de l'exercice 39 − page 5/5

2)a) Valeurs de α

α=

V1 V = 1 où V1 prend les valeurs obtenues au I)3)d), soit 112V pour 25Hz et 13,7V pour 2Hz. D'où Vt1 250 f = 25Hz: α = 0,448 f = 2Hz: α = 0,055

Valeur de la fréquence maximale de fonctionnement Si on néglige la chute de tension dans R1, on a V1 = ΦNω = ΦN2πf. Comme V1 est limité à 250V, la fréquence maximale fmax vaut 250/(2πΦN) = 250/(2π0,684), soit fmax = 58,2Hz b) Relation entre les grandeurs 3pΦ N ² ⎧ ⎪C = R gω ⎪ ⎞ ⎛ ⎪g = 1 − n ⎜ 3pΦ N ² ⎜ n ⎟⎟ ⎪ ns 1− 2 πf ⇒ C= ⎨ 60f ⎟ R ⎜ ⎪ 60f ⎟ ⎜ p ⎠ ⎝ ⎪n s = p ⎪ ⎪⎩ω = 2 πf

soit

C=

6πpΦ N ² ⎛ pn ⎞ ⎜f − ⎟ ⎝ R 60 ⎠

c) Expression numérique de f C=

6πpΦ N ² ⎛ pn ⎞ ⎜f − ⎟ ⎝ R 60 ⎠

⇒ f=

pn RC 2n 1,8 ⋅ C + = + , soit, finalement, 60 6πpΦ N ² 60 6π2 ⋅ 0,684²

f=

n + 0,102C 30

A.N.: n=750tr/min ⇒ f = 750/30 + 0,102C = 25 + 0,102C, d'où, sachant qu'à vide, comme on néglige les pertes mécaniques, C = 0, à vide: f = 25Hz C = CN: f = 27Hz

Corrigé de l'exercice 40 − page 1/3

I)1) Expressions de Icosα et de Isinα ⎧ 2 2 I d cos θ − I q sin θ ⎪i a = 3 3 entraîne par identification des coefficients de cosθ et de ⎨ ⎪i = I 2 cos(θ + α ) = I 2 cos θ cos α − I 2 sin θ sin α ⎩a

sinθ,

2 I d = I 2 cos α 3

2 I q = I 2 sin α 3

soit

I cos α =

Id 3

I sin α =

Iq 3

2) Expressions de ib et de ic Il suffit de remplacer θ respectivement par θ − 2π/3 et θ − 4π/3, soit

i b = I 2 cos(θ − 2 π 3 + α ) i c = I 2 cos(θ − 4 π 3 + α ) 3) Expression de θ et de ia 1 Id Ω( t ) = a ⋅ t ⇒ ω ( u) = + p ⋅ a ⋅ u . On a donc θ = τ r Iq Ceci, remplacé dans l'expression de ia, donne

∫

t⎛

⎞ 1 Iq u + p ⋅ a ⋅ u⎟ du , soit ⎜ ⎠ 0 ⎝ τ r Id

θ=

1 Iq t² t + p⋅a τ r Id 2

⎛ 1 Iq ⎞ t² t + p ⋅ a + α⎟ i a = I 2 cos⎜ 2 ⎝ τ r Id ⎠

Application numérique 4,5 ⎧ ⎪⎪I cos α = 3 ⎨ ⎪I sin α = 11,5 ⎪⎩ 3

⇒

I = 7,13A α = 1,2rad

N.B.: Le résultat s'obtient quasi instantanément si on remarque que Icosα et Isinα peuvent être considérés comme les composantes cartésiennes du nombre complexe de composantes polaires I et α. Partant de là, il suffit de faire la conversion à la calculette. t² ⎛ 1 4,5 ⎞ i a = 7,13 2 cos⎜ t + 2 ⋅ 300 + 1,2⎟ ⎝ 0,16 11,5 ⎠ 2

soit

i = 10,1cos(16t + 300t² + 1,2)

ia

L'allure de i ( Cf. ci-contre ) s'obtient sans difficulté. Il faut simplement faire attention à ce que la calculette soit en mode "radians".

8 4 0,25

0,5 t

−4 −8

II)1) Si Ω est constant, ω l'est également puisque les autres éléments qui composent ce terme le sont. L'angle θ est donc égal à ωt. Ceci donne des courants d'équation ia = I 2 cos(ωt + α), ib = I 2 cos(ωt − 2π/3 + α) et ib = I 2 cos(ωt − 4π/3 + α), qui sont bien les expressions correspondant à un système triphasé équilibré direct.

Corrigé de l'exercice 40 − page 2/3

2) Expressions de I0 et de Iu − Déphasage entre i0 et iu Les deux courants étant sinusoïdaux, leur valeur efficace est donc simplement égale à la valeur crête divisée par Iq I 2 2 2 . On a donc I 0 = d I u = 2 et I u = Id Iq 2 , soit I 0 = 3 3 3 3 N.B.: En fait, ce sont les termes Icosα et Isinα définis plus haut. Les courants peuvent encore s'écrire i0 = I0 2 cosθ et iu = −Iu 2 sinθ = Iu 2 cos(θ + π/2). En particulier, i0 est maximum pour θ = 0 et iu l'est pour θ = −π/2, ce qui montre bien que iu est en avance de π/2 par rapport à i0. 3)a) Calcul des grandeurs au point nominal Pour faciliter les calculs, on note Z1 l'impédance équivalente à la mise en série de R1 et de L1, et Y2 l'admittance équivalente à la mise en parallèle de L2 et de R2/g. On aura donc, en particulier, Z = Z1 + 1/Y2. g = 1 − n/ns avec ns = 60fN/p = 60⋅50/2 = 1500tr/min ⇒ g = 1 − 1425/1500 = 0,05 Z1 = R1 + jL1ω = 1 + j0,025⋅100π = [7,92;82,7°] g 1 0,05 1 + = + = [0,0384;−21,6°] Y2 = R 2 jL2ω 1,4 j0,225 ⋅ 100π Z = [7,92;82,7] + 1/[0,0384;−21,6] ⇒

I=

Z = [30,7;34,7°]

V 380 3 . Avec V comme origine, il vient I = , soit Z [30,7;34,7]

Vu = I/Y2 = [7,15;−34,7]/[0,0384;−21,6] ⇒ Vu = 186V ⇒ I0N = 186/(0,225⋅100π) soit

C=

I = [7,15;−34,7°]

Vu = [186;−13,1°] I0N = 2,64A

Pe pPe = . Pe peut, ici, se calculer par P − 3R1I², avec P = 3VIcosϕ ( ϕ, déphasage entre I et V ). Compte Ωs ω

tenu de ceci, Pe = 3⋅380/ 3 ⋅7,15cos34,7 − 3⋅1⋅7,15² = 3716W. CN = 2⋅3716/(100π), soit

CN = 23,7Nm

b) Expression de I Vu = jL2ωI0 = (R2/g)Iu ⇒ arg(Iu) = π/2 + arg(I0). On retrouve donc bien que Iu est en quadrature avance sur I0. Il s'ensuit que, avec I0 comme origine, Iu s'écrit jIu. I étant la somme de ces courants, il vient I = I0 + jIu c) Expressions de Pe et de C

Pe = 3

R R I u ² . Or, 2 I u = L2ωI 0 N . On a donc g g

Pe = 3L2ωI0NIu

Ce =

pPe ω

⇒

Si les pertes mécaniques sont négligeables, à vide, le couple correspondant est nul ⇒

C = 3pL2I0NIu A vide, Iu = 0

Expressions de gω et de f

R2 I u = L2ωI 0 N g

⇒

gω =

R2I u L2 I 0 N

⎛ n ⎞ R I Or g = 1 − n/ns avec ns = 60f/p, et ω = 2πf . Il vient ⎜ 1 − ⎟ 2 πf = 2 u , soit, tous calculs faits, L2 I 0 N ⎝ 60f p ⎠

f=

pn R 2I u + 60 2 πL2 I 0 N

Corrigé de l'exercice 40 − page 3/3

Expression de V V = (R1 + jL1ω)I + Vu

⇒

V = (R1 + jL1ω)I + jL2ωI0N

Application numérique Dans tous les cas: I = 2,64 + jIu avec I u =

f= U=

C C = = 0,281C 3pL2 I 0 N 3 ⋅ 2 ⋅ 0,225 ⋅ 2,64

2 ⋅ 1000 1,4I u + = 33,3 + 0,375I u 60 2 π0,225 ⋅ 2,64 3 V avec V = (1 + j0,025⋅2πf)I + j0,225⋅2πf2,64 = (1 + j0,157f)I + j3,73f

Les résultats sont regroupés dans le tableau ci-dessous. à vide C = CN

Iu(A) 0 6,66

I[A;°] [2,64;0] [7,16;68,4]

f(Hz) 33,3 35,8

V[V;°] [138;88,9] [159;103]

U(V) 239 275

N.B.1: On retrouve évidemment pour I la même valeur qu'au II)3)a). Par contre, l'argument est différent car on a changé d'origine des phases. N.B.2: Dans le deuxième cas, l'argument de V est supérieur à 90°. Là encore, c'est lié à l'origine choisie. Par contre, le déphasage ϕ entre I et V, égal à arg(V) − arg(I), soit 103 − 68,4 = 34,6°, reste bien évidemment compris entre 0 et 90°. En fait, aux erreurs d'arrondis près, on retrouve la valeur du II)3)a) ( rappel: avec V comme origine, ϕ est égal à l'opposé de l'argument du courant ).

Corrigé de l'exercice 41 − page 1/5

Remarque préliminaire: Dans l'étude usuelle des machines alternatives, on considère la vitesse de rotation Ω en valeur absolue. Ceci permet d'écrire de façon unique les relations entre E0 et Ω d'une part, et ω et Ω d'autre part.

Par contre, dans le contexte de la variation de vitesse, Ω est, a priori, compté algébriquement. Comme les grandeurs électriques sont, elles, forcément positives, il faut alors envisager les deux cas, suivant le signe de Ω. ( en particulier, on a ω = −pΩ pour Ω négatif ). Pour éviter d'avoir à entrer dans ces considérations, et vu que cela n'apporterait rien de plus ici, l'énoncé fait la restriction au cas Ω positif. I)1)a) Valeur de K A vide, V = E0 ⇒ KIeΩ = V soit

K=

V 225 = I e Ω 50 ⋅ 150

d'où

K = 0,03H

b) Expression de L En court-circuit, E0 = LωI, soit KIeΩ = LωI. Or Ω = ω/p. On a donc KIeω/p = LωI, soit

L=

KI e pI

Application numérique L=

0,03 ⋅ 20 2 ⋅ 150

soit

L = 2mH

2)a) Relation en Pe et P − Calcul de Ce L I On rappelle ci-contre le schéma équivalent correspondant au modèle utilisé, schéma auquel on se reportera dans toute la suite. E0 V A priori, Pe = P − pjs − pfer ( pertes Joule statoriques et pertes fer ). Comme on néglige ces pertes, on a donc simplement Pe = P Ce = Pe/Ω = Pe/(ω/p). Comme Pe = P, il vient Ce =

pP 2 ⋅ 90 ⋅ 103 = , soit ω 314

Ce = 573Nm

b) Valeurs du déphasage ⎛ 90 ⋅ 103 ⎞ ⎛ P ⎞ ϕ = ± arccos⎜ ⎟ ⎟ = ± arccos⎜ ⎝ 3VI ⎠ ⎝ 3 ⋅ 230 ⋅ 150 ⎠

⇒

ϕ = ±29,6°

Valeurs de Q − Etat de la machine Dans tous les cas, Q = Ptanϕ = 90⋅103tanϕ ϕ = 29,6°

⇒

Q = 51,1kVAR Q > 0 ⇒ la machine absorbe de la puissance réactive, elle est sous-excitée.

ϕ = −29,6°

⇒

Q = −51,1kVAR Q < 0 ⇒ la machine fournit de la puissance réactive, elle est sur-excitée.

Valeurs de E0 et de J Avec I comme origine, on a E0 = [V;ϕ] − jLωI. Numériquement, E0 = [230;ϕ] − j2⋅10−3314⋅150 = [230;ϕ] − j94,2. D'autre part, Ie = E0/KΩ = E0/0,03/(314/2) = 0,212⋅E0. D'où les résultats: ϕ = 29,6°

E0 = [201;5,5°]

⇒

E0 = 201V Ie = 42,6A

ϕ = −29,6°

E0 = [288;−46,1°]

⇒

E0 = 288V Ie = 61,1A

Corrigé de l'exercice 41 − page 2/5

3)a) Diagramme vectoriel V O ϕ E0 ψ I

B

Tracé ci-contre, il traduit la relation V = jLωI + E0.

LωI

A b) Relations entre les grandeurs Cf. diagramme ci-dessus, OA = Vcosϕ = E0cosψ et AB = Vsinϕ = E0sinψ + LωI. On peut également raisonner en complexes: V = jLωI + E0 entraîne, avec I comme origine, [V;ϕ] = jLωI + [E0;ψ] soit Vcosϕ + jVsinϕ = jLωI + E0cosψ + jE0sinψ. Il suffit alors d'égaler les parties réelles et imaginaires pour retrouver les relations précédentes. c) Expression de Pe Cf. 2)a), Pe = P = 3VIcosϕ. Or Vcosϕ = E0cosψ. On en déduit

Pe = 3E0cosψI

N.B.: On parle de "retrouver l'expression de Pe" car il s'agit en fait d'une des relations de base de la machine à pôles lisses. Mode de fonctionnement Il dépend du signe de Pe, qui, vu la convention récepteur choisie, est positif en moteur et négatif en génératrice. E0 et I étant forcément positifs, ce signe ne dépend que de celui de cosψ. D'où: ⏐ψ⏐ ≤ π/2 ⇒ cosψ ≥ 0 ⇒ Pe ≥ 0 d'où

⏐ψ⏐ ≤ π/2: fonctionnement en moteur

⏐ψ⏐ ≥ π/2 ⇒ cosψ ≤ 0 ⇒ Pe ≤ 0 d'où

⏐ψ⏐ ≥ π/2: fonctionnement en génératrice

Expression de Ce Ce =

Pe 3E 0 cos ψI 3KI e Ω cos ψI , soit, en remplaçant E0 par KIeΩ, C e = , d'où = Ω Ω Ω

Ce = 3KIecosψI

II)1)a) Intervalles de conduction − Allure de u2 Tous les tracés de cette partie sont regroupés page suivante. Si nécessaire, on se reportera aux exercices sur le redressement ( ou aux cours correspondants ) pour des explications complémentaires. b) Expressions de i1 − Allure Cf. schéma du variateur i1 = −I0 quand T1 conduit i1 = I0 quand T'1 conduit i1 = 0 lorsque T1 et T'1 sont bloqués c) Allure de if Le fondamental est une sinusoïde de même période de i1 et "centrée" sur ce dernier. On l'a représenté ici avec , I0 . son amplitude exacte, soit 2 3I 0 π = 110 Valeur de ϕ Cf. tracé, ϕ = −30°. Comme α2 = 150°, α2 − π = 150 − 180 = −30°. La relation est bien vérifiée dans ce cas particulier.

Corrigé de l'exercice 41 − page 3/5

α

u2 T2

T3 T'1

T1 T'2

u12

T2 T'3

T3 T'1

u13

v1

v2

v3

θ

i1 if I0 v1 ϕ θ

−I0

2)a) Expression de U2C en fonction de V et de ϕ U2C = 2,34Vcosα2 ϕ = α2 − π ⇒ α2 = ϕ + π d'où U2C = 2,34Vcos(ϕ + π) soit

U2C = −2,34Vcosϕ

b) Expression de P Pour le pont P2, on est en présence d'une convention générateur. La puissance absorbée est donc égale à −U2CI0. D'où, compte tenu de l'expression de U2C, P = −(−2,34Vcosϕ)I0, soit P = 2,34VcosϕΙ0 c) Expression de I P = 3VIcosϕ ⇒ 2,34VcosϕΙ0 = 3VIcosϕ soit 2,34I0 = 3I d'où I = 2,34/3⋅I0 soit

I ≅ 0,780Ι0

3) Expressions de U1C Vu le fléchage des tensions u1 et u2, et le fait que la valeur moyenne de la tension aux bornes de L1 est nulle, on U1C = 2,34Vcosϕ a U1C = −U2C. D'où Par ailleurs, Cf. I)3)b), on a Vcosϕ = E0cosψ, d'où

U1C = 2,34E0cosψ

Corrigé de l'exercice 41 − page 4/5

III)1) Expressions de Ce et de U1C ⎧C e = 3KI e cos ψI ⎨ ⎩ I = 0,780I 0

⇒ Ce = 3KIecosψ0,780I0 soit

⎧U1C = 2,34 E 0 cos ψ ⎨ ⎩ E 0 = KI e Ω

⇒

Ce = 2,34KIecosψI0

U1C = 2,34KIeΩcosψ

Valeur de Iecosψ pour le fonctionnement en génératrice

I e cos ψ =

U1C −468 avec U1C = 540cos150 = −468V et Ω = 157rad/s. D'où I e cos ψ = , soit 2,34 ⋅ 0,03 ⋅ 157 2,34 KΩ Iecosψ = −42,5A

Comme dit, pour le fonctionnement en moteur, on prendra Iecosψ = 42,5A. 2) Expression de Iesinψ ⎧V cos ϕ = E 0 cos ψ E sin ψ + LωI Cf. I)3)b) ⎨ . On en déduit tan ϕ = 0 , soit, compte tenu de E0 = KIeΩ et de E 0 cos ψ ⎩ V sin ϕ = E 0 sin ψ + LωI KI Ω sin ψ + LpΩI , d'où on tire, tous calculs faits, Iesinψ = Iecosψtanϕ − LpI/K ω = pΩ, tan ϕ = e KI e Ω cos ψ

a) Valeur de Iesinψ En fonctionnement moteur, on a Iecosψ = 42,5A. Ceci, reporté dans l'expression de Iesinψ, et compte tenu de ϕ = −30°, donne Iesinψ = 42,5tan(−30) − 2⋅10−3⋅2⋅150/0,03, soit Iesinψ = −44,5A Valeurs de Ie et ψ ⎧I e cos ψ = 42,5 ⎨ ⎩ I e sin ψ = −44,5

⇒ ( conversion polaire-cartésien, Cf. exercice précédent )

Ie = 61,5A ψ = −46,3°

b) Valeur de ψ Pour le fonctionnement en génératrice, Iecosψ = −42,5A. Comme Ie est supposé constant et égal à la valeur calculée ci-dessus, il vient ψ = arccos(−42,5/61,5), soit, vu que ψ doit être négatif, ψ = −134° Diagramme vectoriel − Conclusion ψ I

ϕ

E0 V

LωI

Si on part de E0, le diagramme s'établit comme indiqué cicontre. On en déduit que ϕ est négatif et supérieur en valeur absolue à 134°. Les conditions de commutation naturelle ( ϕ suffisamment négatif ), sont donc effectivement d'autant mieux respectées ici.

3) Expressions numériques de Ce et de U1C Dans tous les cas, Ce = 2,34⋅0,03IecosψI0 = 0,0702IecosψI0 et U1C = 2,34⋅0,03IecosψΩ = 0,0702IecosψΩ. Fonctionnement en moteur:

Iecosψ = 42,5A

⇒

Ce = 2,98I0 U1C = 2,98Ω

Fonctionnement en génératrice:

Iecosψ = −42,5A

⇒

Ce = −2,98I0 U1C = −2,98Ω

Corrigé de l'exercice 41 − page 5/5

a) Analogie avec la machine à courant continu Si on considère l'ensemble P2 + machine synchrone, on constate qu'il est alimenté sous tension continue U1C et absorbe le courant continu I0, la vitesse de rotation étant proportionnelle à U1C et le couple à I0. On a donc une analogie formelle avec les relations obtenues dans le cas d'une machine à courant continu. En termes de gestion du fonctionnement dans les quatre quadrants, il faut cependant noter deux différences essentielles par rapport à cette dernière: − Le courant I0 est unidirectionnel, le signe du couple est obtenu par action sur l'angle ψ. − Le signe de la tension n'intervient pas sur le sens de rotation. L'inversion de vitesse s'obtient en modifiant l'ordre d'amorçage des thyristors du pont P2. Cela étant dit, il n'en reste pas moins qu'on commande de façon indépendante la vitesse et le couple. De plus, par rapport à la machine à courant continu, la machine synchrone présente deux avantages: − absence de système collecteur-balais (moins d'entretien, utilisation possible en atmosphère explosive ) − meilleure puissance massique ( rapport entre la puissance de la machine et son poids ). b) Valeur maximale de I0 − Valeur correspondante de ⏐Ce⏐ I0 = I/0,780 avec I limité à IN = 150A. On a donc I0max = 150/0,780 soit ⏐Ce⏐max = 2,98⋅I0max = 2,98⋅192 soit

I0max = 192A

⏐Ce⏐max = 572Nm

N.B.: On retrouve quasiment la valeur de couple obtenue au I). C'est logique vu que I = IN, que Ie et ψ sont pratiquement les mêmes ( du moins pour le fonctionnement en capacitif Cf. I)2)b) ) et que C ne dépend que de ces grandeurs ( ce que ne montre évidemment pas la relation utilisée au I)2)a), fondée uniquement sur un bilan de puissance ). c) Valeurs communes de I0 et de f ⏐Ce⏐ = 400Nm ⇒ I0 = 400/2,98 soit f = ω/2π = pΩ/2π = 2⋅100/2π soit

I0 = 134A

f = 31,8Hz

Valeurs de U1C, α1 et de Prés Prés, puissance fournie par le réseau ou restituée à celui-ci. Dans tous les cas, U1C = ±2,98⋅100 = ±298V, U1C = 540cosα1 ⇒ α1 = arccos(U1C/540) = arccos(±298/540) et Prés = U1CI0 = ±298⋅134 = ±39,9kW ( le signe + correspondant au fonctionnement en moteur, donc à Ce positif puisque Ω l'est, et le signe − à celui en génératrice, donc à Ce négatif pour la même raison ). Ce = 400Nm:

Ce > 0 ⇒ fonctionnement en moteur, d'où U1C = 298V α1 = 56,5° Prés = 39,9kW Prés > 0 ⇒ puissance fournie.

Ce = −400Nm:

Ce < 0 ⇒ fonctionnement en génératrice, d'où U1C = −298V α1 = 123° Prés = −39,9kW Prés < 0 ⇒ puissance restituée.

Corrigé de l'exercice 42 − page 1/3

1)a) Schéma équivalent

T1

Te L

I i I

v

iT1

uL T'3

b) Equation différentielle régissant l'évolution de v dv di , u L = L T1 et iT1 = i + I. On a donc, en particulier, dt dt d (i + I) d²v di . Il ne reste plus qu'à reporter uL = L = L , soit, compte tenu de la relation entre i et v, u L = LC dt dt ² dt d²v +v=0 ceci dans la première équation pour obtenir LC dt ²

Cf. schéma précédent, on a v + uL = 0. D'autre part, i = C

c) Valeur initiale de i iT1 = i + I ⇒ i = iT1 − I. Comme il y a continuité du courant dans L, on a iT1(0−) = iT1(0+) = I. Il s'ensuit que i(0), égal à iT1(0+) − I, vaut I − I, soit i(0) = 0 Expressions de v, i et iT1 ⎧ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ ⎧ d ²v v = A cos⎜ ⎟ + B sin⎜ ⎟ LC v + = 0 ⎪ ⎪⎪ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎪ dt ² ⇒ ⎨ ⎨ dv ⎪i = C ⎪i = − C A sin⎛ t ⎞ + C B cos⎛ t ⎞ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎪⎩ ⎪⎩ dt ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ L L

v(0) = V0

⇒ A = V0

i(0) = 0 ⇒ B = 0 d'où, compte tenu de iT1 = i + I,

⎛ t ⎞ v = V0 cos⎜ ⎟ ⎝ LC ⎠

i=−

C ⎛ t ⎞ V0 sin⎜ ⎟ ⎝ LC ⎠ L

i T1 = I −

C ⎛ t ⎞ V0 sin⎜ ⎟ ⎝ LC ⎠ L

d) Expression de t1 et de V1 t1 est tel que iT1(t1) = 0. On a donc 0 = I −

L C ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ I , d'où, finalement, V0 sin⎜ 1 ⎟ , soit V0 sin⎜ 1 ⎟ = ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ C L ⎛ L I ⎞ t 1 = LC arcsin⎜ ⎟ ⎝ C V0 ⎠

⎛ L I ⎞² ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ V1 = v( t 1 ) = V0 cos⎜ 1 ⎟ = V0 1 − sin ²⎜ 1 ⎟ = V0 1 − ⎜ ⎟ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎝ C V0 ⎠

soit

V1 = V0 1 −

L I² C V0²

L ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ N.B.: Dans la question 3)b), on utilisera les relations intermédiaires V0 sin⎜ 1 ⎟ = I et V1 = V0 cos⎜ 1 ⎟ . ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ C

Corrigé de l'exercice 42 − page 2/3

2)a) Schéma équivalent Te I i I

v

T'3 b) Expression de v et de t2 dv I = − I . On a donc v = − t + A1 . Comme on place la nouvelle origine des temps dt C I en t1, la condition de continuité est v(0) = V1, dont on déduit A1 = V1. D'où v = − t + V1 C

Cf. schéma ci-dessus, i = C

t2 est tel que v(t2) = −V1. On a donc − V1 = −

I t 2 + V1 , soit C

t2 =

2CV1 I

3)a) Comparaison entre les schémas − Expressions de v, i, iT2 et iTe T2

Te I

iTe

L

i

iT2

v I

T'3

Il vient donc immédiatement

v(0) = −V1 ⇒ A2 = −V1

Au remplacement de T1 par T2 près, le nouveau schéma équivalent ( Cf. ci-contre ) est le même que celui tracé au 1). Les équations régissant l'évolution de v et i sont donc identiques et leurs solutions ne diffèrent que par la valeur des constantes d'intégration, qu'il faut recalculer compte tenu des nouvelles conditions initiales v(0) = −V1 et i(0) = iT2(0) − I = −I ( iT2(0) = 0 par continuité du courant dans L ).

⎧ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ ⎟ + B2 sin⎜ ⎟ ⎪v = A2 cos⎜⎝ ⎝ LC ⎠ LC ⎠ ⎪ . ⎨ ⎪i = − C A sin⎛ t ⎞ + C B cos⎛ t ⎞ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ 2 2 ⎪⎩ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ L L

i(0) = −I ⇒ B2 = −

L I . D'où, compte tenu du fait que iT2 = i + I et que iTe = −i, C

L ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ v = − V1 cos⎜ I sin⎜ ⎟− ⎟ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ C ⎡ C ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞⎤ i T2 = I ⎢1 − cos⎜ V1 sin⎜ ⎟ ⎟⎥ + ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎦ L ⎣

C ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ V1 sin⎜ ⎟ − I cos⎜ ⎟ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ L C ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ V1 sin⎜ =− ⎟ + I cos⎜ ⎟ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ L

i= i Te

b) Valeurs de t3 et de v(t3) t3 est tel que iTe(t3) = 0. On a donc 0 = −

C ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ V1 sin⎜ 3 ⎟ + I cos⎜ 3 ⎟ , soit tan⎜ 3 ⎟ = ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ L

L I . C V1

L L I ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ . Or, Cf. N.B. du 1)d), on a V0 sin⎜ 1 ⎟ = I et V1 = V0 cos⎜ 1 ⎟ . Ceci entraîne tan⎜ 1 ⎟ = ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ C C V1

Corrigé de l'exercice 42 − page 3/3

L'égalité des deux tangentes implique celle des angles ( modulo π, mais ici, seule les valeurs comprises entre 0 t t et π sont à retenir ). Il s'ensuit que 3 = 1 , d'où t3 = t1 LC LC L L ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ v( t 3 ) = − V1 cos⎜ 3 ⎟ − I sin⎜ 3 ⎟ = − V1 cos⎜ 1 ⎟ − I sin⎜ 1 ⎟ ( puisque t3 = t1 ) ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ C C L ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ soit, compte tenu de V0 sin⎜ 1 ⎟ = I et V1 = V0 cos⎜ 1 ⎟ , ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ C ⎡ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞ ⎛ t ⎞⎤ v( t 3 ) = − V0 cos⎜ 1 ⎟ cos⎜ 1 ⎟ − V0 sin⎜ 1 ⎟ sin⎜ 1 ⎟ = − V0 ⎢cos ²⎜ 1 ⎟ + sin ²⎜ 1 ⎟ ⎥ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎝ LC ⎠ ⎦ ⎣

v(t3) = −V0

Il vient donc finalement

N.B.: L'évolution ne pouvant qu'être "symétrique", les valeurs de t3 et de v(t3) sont tout à fait logiques. 4) Valeurs de t1, V1 et t2 ⎛ 186 ⋅ 10−6 1200 ⎞ ⎛ L I ⎞ ⎟ t 1 = LC arcsin⎜ ⎟ = 186 ⋅ 10−6 ⋅ 235 ⋅ 10−6 arcsin⎜⎜ −6 ⎟ 1800 235 10 ⋅ ⎝ C V0 ⎠ ⎠ ⎝

V1 = V0 1 −

L I² 186 ⋅ 10−6 1200² = 1800 1 − C V0² 235 ⋅ 10−6 1800²

2CV1 2 ⋅ 235 ⋅ 10−6 ⋅ 1450 = 1200 I Allures de v, i, iT1 et iT2 t2 =

v i iT1 iT2

soit

soit

V1 = 1450V

T2

Te

1800

1200

−1200 −1800

t1 = 133µs

t2 = 568µs

T1

133

soit

701

834

Le tracé ne présente pas de difficultés. Signalons simplement que: − Les temps étant à chaque fois calculés avec une nouvelle origine, l'abscisse réelle est la somme du temps correspondant et des temps précédents ( ex. 133 + 568 = 701µs pour le début de conduction de T2 ). − Il y a continuité de la pente de v(t) au moment des commutations car on t(µs) a dv/dt = I/C à gauche et à droite. − On a fait figurer également les intervalles de conduction des semiconducteurs concernés ( comme dit dans l'énoncé, T'3 conduit pendant toute cette phase ).

Corrigé de l'exercice 43 − page 1/3

I)1) Allure de u u T

T2

1

α

π

T1

Sur circuit résistif, la durée de conduction de chaque thyristor est égale à π − α. D'autre part, u = e lorsqu'un thyristor conduit et u = 0 sinon. On en déduit le tracé cicontre. θ

2) Valeur efficace de u Les alternances positives et négatives de u étant identiques, on a U ² =

U² =

E² ⎡ sin(2α ) ⎤ π−α+ , d'où, finalement, ⎢ π ⎣ 2 ⎥⎦

U = E 1−

1 π 1 e ²dθ = π α π

∫

π

∫ (E α

)

2 sin θ ²dθ , soit

α sin(2α ) + π 2π

Expression de P − Courbe P = f(α) Sur circuit résistif P = U²/R. Il s'ensuit que

P(W) Q(VAR)

P=

3000

E ² ⎡ α sin(2α ) ⎤ 1− + . 2 π ⎥⎦ R ⎢⎣ π

Numériquement, E²/R = 220²/16 = 3025W, ⎡ α sin(2α) ⎤ avec α en d'où P = 3025⎢1 − + 2 π ⎥⎦ ⎣ π α sin(2α) ⎤ ⎡ + radians ou P = 3025⎢1 − si 2 π ⎥⎦ ⎣ 180

2000

1000

90

180 θ(°)

α est en degrés. La courbe est tracée sur la figure ci-contre, où on a représenté également celle, Q = f(α), demandée dans la question II)2)d).

II)1)Valeur de α0 Cf. étude théorique ( voir cours correspondants ), α0 = ϕ, déphasage en régime sinusoïdal entre la tension aux bornes de la charge et le courant qui la traverse. Ici, comme le débit s'effectue sur une inductance pure, on a α0 = 90° ϕ = 90°. Il s'ensuit que 2)a) Allure de u Ici, les thyristors s'amorcent à α et conduisent jusqu'à α + α1. Cf. énoncé, α1 = 2(180 − 120) = 120°. Le reste de la démarche est la même que pour le débit sur circuit résistif. La courbe est représentée page suivante.

Corrigé de l'exercice 43 − page 2/3

u

T1

T2

T2

α

θ

b) Expressions de P et de Q − Valeur de ϕ1 P = EI1cosϕ1 Q = EI1sinϕ1 La charge étant purement selfique, P est nul, d'où cosϕ1 = 0 et ϕ1 = ±90°. Le gradateur consommant dans tous les cas de la puissance réactive, seule la solution positive est à retenir, soit ϕ1 = 90° c) Expressions de I1 et de Q Les fondamentaux étant sinusoïdaux, on a I1 = Q = EI1sinϕ1 avec ϕ1 = π/2 ⇒

Q=

U1 , d'où Lω 0

E² Lω 0

I1 =

E Lω 0

⎡ ⎛ α ⎞ sin(2α ) ⎤ ⎢2⎜⎝ 1 − π ⎟⎠ + π ⎥⎦ ⎣

⎡ ⎛ α ⎞ sin(2α ) ⎤ ⎢2⎜⎝ 1 − π ⎟⎠ + π ⎥⎦ ⎣

d) Tracé de Q = f(α) ⎡ ⎛ α ⎞ sin(2α ) ⎤ avec α en radians ou Numériquement, E²/Lω0 = 220²/16 = 3025VAR. On a donc Q = 3025⎢2⎜ 1 − ⎟ + π ⎥⎦ ⎣ ⎝ π⎠ α ⎞ sin(2α ) ⎤ ⎡ ⎛ si α est en degrés. La courbe est superposée à celle de P ( voir page précédenQ = 3025⎢2⎜ 1 − ⎟+ π ⎥⎦ ⎣ ⎝ 180 ⎠ te ). On peut noter qu'en commande longue, pour α