Electronica Analogica

Electronica Analogica Noţiuni de electronica corpului solid Purtători de sarcină în semiconductoare - după conductibilitatea electrică corpurile solide sunt: • conductoare - σ > 103/Ωcm la tamb 22 3 ` - ne~ 10 /cm (electroni liberi) - conductibilitatea scade cu temperatura (în jurul ionilor pozitivi care nu participă la conducţie se mişcă electroni mobili) • semiconductoare - σ ~ 10-10÷103 / Ωcm (la temperatura ambiantă) - pentru T> p

donoare

acceptoare

• impurificare cu substanţe trivalente (Al, In, Ga) - acceptoare - apare uşor un gol în BV – pot participa la conducţie - la temp. camerei – toate impurităţile sunt ionizate - procesul de generare de perechi nesemnificativ (încă) semiconductor extrinsec - purtătorii majoritari –– golurile - semic de tip P - purtătorii minoritari – electronii n 0 u D >>

kT = 26mV ) la temperatura q

iD = I 0 e ; kT , rezultă: iD = − I 0 u D >> q

uD < 0

Deoarece: Concluzii:

(

qu D kT

ambiantă, rezultă: - pentru

kT q

n = ct.T e 2 i

3

−

ΔW kT

I 0 = ct.T e 3

, rezultă:

−

ΔW kT

I 0 se dublează la fiecare 10 0 C pentru Ge şi la 6 0 C pentru Si. - I 0 este mult mai mic la Si decât la Ge (circa 3 ordine de mărime). -

4. Abateri de la caracteristica ideală - caracteristica ideală:

⎞ ⎛ qu D iD = I 0 ⎜ e kT − 1⎟ ⎟ ⎜ ⎠ ⎝

- caracteristica unei diode reale:

zona I – zona caracteristicii ideale zona II – zona curenţilor mari - contează rezistenţele zonelor neutre – apare o tendinţă de liniarizare a caracteristicii zona III – zona curenţilor direcţi de valoare mică – nu se mai pot neglija fenomenele de generare-recombinare din regiunea de trecere (care creşte); se obţine o caracteristică de tipul e 12

qu D 2 kT

qu D

; mai corect, e

ηkT

cu valori pentru η

de circa 1,2 (pentru Ge) şi, respectiv de 1 - 1.5 (pentru Si) zona IV – zona tensiunilor inverse mici (normale); curentul invers are mai multe componente: - curentul de saturaţie al joncţiunii (constant); - curentul de generare din regiunea de trecere (creşte odată cu creşterea valorii inverse a tensiunii aplicate); - curentul de pierderi la suprafaţă (dependent de tensiunea aplicată) Ponderile acestor componente sunt diferite în funcţie de material. zona V – zona tensiunilor inverse mari, în care curentul invers creşte nelimitat (poate fi limitat numai de circuitul exterior). Sunt 2 fenomene: - fenomen Zener – smulgerea de purtători din reţea prin câmp electric; - fenomen de multiplicare în avalanşă – producere de purtători prin generare sau prin câmp electric, accelerarea acestora, ciocnirea cu reţeaua şi smulgerea altor purtători. iinvers = MI 0 coeficient de multiplicare în avalanşă:

M=

1 ⎛u ⎞ 1 − ⎜⎜ D ⎟⎟ ⎝ U str ⎠

m

U str tensiune de străpungere – dependentă de concentraţiile de impurităţi; m exponent dependent de material: 3 pentru Ge tip P+N, 4-7 pentru Ge tip PN+, Si.

Aproximarea caracteristicilor (modele): - dioda ideala

- dioda idealizată, cu tensiune de prag, U D cu valori de 0,2-0,3V pentru Ge şi 0,6V pentru Si (la curenţi relativ mici)

- dioda idealizată cu tensiune de prag şi cu rezistenţă serie

13

- curentul invers se neglijează, practic, întotdeauna; eventual se ţine seama de rezistenţa de pierderi, de valoare foarte mare.

4. Regimul dinamic al joncţiunii pn Circuit de polarizare:

Determinarea PSF: (U D , I D ) Ecuaţii:

E = RiD + uD iD = iD (u D )

dreapta de funcţionare statică → PSF

M ( I D ,U D )

Regimul dinamic se aplică peste regimul de curent continuu. Punctul de funcţionare se deplasează în jurul PSF iar pentru semnale variabile suficient de mici, comportarea diodei poate fi considerată liniară.

Este necesar un model (o schema echivalentă) valabil pentru regimul dinamic şi anume pentru determinarea curentului prin circuit şi a tensiunii la bornele diodei. a) la frecvenţe joase – se pot neglija fenomenele reactive şi modelul va fi caracterizat printr-o rezistenţă dinamică.

⎧u D = U D + ud ⎩iD = I D + id

Fie: ⎨

14

componente PSF şi componente variabile;

⎛ q (U D + u d ) ⎞ ⎛ qU D qu d ⎞ ⎞ ⎛ qu D iD = I 0 ⎜ e kT − 1⎟ = I 0 ⎜ e kT − 1⎟ = I 0 ⎜ e kT e kT − 1⎟ = ⎟ ⎜ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎠ ⎝ ⎝ ⎠ ⎝ ⎠ qU D ⎞ ⎛ qU D ⎛ qU D ⎛ qud ⎞ ⎞ qu = I 0 ⎜ e kT ⎜1 + ⎟ − 1⎟⎟ = I 0 ⎜⎜ e kT − 1⎟⎟ + I 0 d e kT ⎜ kT ⎠ ⎠ kT ⎝ ⎠ ⎝ ⎝ qU qud kTD id = I 0 e Rezultă: kT u kT 1 kT rd = d = = rezistenţa dinamică: qU D id q q( I D + I 0 ) I 0e kT kT La polarizare directă: U D > 0, U D >> = 0,026 V q kT kT vT rd = ≅ = q ( I D + I 0 ) qI D I D

rd =

vT 26 = ; ID ID

La polarizare inversă: rf =

[Ω] = [mV ] (zeci de ohmi) [mA]

U D < 0, U D >>

kT qI 0

kT q

foarte mare (megaohmi)

b) la frecvenţe înalte apar elemente capacitive: - datorită sarcinilor fixe din regiunea de trecere - datorită sarcinilor mobile din zonele în care are loc difuzia de purtători de sarcină capacitatea de barieră

Cb =

Cb 0 U 1− D U0

qN a A ; Cb 0 =

nn l0 nn + p p 2U 0

- Cb 0 este proporţional cu aria joncţiunii; - În funcţie de profilul de impurităţi se obţin relaţii de forma:

15

Cb =

Cb 0 ⎛ uD ⎞ ⎟⎟ ⎜⎜1 − U ⎝ 0 ⎠

m

cu m având valori cuprinse între 0,3 si 0,5.

De regulă, are efect negativ (întârzie răspunsul la frecvenţe înalte) Se foloseşte sub forma de diodă Varicap. capacitatea de difuzie Este determinată de surplusul de sarcină obţinut prin difuzie: Capacitatea totală de difuzie:

Cd = Cd =

Aq 2 ( pn L p + n p Ln )

q τ p ID kT

kT

e

qU D kT

= ct.I D

(din PSF).

Capacitatea de difuzie este proporţională cu curentul direct prin diodă. Capacitatea de difuzie este mai importantă decât capacitatea de barieră în conducţie directă şi este neglijabilă la polarizarea inversă a diodei. Modele simplificate: - la frecvenţă joasă: - la blocare: - la conducţie cu tensiuni directe mici

Variante constructive 1. Diode de semnal mic – diverse utilizări parametri: - curentul maxim direct admisibil – 50 - 100 mA - tensiunea invers maxim admisibilă – 20 – 100 V - putere disipată maxim admisibilă – 150 mW 2. Diode redresoare – utilizare în conversia ca→cc pentru frecvenţe de până la 400 Hz - curentul maxim direct admisibil - 10 mA – 100 A - tensiunea invers maxim admisibilă – 10 – 1000 V - putere disipată maxim admisibilă – 0,1 – 100 W (se pot utiliza şi sub forma de punţi redresoare) 16

3. Diode de detecţie – demodularea semnalelor, funcţionează la frecvenţe mari şi foarte mari, dar la puteri mici. Pot fi diode cu joncţiuni sau diode Schottky. 4. Diode varicap – cu utilizare în circuite acordate, oscilatoare, filtre, la care se foloseşte dependenţa capacităţii de barieră a diodei de tensiunea inversă aplicată; capacitatea de barieră este proporţională cu aria joncţiunii: Cb =

Cb 0 ⎛ UD ⎞ ⎟⎟ ⎜⎜1 − U ⎝ 0 ⎠

m

5. Diode de comutaţie utilizate în circuite de comutaţie; parametrii principali îi reprezintă timpii de comutaţie directă şi inversă; de obicei, parametrii referitori la mărimile maxim admisibile nu sunt limitativi. 6. Diode Zener se bazează pe fenomenul de multiplicare în avalanşă. tensiunea stabilizată este cuprinsă între 3V şi 100V iar curentul prin diodă este de ordinul a 10 - 100 mA, în funcţie de puterea diodei. Caracteristica+simbol 7. Diode Tunel (Esaki) sunt de tipul P+N+ la care surplusul de purtători trece peste bariera de purtători prin efect tunel; are caracteristica cu rezistenţă negativă şi se foloseşte în circuite care funcţionează la frecvenţe mari sau în circuite de comutaţie. iD

uD

8. Fotodiode (fotoelemente) sunt diode cu joncţiuni sau de tip Schottky la care radiaţiile luminoase pot pătrunde prin capsulă şi sunt absorbite de materialul semiconductor – ca urmare se intensifică procesul de generare de perechi electron-gol şi se modifică curentul de saturaţie al diodei. Se foloseşte numai cu polarizare inversă. 9. Diode electroluminiscente (LED) sunt realizate din joncţiuni de tipul GaAs, semiconductor cu banda interzisă de circa 1,6 -1,7 eV. În urma recombinărilor directe, se emit cuante de lumină în spectrul vizibil, cu diferite culori. Funcţionează numai la polarizare directă. 10. Diode generatoare şi amplificatoare de microunde (IMPATT, TRAPATT, BARIT) – funcţionează după alte principii fizice.

17

Tranzistorul bipolar 1. Introducere Semiconductor eterogen dotat cu impurităţi astfel încât se formează două joncţiuni pn. - regiunea din mijloc – foarte îngustă → d lungimile de difuzie; - nivele mici de injecţie (conc. purtători injectaţi > w q

qD p

Dacă uC ↓ ⇒ w ↑ ⇒ efect de modulaţie a grosimii bazei (ceea ce duce la ideea de reacţie internă în tranzistor). Etapa II: Se calculează curentul de recombinare pornind de la ecuaţia de continuitate, în regim staţionar:

p − pn 1 dj p ( x) ∂p =− − = 0 sau: ∂t q dx τp dj ( x) q [ p( x) − pn ] + p = 0 Se integrează pe toată lungimea bazei: dx τp

q

w

τp

0

w

∫ [ p( x) − pn ]dx + ∫ dj p ( x) = 0

Dar:

0

w

∫ dj p ( x) = j p ( w) − j p (0) = − jr

Rezultă:

0

4

j p ( 0) ⎤ q w⎡ [ ] jr = p x p dx p p x ⎥dx = ( ) ( 0 ) − = − − ∫ ∫⎢ n n qD p ⎦⎥ τp 0 τ p 0 ⎣⎢ =

q

w

q

[ p(0) − pn ]w − 1

τp

qw ⎡ ⎢p e τ p ⎢⎣ n

q j p (0) 2 w = 2 τ p qD p

qu E kT

qu C qu 1 w qD p pn ⎤⎛⎜ kTE − e kT − pn − ⎥⎜ e 2 qD p w ⎥⎦⎝

qu qu qu qwpn ⎛⎜ kTE 1 kTE 1 kTC e = −1 − e + e τ p ⎜⎝ 2 2 qu C qu ⎤ qpn w ⎡ kTE kT jr = +e − 2⎥ ⎢e 2τ p ⎢⎣ ⎥⎦ qu qpn w kTE Pentru RAN: jr ≅ e . 2Dp

⎞ ⎟= ⎟ ⎠

⎞ ⎟ Rezultă: ⎟ ⎠

Etapa III: - curentul local de electroni la joncţiunea emitor-bază:

⎞ qDn n p ⎛ qukTE ⎜e jn (0) = − 1⎟ ⎟ Ln ⎜⎝ ⎠ Etapa IV: - curentul propriu la joncţiunea colector-bază (ca la o joncţiune PN polarizată invers, dar cu zona P “subţire”→w):

⎞ ⎛ qD p pn qDn' n 'p ⎞⎛ qu C kT ⎜ ⎜ ⎟ e − 1⎟ − jco = + ' ⎜ w ⎟ ⎜ ⎟ Ln ⎠⎝ ⎝ ⎠

(colectorul este dopat

diferit cu impurităţi în comparaţie cu emitorul);

⎛ qD p pn qDn' n 'p ⎞ ⎟ pentru RAN jco = ⎜ + ' ⎟ ⎜ w L n ⎝ ⎠ (pentru jco s-a luat semnul corelat cu semnul curentului de colector). Dacă A este aria secţiunilor transversale ale joncţiunilor, curenţii vor fi:

5

iE = A ⎡⎣ j p (0) + jn (0) ⎤⎦ iC = A ⎡⎣ j p ( w) + jco ⎤⎦ = A ⎡⎣ j p (0) − jr + jco ⎤⎦ iB = A [ jn (0) + jr − jco ] = iE − iC Se observă:

iC = i p ( w) + ico = β t i p (0) + ico = γβ t iE + ico = α oiE + ico

- relaţia fundamentală a tranzistorului. 2 2 ⎡ ⎤ ⎛ ⎛ ⎞ ⎞ 1 1 w w σn 1 ⎜ w ⎟ ⎢1 − ⎜ ⎟ ⎥ ≅ 1 − α0 ≅ − w σ n ⎢ 2 ⎜ Lp ⎟ ⎥ L σ 2 ⎜⎝ L p ⎟⎠ n p ⎝ ⎠ 1+ ⎣ ⎦ Ln σ p

α 0 este factorul de curent al tranzistorului în conexiunea BC. Valorile tipice sunt apropiate de 1 dar mai mici decât 1.

4. Caracteristicile statice ale TBIP a) caracteristicile statice (în general)

• caracteristica de transfer – o mărime de ieşire în funcţie de o mărime de intrare: - v0 (vi ) sau io (vi ) cu parametru ii sau - v0 (ii ) sau io (ii ) cu parametru vi ; • caracteristica de ieşire – o mărime de ieşire în funcţie de cealaltă mărime de ieşire cu parametru o mărime de intrare: - io (vo ) cu parametru ii sau vi sau - vo (io ) cu parametru vo sau ii ; • caracteristica de intrare – o mărime de intrare în funcţie de cealaltă mărime de intrare cu parametru o mărime de ieşire: 6

- ii (vi ) cu parametru vo sau io ; - vi (ii ) cu parametru vo sau io .

b) caracteristicile statice ale TBIP în conexiunea BC

caracteristica de ieşire iC = iC (uC ) i

iC = α oiE + ico

E

= ct .

Observaţii: - caracteristici aproape orizontale, abaterea provenind de la variaţia lui ico şi a lui α 0 cu tensiunea uC prin intermediul lui w ; - caracteristici aproape echidistante la creşteri egale ale curentului de emitor provenind de la variaţia lui α 0 cu curentul de emitor (colector); - anularea curentului de colector se face pentru tensiuni de colector pozitive, mici şi foarte apropiate ca valoare pentru diferite valori ale curentului de emitor. Regimuri de funcţionare: - regiunea de blocare (tăiere), pentru iE ≤ 0 ; - regiunea activă normală; - regiunea de saturaţie. 7

caracteristica de intrare iE = iE (u E ) u

C

= ct .

Relaţii: qu C qD p pn ⎛ qukTE ⎜e iE = A − e kT ⎜ w ⎝

⎞ qD p pn qukTE ⎟≅ A e (pentru RAN) ⎟ w ⎠

Observaţii: - caracteristica exponenţială; - pentru uC = 0 , caracteristica trece prin origine; - influenţa lui uC este mică, prin intermediul lui w; • Model PNP

8

- la intrare, tranzistorul poate fi modelat în cea mai simplă formă cu o tensiune de prag, VBE , cu valori tipice de 0,2 V pentru Ge şi 0,6 V pentru Si; curentul de bază este stabilit de circuitul exterior; - în colector, tranzistorul este modelat printr-un generator de curent comandat de curentul din bază; de cele mai multe ori se foloseşte egalitatea iC ≅ iE , care presupune că relaţia pentru curentul de colector devine:

iC = β 0iB prin neglijarea curentului rezidual, ico .

c) caracteristicile statice ale TBIP în conexiunea EC

) caracteristica de ieEşire Relaţii:

iC = iC (u 'C ) i

B

= ct .

iC = α oiE + ico iE = iC + iB

Se elimină iE şi rezultă:

iC = β 0iB + iceo

cu

β0 =

tranzistorului în conexiune EC) şi iceo =

α0 (factorul de curent al 1 − α0

ico . 1 − α0

9

Observaţii: - caracteristicile trec printr-un punct foarte apropiat de origine; - caracteristicile nu sunt echidistante deoarece dependenţa de curentul de colector a factorului de curent în conexiune EC este mai mare decât în cazul conexiunii BC. Caracteristica de intrare iB = i ' B (u ' B ) u '

C

= ct .

Relaţii:

iB = iE − iC = iE − α 0iE − ico = (1 − α 0 )iE − ico

Observaţii: - carateristicile nu trec prin origine; - tensiunea u'C are o influenţă mică.

10

TBIP-Regimul dinamic Tranzistorul este utilizat pentru prelucrarea semnalelor variabile. Semnalele variabile se aplică în serie cu tensiunile de polarizare - ca urmare, se vor modifica curenţii, deci şi tensiunile pe rezistenţa de sarcină. În cazul general, semnalul variabil se suprapune peste regimul de curent continuu. Tranzistorul – element neliniar – adică relaţiile dintre tensiuni şi curenţi sunt neliniare. Liniarizarea se poate face în condiţii de semnal mic.

Definiţie: factor de amplificare în curent:

- pentru conexiunea BC:

ΔiC ΔiE

α=

- pentru conexiunea EC: α ' =

ΔiC ΔiB

- pentru conexiunea CC: α ' ' =

Δi E Δi B

Δi2 Δi1

Δu 2 = 0

u C = ct .

u ' C = ct .

u ' ' C = ct .

Conexiunea BC:

iC = α 0iE + ico

⎛ dα ⎞ du E 0 ⎟ = α 0 + ⎜ iE ⎜ du E u = ct . diE u = ct . ⎟ ⎝ ⎠ C C C = ct . qu E qD p pn kT ⎛ diE ⎞ q ⎟⎟ e , ⎜⎜ Deoarece: iE = A = I E deci: w du kT ⎝ E ⎠ PSF

⎛ dα 0 ⎞ diC ⎟⎟ = α 0 + ⎜⎜ iE diE ⎝ diE ⎠ u

12

α = α0 + IE

dα 0 du E

uC

kT 1 kT dα 0 = α0 + q IE q du E = ct .

u C = ct .

Deoarece în RAN α 0 depinde puţin de u E (prin W), rezultă: α ≅ α 0 .

Dependenţa α 0 de PSF:

variaţia lui α 0 cu curentul de colector (emitor) determinată de: - generarea de purtători electroni-goluri din zona de trecere ( γ ); - efecte la nivel mare de injecţie ( β t ). Conexiunea EC:

Relaţii:

α'=

ΔiC ΔiB

=β u ' C = ct .

α 1−α Factor de amplificare în regim variabil în conexiunea EC: β = h21e . Variaţia lui β cu curentul de emitor (colector) este mult mai puternică

iE = iC + iB → ΔiE = ΔiC + ΔiB

ΔiC = αΔiE

⇒β =

decât în cazul conexiunii BC. Conexiunea CC: nu prezintă elemente importante din punct de vedere al regimului static de funcţionare; referirile se fac la conexiunea EC. 12

5. Modelul Early: Condiţii:

semnale variabile mici; regim staţionar. a) circuitul de intrare

i E = i E (u E , u C )

Se diferenţiază în jurul unui PSF, M (U E , U C , I E , I C )

∂iE ∂i Δu E + E Δu C ∂u E M ∂uC M Δu 1 1 ΔuE = ΔiE + ΔuC = ren ΔiE + C K ∂iE ∂iE ∂uE M ∂u − E M ∂iE ∂uC M

Δi E =

Se desenează sub forma unui circuit electric:

Observaţii: - ren :

iE = A

qD p pn w

rezistenţa naturală a emitorului: qu E

e kT

(pentru RAN: uC < 0, uC >> qu

qD p pn q kTE ∂iE =A e w kT ∂u E

= M

q IE kT

kT ) q

Rezultă:

12

ren =

1 ⎛ ∂iE ⎞ ⎜⎜ ⎟⎟ ⎝ ∂u E ⎠ M -K:

=

kT 1 0,026 (valoare mică) = q IE IE

coeficientul de modulaţie a grosimii bazei:

K =−

∂iE ∂u E ∂iE ∂uC

M

M

qI E kT =− 1 ∂w − w ∂uC

= IE M

1 kT 1 ∂w q w ∂uC

M

(reprezintă influenţa ieşirii asupra intrării prin intermediul grosimii efective a bazei – reacţia internă în tranzistor). 3 5 Valori tipice pentru K: 10 ÷ 10 . b) circuitul de ieşire Relaţia:

iC = α 0iE + ic 0 = α 0 (iE , uC )iE + ic 0 (uC )

Se diferenţiază:

∂i ⎛ ∂α 0 ⎞ ⎛ ∂α 0 ⎞ ⎟ Δu C + c 0 Δu C ⎟⎟ Δi E + ⎜⎜ i E ΔiC = α 0 Δi E + ⎜⎜ i E ⎟ ∂u C M ⎝ ∂i E ⎠ M ⎝ ∂u C ⎠ M ⎡⎛ ∂α 0 ⎞ ⎤ ⎡ ⎛ ∂α 0 ⎞ ⎤ ∂i ⎟⎟ + c 0 ⎥ ΔuC ⎟⎟ ⎥ ΔiE + ⎢⎜⎜ iE ΔiC = ⎢α 0 + ⎜⎜ iE ⎝ ∂iE ⎠ M ⎦ ⎣ ⎣⎝ ∂uC ⎠ M ∂uC M ⎦ Se poate scrie sub forma:

ΔiC = αΔiE − g cn ΔuC

Se desenează sub forma unui circuit electric:

12

Observaţii: - α factor de amplificare în curent în conexiunea BC - g cn conductanţa naturală a emitorului – dependenţa de PSF: Se obţin valori mici pentru conductanţa naturală a emitorului 10−6 − 10−7 S - ceea ce conferă TBIP caracterul de generator de curent şi în regim dinamic. Pentru semnale rapid variabile, intervin elementele capacitive:

Se adaugă şi rezistenţa distribuită a bazei, rx = rbb ' :

Pentru circuitul Early elementele de circuit depind şi de frecvenţă, ceea face dificilă utilizarea lui. Capacităţile tranzistorului La joncţiunea emitor-bază – polarizată direct – capacitatea de difuzie este mai importantă decât capacitatea de barieră; la joncţiunea colector bază – polarizată direct – contează ambele componente, mai importantă fiind, totuşi, capacitatea de barieră.

Ce = Cde + Cbe

Cc = Cdc + Cbc

12

Capacităţile de barieră – ca la joncţiunea PN. Capacitatea de difuzie este determinată de variaţia sarcinii purtătorilor mobili de sarcină din bază la variaţii ale tensiunii emitor bază respectiv colector-bază. 6. Circuit echivalent Giacoletto Este un model pentru care parametrii nu depind de frecvenţă până la o valoare foarte mare a acesteia ( < 0,5 fα ). Se deduce din modelul Early:

ΔuC K ΔiC = αΔiE − g cn ΔuC ΔuE = ren ΔiE +

Prima relaţie se scrie:

ΔiE = ΔiE =

ΔuE ΔuC − ren Kren

1−α Δu E + ren

sau:

1 K Δu + Δu E − ΔuC E Kren ren

α−

care se scrie sub forma:

ΔiE =

Δu − ΔuC Δu E + S Δu E + E rπ ro

Analog, relaţia a doua se scrie:

⎛ Δu Δu ⎞ ΔiC = α ΔiC − g cn ΔuC = α ⎜ E − C ⎟ − g cn ΔuC = Kren ⎠ ⎝ ren 1 sau: α− ⎛ ⎞ u u Δ − Δ − α 1 C K Δu + E = − ⎜ g cn − ⎟ ΔuC E ren Kren Kr en ⎠ ⎝ Δu − ΔuC ΔuC − ΔiC = SΔu E + E ro rμ

12

Se desenează, sub forma unui circuit electronic, cele două relaţii:

Interpretarea parametrilor (în ordinea importanţei):

1 K ≅ α ≅ α o = α q I ≅ 40 I S= * o C C ren ren ren kT mA mA , pentru I C în mA ); S = 40 pentru S este panta tranzistorului, în V V I C = 1mA . r α 1 β * = rπ = en ≅ 1−α 1−α S S (reprezintă curentul local al joncţiunii EB, valori tipice de kΩ pentru I C de

α−

ordinul mA) - se pune în evidenţă relaţia: Srπ = β ≅ β o *

ro = Kren ≅ K

α S

≅K

kT qI C

(reprezintă reacţia internă a tranzistorului, valori tipice de 10 L10 Ω ) – dependentă de PSF şi de frecvenţă; 4

*

5

1 1−α 1−α 1 1−α S = g co + = g cn − = g cn − rμ Kren α K Kren

(dependent de PSF şi de frecvenţă, valori tipice pentru rμ de 10 L10 Ω ) 6

*

rx

rezistenţa distribuită a bazei, valori tipice zeci – sute Ω . Schema se poate desena şi pentru conexiunea EC.

12

Schema simplificată pentru frecvenţe joase

Schema simplificată pentru amplificare mică

Schema simplificată pentru frecvenţe înalte

12

7. Parametrii de cuadripol Din punct de vedere dinamic, tranzistorul poate fi caracterizat printrun model matematic prin care se iau în considerare relaţiile dintre mărimile de intrare (curent, tensiune) şi mărimile de ieşire (curent, tensiune) ale acestuia considerat ca un cuadripol.

- mărimi de intrare:

- curentul de intrare, I i - tensiunea de intrare, U i

- mărimi de ieşire:

- curentul de ieşire, I 0

- tensiunea de ieşire, U 0 Relaţiile dintre cele patru mărimi – determină seturi de parametri – - mai importanţi – - parametrii y (pentru analiza circuitelor funcţionând la frecvenţe mari) - parametrii h (pentru analiza circuitelor funcţionând la frecvenţe mici). Parametrii h se pot măsura în cele mai bune condiţii: scurt circuit la ieşire (sarcina formată dintr-o capacitate mare) şi întrerupere la intrare (comandă prin generator de curent). Deducerea parametrilor h din parametrii circuitului echivalent Giacoletto pentru conexiunea EC:

12

Parametrii h se deduc pornind de la definiţie:

Ui Ii

h11 = hi =

== rx + Z μ Zπ = rx + rπ rμ ≅ r x + rπ U0 =0

- valori tipice: kΩ (pentru curenţi de ordinul - dependent de PSF (prin rπ =

β0

kT ); qI C

mA );

- rx are importanţă la curenţi mari; - la frecvenţe mari intervine şi o dependenţă de frecvenţă;

h21 = h f =

I2 I1

ub ' e 1 S− Zμ rμ = = ≅ Srπ = β ub ' e ub ' e 1 1 + + rπ rμ Zπ Z μ Sub ' e −

U0 =0

- principalul parametru dinamic al tranzistorului; - numeric, practic egal cu parametrul static β 0 ; - valori tipice: 50 L 300 ; - relaţia Srπ = β permite determinarea parametrului hi dacă se cunoaşte curentul din PSF; - se poate pune în evidenţa panta tranzistorului:

S=

β

rπ

=

hf rπ

h12 = hi =

=

Ui Uo

hf hi − rx

= Ii = 0 −4

=

hf

1

hi 1 − rx hi

Zπ Z r ≅ π = π Zπ + Z μ Z μ rμ

- valori tipice; 10 L10 - dependent de PSF; - dependent de frecvenţă.

−5

12

h22 = ho =

Io Uo

I i =0

⎛1 Zπ ⎞⎟ 1 U o ⎜⎜ + +S ro Zπ + Z μ Zπ + Zμ ⎟⎠ ⎝ = = Uo =

−4

1 1 + Srπ 1 1 + β + = + ro rμ ro rμ −5

- valori tipice: 10 L10 S ; - dependent de PSF şi de frecvenţă. Schema cu parametrii h simplificaţi (prin neglijarea lui h12 şi h22)

12

Amplificatoare elementare cu tranzistoare Parametrii amplificatoarelor - mărimi ce caracterizează un amplificator

Obs. toate mărimile sunt complexe în cazul general. - amplificarea de tensiune:

Au = A = I2 I1 U = 1 I1

- amplificarea de curent:

Ai =

- impedanţa de intrare:

Z int

- impedanţa de ieşire:

Z ies =

U2 I2

U2 U1

(depinde de

Zs )

(depinde de

Zs )

(depinde de

Zs )

E g = 0; Z g ≠ 0 ; Z s → ∞

(se anulează sursa de semnal dar impedanţa sa internă, - amplificarea globală de tensiune:

(pentru excitaţie cu generator de tensiune) - amplificarea globală de curent:

U2 Eg

Aug = Aig =

(pentru excitaţie cu generator de curent) Ap = Au - amplificarea de putere:

I2 Ig

Ai

Z g , rămâne în circuit)

(pentru sarcină rezistivă) - amplificare globală de putere – în cele două situaţii. - alţi parametri - banda de frecvenţe - tensiunea echivalentă de zgomot - puterea debitată în sarcină - puterea absorbită de la sursele de alimentare - valori limită absolute pentru tensiuni, curenţi, puteri - etc. Circuitul de ieşire al unui amplificator: (Figura)

Zs Z s + Z ies Z s → ∞ (în gol) → U 2∞ = U 0

U2 = U0 Deci:

Zs Z s + Z ies U = A şi 2∞ = A∞ U1 U Zs = 2∞ sau U1 Z s + Z ies

U 2 = U 2∞ Dar:

U2 U1 U2 U1

A = A∞

Zs Z s + Z ies

Rezultă:

⎛A ⎞ Z ies = Z s ⎜ ∞ − 1⎟ ⎝ A ⎠ Amplificator caracterizat prin parametrii de cuadripol Obs. orice amplificator, independent de structura sa, de numărul de elemente active sau pasive şi de tipul acestora poate fi caracterizat global prin parametrii săi de cuadripol cu care se pot determina performanţelor sale globale atunci când este comandat la intrare cu un generator de tensiune (sau de curent) şi când lucrează pe o sarcină precizată, Zs.

* amplificatorul este caracterizat prin parametrii hibrizi de cuadripol, H. * relaţiile de calcul sunt:

⎧U1 = H i I1 + H r U 2 ⎨ ⎩ I 2 = H f I1 + H o U 2

⎧ ⎪ ⎪U 2 = − Z s I 2 ⎪ ⎨U g = U1 + Z g I1 ⎪ ⎪ I = U1 + I 1 ⎪ g Zg ⎩

Obs. pentru circuitul de intrare relaţiile vor fi diferite – în funcţie de modul de comandă a amplificatorului. * se calculează amplificarea de curent sub forma:

Hf I2 Ai = = I1 1 + H o Z s * prima relaţie devine:

U1 = H i I1 − H r Z s I 2 = H i I1 − H r Z s Ai I1 , de unde se calculează impedanţa de intrare:

Z int =

U1 I1

= H i − H r Ai Z s

Z int = H i −

Hr H f Zs 1 + HoZs

=

sau:

H i + Z s ΔH 1 + HoZs

Deoarece

U1 = Z int I1

şi

U 2 = −Z s I2 ,

prin raportarea celei de a

doua relaţii la prima, rezultă:

Au = −

Zs Ai Z int

o relaţie foarte importantă care leagă trei dintre mărimile ce caracterizează amplificatorul. * mai rezultă:

Au = −

H f Zs H i + Z s ΔH

ceea ce reprezintă expresia generală a amplificării de tensiune a amplificatorului caracterizat prin parametrii de cuadripol. * prin raportarea relaţiilor:

U g = Z int I1 + Z g I1 U 2 = −Z s I2 se va obţine: amplificarea globală de tensiune:

Aug =

U2 Zs =− Ai Ug Z s + Z int

Înlocuind pe Zint şi pe Ai, se obţine:

Aug = −

H f Zs H i + Z s ΔH + Z g (1 + H o Z s )

Aceeaşi expresie se obţine şi dacă se observă că:

Aug =

U 2 U 2 U1 Z int = = Au Z int + Z g U g U1 U g

.

(s-a pus în evidenţă divizorul de tensiune între impedanţa intrare a amplificatorului). * pentru amplificarea globală de curent

Zg

şi impedanţa de

Zg I 2 I 2 I1 Aig = = = Ai I g I1 I g Z g + Z int (s-a pus în evidenţă divizorul de curent între impedanţa

Zg

şi impedanţa de

intrare a amplificatorului); se obţine:

Aig =

H f Zg Z g (1 + H o Z s ) + H i + Z s ΔH

* pentru impedanţa de ieşire, în ambele cazuri se anulează generatorul de tensiune (sau de curent), dar impedanţa sa internă rămâne în circuit; rezultă: U1=-ZgI1. - curentul de intrare va fi:

- rezultă:

Z ies

I1 = −

H f U2

Z g + Hi Hr H f U2 I2 = − + H oU 2 , Z g + Hi

adică,

Hi + Z g U2 = = I 2 U g , I g = 0 ΔH + Z g H o Z g ≠0

Se pot distinge două cazuri particulare: a) comanda cu generator ideal de tensiune (Zg=0)

Z ies ( Z g = 0) =

Hi ΔH

b) comanda cu generator ideal de curent (Zg→∞)

Z ies ( Z g → ∞) =

1 Ho

(1.12)

* amplificarea de putere se calculează conform relaţiilor generale deduse numai pentru sarcini rezistive:

Ap = Au Ai Relaţiile pot fi folosite pentru orice amplificator caracterizat prin parametrii H, indiferent de structura sa. Aşadar, pentru circuitele elementare (emitor la masă, bază la masă, respectiv colector la masă) amplificările de tensiune şi de curent şi impedanţele de intrare şi de ieşire vor fi determinate cu relaţiile deduse în care, în locul parametrilor H, vor fi introduşi parametrii hibrizi corespunzători. În funcţie de circuitele concrete de polarizare vor putea fi determinate amplificările globale de tensiune Aug sau de curent Aig şi apoi amplificările de putere AP numai pentru sarcini rezistive. Având în vedere faptul că impedanţele de intrare şi de ieşire sunt afectate, uneori în mod esenţial, de rezistenţele din circuitele de polarizare în c.c., impedanţa de intrare a schemei de principiu va fi notată cu Zi (pentru schema cu emitor la masă), respectiv Zib (pentru schema cu bază la masă) şi Zic (pentru schema cu colector la masă) şi va fi calculată cu relaţia dedusă aici, iar impedanţa de intrare în amplificator, inclusiv cu circuitul de polarizare se va nota cu Zint. Similar, impedanţa de ieşire a schemei de principiu va fi notată cu Zo (pentru schema cu EM) respectiv Zob (pentru schema cu BM) şi Zoc (pentru schema cu CM) şi va fi calculată cu relaţia dedusă în cazul general, iar impedanţa de ieşire din amplificator, inclusiv cu elementele circuitului de polarizare se va nota cu Zieş. Influenţa elementelor circuitului de polarizare, mai mare sau mai mică, depinde de schema concretă de polarizare în c.c. şi de valorile elementelor de circuit în comparaţie cu parametrii elementelor active. Structuri fundamentale cu TBIP Amplificator cu TBIP cu emitorul la masă Schema de principiu:

* TBIP - caracterizat prin parametrii hibrizi hi, hf, hr, ho.

* Amplificarea de tensiune, Au:

Au = −

hf Zs hi + Z s Δh

- în majoritatea situaţiilor practice (există şi excepţii) este îndeplinită condiţia |ZsΔh| Zib. - se mai poate scrie:

Z ob ≅

hi + Z g (h f + 1) Δh + Z g ho

=

hi + Z g

Δh + Z g ho

+

hf Zg Δh + Z g ho

= Zo +

hf Zg Δh + Z g ho

din care se observă că, pentru Zg≠0, rezultă Zob>Zo. * Amplificarea globală de tensiune:

Aug =

Z ib Aub Z ib + Z g

- este foarte mult afectată de valoarea mică a impedanţei de intrare, chiar pentru valori mici ale impedanţei generatorului de tensiune de comandă. - în cazul unei comenzi cu generator de curent, amplificarea globală de curent este puţin afectată de rezistenţa generatorului de curent de comandă dacă Zg>>Zib, condiţie uşor de îndeplinit. * Amplificarea de putere (pentru schema de bază şi pentru o impedanţă de sarcină rezistivă):

AP = Au ⋅ Ai =

hf hi

Rs ⋅ (1) =

h f Rs hi

= SRs

- valoare mare a amplificării de putere (numai pe seama amplificării de tensiune a schemei).

- în cazul excitării schemei cu generator de tensiune cu Rg≠0 şi amplificarea totală de putere va fi afectată dacă Rg nu este neglijabil în comparaţie cu Zib, condiţie, în general, greu de îndeplinit. Amplificator cu TBIP cu colectorul la masă Schema de principiu:

Observaţie: se folosesc relaţiile generale în care parametrii H se înlocuiesc cu parametrii hibrizi în conexiunea CC, hc , deduşi în funcţie de parametrii h în conexiunea emitor comun:

hic = hi ; hoc = ho ; hfc = −(hf +1) ; hrc = 1 − hr ; Δhc = N N = hf + 1 + Δh – hr ≈ hf + 1.

cu:

* Amplificarea de tensiune:

Auc =

− h fc Z s

hic + Z s Δhc

=

(h f + 1) Z s hi + Z s N

≅

(h f + 1) Z s hi + (h f + 1) Z s

- amplificarea de tensiune este pozitivă şi subunitară. - dacă este îndeplinită condiţia |(hf+1)Zs|>>hi, amplificarea de tensiune devine aproape egală cu unitatea, adică circuitul repetă la ieşire tensiunea aplicată la intrare, şi de aici şi denumirea de repetor pe emitor pentru această conexiune a tranzistorului BIP. - condiţia impusă se poate scrie şi sub forma:

Zs >

hi 1 ≅ hib ≅ hf + 1 S

sau

S Z s >> 1

şi se îndeplineşte în cea mai mare parte a cazurilor practice. - formula aproximativă pentru amplificarea de tensiune a repetorului pe emitor se scrie:

Auc ≅

SZ s ≅1 1 + SZ s

* Amplificarea de curent:

h fc

Aic =

1 + hoc Z s

=

− (h f + 1) 1 + ho Z s

- relaţia aproximativă pentru cazul în care |hoZs|> hi ; Rb1 , Rb 2 >> Re : - deci: Z int ≅ Z μ [hi + ( h f + 1) ro Re ] hi' ≅ hi

Schema electrică fără bootstrapare cu o singură rezistenţă de polarizare:

- impedanţa de intrare este mai mare decât pentru o polarizare cu divizor de tensiune în bază; schema electrică cu bootstrapare: schema echivalentă:

- se echivalează (T+Rb) cu T” ca în cazul anterior; - se obţine o expresie identică cu precedenta, dar cu alte valori exacte ale echivalărilor; comentarii. - în continuare se va considera că se realizează bootstraparea circuitului de polarizare din bază. - se obţin valori ale impedanţei de intrare de zeci-sute de kΩ ; Micşorarea efectului rezistenţei de polarizare din emitor: - rezistenţa Re nu poate fi mărită din considerente statice:

Ec = U CE + Re I E ( Re I E

cel mult jumătate din EC ) - se înlocuieşte rezistenţa de polarizare cu un circuit (dispozitiv) care să prezinte rezistenţă mică în cc şi impedanţă mare în regim dinamic: - nu se poate folosi inductanţă (valoarea impedanţei depinde de frecvenţă) - TBIP în conexiune BC are aceste proprietăţi: - schema electrică - schema echivalentă

- T’ este în conexiune BM prin capacitatea de decuplare; - static:

' Ec ≅ U CE + U CE + Re' I E

(prin tranzistoare circulă, practic, acelaşi curent); - dinamic: - rezistenţa Re din expresia impedanţei de intrare va fi înlocuită de impedanţa de ieşire a tranzistorului T’ în conexiune BC:

[

Z int = Rb1 Rb 2 hi + ( h f + 1) ro Z iesT ' BM

]

Z iesT ' BM

hi' + Re' N ' = ' Δh + Re' ho'

comparabilă sau mai mare decât ro chiar

pentru valori nu prea mari ale rezistenţei de emitor (valori uzuale – sute de Ω); - se obţin (împreună cu circuitele de polarizare de la intrare bootstrapate) valori de sute – mii de kΩ ). Utilizarea tranzistorului compus Darlington (marirea lui hf): schema de bază - schema electrică: - schema echivalentă:

- se pot folosi relaţiile pentru tranzistorul compus şi apoi relaţiile generale; mai convenabil este să se folosească schema Giacoletto:

Z int = Rb Z μ [hi + (h f + 1)ro Z int T ' ]

[

'

Z int T ' = Z μ' hi' + ( h 'f + 1) ro' R e

]

foarte mare în comparaţie cu ro ;

- se obţin impedanţe de intrare de ordinul sutelor de circuitul de polarizare de la intrare);

kΩ (dacă se bootstrapează

- dezavantajele utilizării schemei de bază: - dependenţa factorului de amplificare în curent de curentul de colector din PSF; - dependenţa tensiunii echivalente de zgomot de curentul de colector din PSF;

Introducerea unei rezistenţe în emitorul primului tranzistor: - schema electrică - schema echivalentă

=

- în c.c.: I E

I B'

+

U BE + R 'e I E' Re

(se apropie cei doi curenţi din

PSF); - în c.a.:

[

Z int = Rb hi + (h f + 1)ro Re Z ic'

[

]

şi rămâne, practic, numai influenţa lui

Re .

]

cu:

Z ic' = Z μ' hi' + (h'f + 1)ro' Re' >> Re

Diminuarea influenţei rezistenţei - schema electrică

Re

prin boostrapare: - schema echivalentă:

- static, se păstrează situaţia din cazul precedent dacă:

Re = Re1 + Re 2 ;

- dinamic, se echivalează (T’+Re1) cu T” cu principalii parametrii echivalenţi (aproximativi):

hi" = hi'

Re1 hi' + Re1

[ [h + (h

Z int = Rb hi + (h f + 1)ro Zic'' Z ic'' = Z μ''

'' i

'' f

Re1 hi' + Re1

h"f = h 'f

;

]

+ 1)ro' Re 2 Re'

;

]

- rezultă o impedanţă de intrare foarte mare: 10

2

÷ 103 kΩ .

• creşterea curentului continuu prin T’ se poate face şi cu generator de curent: - schema electrică:

- generatorul de curent se poate realiza cu TBIP în conexiune BC sau în alte variante specifice CIL. Micşorarea efectului impedanţei

Zμ

(din schema Giacoletto):

- prin bootstraparea impedanţei; - polarizarea tranzistorului T’ se poate face cu o rezistenţă între bază şi colector (T’ nu se poate satura niciodată); - prin bootstraparea lui Z μ se realizează şi bootstraparea rezistenţei de polarizare; - în schemele echivalente apar tranzistoare compuse de tipul superD; - TBIP pot fi de acelaşi tip sau complementare; - polarizarea în cc se poate face fie serie fie paralel şi se pot asigura curenţi de colector prin tranzistoare cât mai apropiaţi sau chiar egali;

Schema cu polarizare paralel a TBIP:

- schema echivalentă:

Z int =

Rb Z μ 1− k

[h + (h i

f

+ 1) Z ic''

(ambele componente sunt de

MΩ ) deoarece: hi'' + ( h 'f' + 1)ro' Re 2 Re' Rc

ordinul zecilor sau sutelor de

Z ic'' = Z μ'

]

[

]

(foarte mare);

'' ' ' '' ( ) h 1 r R R Rc + ( ) h 1 Z + 2 f o e e f '' k = Ac A ≅ hi + (h f + 1)Z '' hi'' + (h 'f' + 1)ro' Re 2 Re' Rc ic

c

(foarte

ic

aproape de 1); ''

''

- parametrii hi şi h f rezultă din echivalarea: (T’+Re1)≡T”; - prin echivalări succesive se poate ajunge la schema de principiu a circuitului cu repetor pe emitor în care tranzistorul este un tranzistor compus de tipul superD (după echivalări de tranzistoare cu diferite rezistenţe); - se pot folosi formulele de bază cu parametrii echivalenţi.

Circuite cu impedanţă de ieşire micşorată * circuitul echivalent la ieşirea unui amplificator

Zs ; U 2 → U 0 ⇒ Z ies → 0 ; Z s + Z ies - alegere între schemele fundamentale, EC, BC, CC ⇒ CC; U2 = U0

* repetorul pe emitor:

Z ies - efectul TBIP; efectul lui

hi + Z g

Zg 1 ≅ ≅ + hf + 1 S hf + 1

Zg ;

• Repetorul pe emitor compus: - schema de principiu:

(

)

- fizic: Z s ↓ U 2 ↓ (U1 − U 2 ) ↑ U1 ( EC ) ↓ U 2 EC ↑ - schema echivalentă a circuitului folosind modelul Giacoletto:

- se neglijează rμ şi ro iar efectul rezistenţei distribuite a bazei se ia în consideraţie prin parametrii echivalenţi:

S' = S

rπ ; rπ' = rπ + rx ; rπ + rx

- se calculează panta echivalentă a circuitului: - se notează: Z = Z c ( rx 2 + rπ 2 ) - se neglijează curenţii de bază ai tranzistoarelor:

(

)

I 2 ≅ I c1 − I c 2 = S1'U1' − S 2' U 2' = S1'U1' − S 2' − ZS1'U1' =

(

)

= S1' 1 + S 2' Z U1' = SU1' ' - dar: U1 = U1 − U 2

U2 = S (U1 − U 2 ) ⇒ U 2 = SZ s (U1 − U 2 ) Zs U Zs SZ s ; - rezultă: Au = 2 = = U1 1 + SZ s Z + 1 s S 1 Z ies = S - deci:

I2 =

- panta echivalentă este foarte mare; - se mai observă că: I 2 ≅ I c 2 >>

I c1

schemă electrică:

- curenţii continui sunt egali; - efectele capacităţii de cuplare cu sarcina;

Amplificatoare cu sarcină dinamică * scopul: amplificare de tensiune cât mai mare; * alegere între structurile fundamentale: EC, BC, CC - amplificare de tensiune mare (în modul); - impedanţă de intrare medie; schema de principiu:

⇒

EC:

Rs = Rc ;

- dacă:

- amplificarea de tensiune:

Au ≅ − SRs = − SRc = −40 I C Rc ;

Ec = Rc I C + U CE Rc I C poate fi cel mult 0,5EC

în c.c.:

- dar tensiune la ieşire); - deci:

Au max ≅ −40 ×

(pentru a se asigura excursie maximă de

EC = −20 EC ; 2

(mărirea amplificării se poate face prin mărirea tensiunii de amplificării de alimentare); - expresia completă:

Au = −

hf Zs hi + Z s Δh

;

(la amplificări mari – expresia exactă); - rezistenţa de colector poate fi înlocuită cu un dispozitiv (circuit) cu următoarele proprietăţi: - static – o valoare cât mai mică; - dinamic – o valoare cât mai mare; - nu se poate inductanţă (impedanţă dependentă de frecvenţă); soluţii: - TBIP în conexiune BM în circuitul de colector; - TBIP în conexiune CM în circuitul de intrare. a) amplificator cu sarcină TBIP în conexiune BM: - schema electrică: - schema echivalentă:

Au = − Zs = - deoarece:

hf Zs hi + Z s Δh

; cu:

R1 Z iesT2 BM ;

Z iesT2 BM =

hi + NRg Δh + Re h0

.

Z iesT2 BM >> R1 (uşor de realizat chiar cu valori mici ale lui Re ),

rezultă:

Au ≅ −

hf Δh

4

(valoarea maximă posibilă – ordin de mărime: 10 )

Reacţia negativă în amplificatoare 1. Generalităţi * reacţia = procedeu folosit în circuitele electronice pentru a controla performanţele (şi funcţiile) acestora; (amplificatoare, oscilatoare, etc.) * reacţia: aplicarea la intrarea amplificatorului a unei tensiuni sau curent proporţional cu unul dintre parametrii semnalului de la ieşire, tensiune sau curent; semnalul de reacţie se aplică peste semnalul de intrare; * cum apare: - reacţie neintenţionată: - introdusă de elemente parazite (ex. C μ ); - ca efect secundar (ex.

Re

pentru polarizarea TBIP în conexiune

EC); - reacţia intenţionată – cănd este introdusă prin circuite adecvate în scopul modificării performanţelor amplificatorului. * după modul cum se combină semnalul de reacţie cu semnalul de amplificat: - reacţie pozitivă – când cele două semnale sunt în fază (modulul amplificării de tensiune creşte); - reacţie negativă – când cele două semnale sunt în antifază (modulul amplificării de tensiune scade); - ambele tipuri de reacţie au aplicaţii. * schema de principiu:

- presupuneri (aproximaţii): - transferul direct se face numai prin amplificatorul de bază; - transferul invers (reacţia) se face numai prin circuitul de reacţie. * relaţii: vo = Avia ; - amplificatorul de bază ( A ): - circuitul de reacţie ( β r ):

- circuitul de comparare (sau de diferenţă) ( C ): - rezultă:

vo = A(vi − β r vo ) ,

de unde:

vr = β r vo ; via = vi − vr ;

vo =

A 1 + βr A

vi

- amplificarea cu reacţie:

A' = 1 + βr A > 1 1 + βr A < 1 1 + βr A = 1

A 1 + βr A

reacţie negativă; reacţie pozitivă; oscilator ( vo

≠ 0 chiar dacă vi = 0 ).

- toate cele trei cazuri au aplicaţii în circuitele electronice * cei doi cuadripoli - A şi β r pot fi cuplaţi în mai multe moduri şi rezultă patru tipuri fundamentale de reacţie: - la intrare se compară tensiunile (reacţie serie sau de tensiune) sau curenţii (reacţie paralel sau de curent); - la ieşire se eşantionează tensiunea (reacţie paralel sau de tensiune) sau curentul de ieşire (reacţie serie sau de curent); - modul de realizare a comparării este independent de modul de realizare a eşantionării: - reacţie serie de curent (reacţie serie-serie); - reacţie serie de tensiune (reacţie serie-paralel); - reacţie paralel de curent (reacţie paralel-serie); - reacţie paralel de tensiune (reacţie paralel-paralel); - toate sunt utilizate. * analiza circuitelor cu reacţie: a) prin cuadripoli: se determină parametrii de cuadripol ai circuitului cu reacţie în funcţie de parametrii de cuadripol adecvaţi ai amplificatorului de bază şi ai circuitului de reacţie şi apoi se determină performanţele amplificatorului cu reacţie ca un circuit caracterizat prin parametrii de cuadripol; - ex. amplificator cu reacţie serie de curent:

⎡via ⎤ ⎡iia ⎤ [ ] Z = a ⎢ ⎢v ⎥ ⎥ i ⎣ oa ⎦ ⎣ oa ⎦ vi = via + vir

⎡vir ⎤ ⎡iia ⎤ [ ] Z = r ⎢ ⎥ ⎢v ⎥ ⎣ or ⎦ ⎣iir ⎦ ii = iia = iir

vo = voa + vor ⎡vi ⎤ ⎡ii ⎤ [ ] Z = ⎢v ⎥ ⎢i ⎥ ⎣ o⎦ ⎣ o⎦

io = ioa = ior

[Z ] = [Z a ] + [Z r ]

- se calculează apoi mărimile caracteristice: Au , Ai , Z int , Z ies ; - dezavantaje: nu se pot pune în evidenţă explicit cei doi cuadripoli (cu excepţia configuraţiei paralel de tensiune); pentru fiecare mărime este necesar un calcul separat; nu se poate pune în evidenţă efectul global al reacţiei; b) prin triporţi:

- avantaj: se poate justifica foarte uşor desfacerea buclei de reacţie pentru calculul performanţelor amplificatoarelor; c) prin analiza simplificată a celor patru tipuri de reacţie. 2. Influenţa reacţiei negative serie de tensiune asupra performanţelor unui amplificator * schema de principiu:

- amplificatorul de bază caracterizat prin: A∞ , Z ia , Z oa (se neglijează transferul invers prin amplificator); - circuitul de reacţie caracterizat prin: β r , Z ir , Z or (se neglijează transferul direct prin circuitul de reacţie); - în mod obişnuit: Z ia >> Z ir ; Z oa Z ir Z oa 1 dacă

βr > 0

(factorul de reacţie se obţine, de obicei, prin rapoarte de

rezistenţe), este necesar ca

A > 0 , deci amplificator neinversor;

2. modulul amplificării de tensiune scade; 3. stabilitatea amplificatorului cu reacţie este mai bună decât cea a amplificatorului fără reacţie (dependentă de condiţiile reale de funcţionare – parametrii tranzistoarelor, PSF, componente pasive, sarcină, temperatură);

dA' dA β r dA dA 1 = − = A' A 1 + βr A A 1 + βr A - dacă reacţia este puternică, adică dacă: β r A >> 1 rezultă: 1 A'≅

βr

b) impedanţa de intrare: - curentul de intrare este acelaşi prin practică);

Z ia

şi

Z ir

(greu de realizat în

via vo 1 = Z ia A(Z s , Z or ) Z ia v v Z int = i = i A(Z s , Z or )Z ia = ii vo A(Z s , Z or ) [1 + β r A(Z s , Z or , Zia )]Zia = = A(Z s , Z or , Z ir )

ii =

Z ia + Z ir [1 + β r A(Z s , Z or , Zia )]Zia = Z ia = Zia + Z ir + β r A(Z s , Z or , Z ia )(Z ia + Zir ) = = Zia + Z ir + β r A(Z s , Z or )Z ia = ⎡ Z ⎤ = Z ia ⎢1 + β r A(Z s , Z or ) + ir ⎥ interpretare Z ⎣ ia ⎦ Z ia >> Z ir → Z int ≅ Z ia (1 + β r A) . =

Dacă:

Concluzie: impedanţa de intrare este mărită substanţial. c) impedanţa de ieşire Se pasivizează tensiunea de intrare iar impedanţa generatorului de semnal rămâne în serie cu impedanţa de intrare a amplificatorului de bază.

vo − A∞ via vo + Z oa Z or Dar, din circuit, pentru vi = 0 : Z ia via = − β r vo Z ia + Z ir io =

(divizor de tensiune);

Deci:

io =

vo − A∞ (− β r vo )

Z ia Z ia + Z ir

Z oa

+

vo Z or

Rezultă:

Z ies = Z or

Dacă:

Z oa 1 + β r A∞

Z ir > 1, A' ≅ − 2 Z1 A' =

- dacă:

- amplificator inversor; pentru ca reacţia să fie negativă este necesar ca A < 0 ; - stabilitatea amplificării cu reacţie; c) impedanţa de ieşire: - circuitul echivalent:

Z ies =

v i

v v − A∞ β r v + Z oa 1 i Z + Z1 Z ia = = 2 v Z ies v

1 1 1 − β r A∞ ; = + Z ies Z or Z oa

Z ies = Z or

Z oa 1 − β r A∞

- impedanţa de ieşire este foarte mică;

1 Z or ⎞ Z + Z or − β r A∞ Z or Z oa + Z or ⎛ ⎟⎟ ⎜⎜1 − β r A∞ = oa = Z or + Z oa ⎠ Z ies Z or Z oa Z or Z oa ⎝ 1 1 [1 − β r A( Z or )] sau: = Z ies Z oa Z or Z oa Z or Z ies = ( Z oa Z or este impedanţa de ieşire fără reacţie) 1 − β r A(Z or ) comentariu. 4. Influenţa reacţiei negative asupra tensiunilor perturbatoare * surse: - zgomote proprii ale componentelor electrice şi electronice; - modificări ale PSF; - variaţia tensiunilor de alimentare, inclusiv zgomote suprapuse peste acestea; - neliniarităţi ale circuitelor. * schema echivalentă la ieşire fără tensiuni perturbatoare şi fără reacţie:

vo = A∞ via

Zs = v semnal o Z s + Z oa

(tensiune utilă)

* schema echivalentă la ieşire cu tensiuni perturbatoare şi fără reacţie:

vo = A∞ via

Zs Zs + ep = vosemnal + vopert Z s + Z oa Z s + Z oa

- se defineşte raportul semnal/perturbaţie:

vosemnal Rsp = pert . vo

Observaţie: raportul semnal/perturbaţie se defineşte pentru valoare nominală a semnalului. * schema echivalentă la ieşire cu tensiuni perturbatoare, fără semnal util la intrare şi cu reacţie :

via = −vir = − β r vopert reactie

vopert reactie =

Zs Z s + Z oa

vopert reactie

ep − Z

Zs s + Z oa

pert A∞ β r vopert − Aβ r vopert reactie = vo reactie

vopert = 1 + βr A

Se determină raportul semnal/perturbaţie pentru circuitul cu reacţie:

reactie

R sp

=

vosemnal reactie vopert reactie

=

vosemnal vopert reactie

=

vosemnal vopert

= Rsp (1 + β r A)

1 + βr A

- raportul semnal/perturbaţie se măreşte; - semnalul util este acelaşi la ieşire; la circuitul cu reacţie se va aplica la intrare un semnal util mult mai mare. 5. Influenţa reacţiei negative asupra benzii de trecere * elemente care afectează caracteristica de frecvenţă a unui amplificator: - la frecvenţe mari: capacităţile TBIP, capacităţile parazite, capacitatea de intrare a sarcinii, dependenţa factorului de amplificare în curent de frecvenţă, capacităţi de compensare; - la frecvenţe joase: capacităţile de cuplare şi de decuplare, capacităţi de compensare. * dependenţa

A( f ) (numai pentru frecvenţe înalte):

- se presupune o dependenţă cu un singur pol:

A( f ) = -

Ao 1+ j

f fs

Ao - amplificarea de tensiune la frecvenţe joase fără reacţie;

- f s - frecvenţa de tăiere la frecvenţe înalte fără reacţie; - amplificarea cu reacţie:

Ao 1+ j

Ar ( f ) =

A( f ) = 1 + β r A( f ) 1 + β

r

f fs Ao

1+ j

= f fs

Ao f 1 + j + β r Ao fs

Ao

Aor 1 + β r Ao Ar ( f ) = = f f 1+ j 1+ j r f s (1 + β r Ao ) fs unde:

Aor =

Ao

1 + β r Ao

;

f sr = f s (1 + β r Ao )

Concluzie: banda de trecere a amplificatorului se măreşte. Observaţie: produsul amplificare-bandă este constant indiferent de gradul de reacţie:

Aor f sr = Ao f s = ct.

comentariu

Concluzii la utilizarea reacţiei negative în amplificatoare: - modulul amplificării de tensiune scade; - stabilitatea amplificării de tensiune la diferite variaţii creşte; - se pot controla impedanţele de intrare şi de ieşire; - se reduc tensiunile perturbatoare inclusiv cele introduse de neliniarităţile circuitului; - se măreşte banda de trecere a amplificatorului; - există posibilitatea apariţiei unei instabilităţi dinamice (producere de oscilaţii).

Amplificatorul diferenţial caracteristica importantă: are două intrări: - amplifică semnalele în antifază (de mod diferenţial); - rejectează semnalele în fază (de mod comun). schema de principiu:

- semnalele de la intrare se pot aplica separat pe cele două intrări (bazele tranzistoarelor) sau între intrări; - semnalele de la ieşire se pot culege de pe cele două colectoare (semnale nesimetrice) sau între cele două colectoare (semnal simetric). - rezultă că, în principiu, se pot defini 9 (nouă) amplificări diferite; se preferă deducerea tensiunilor de ieşire în funcţie de tensiunile de intrare şi apoi se particularizează în funcţie de circuitul real analizat: U1 (e1 , e2 ); U 2 (e1 , e2 ) . Calculul tensiunilor de ieşire:

(

''

)

* se echivalează T " , Z s cu un tranzistor echivalent în conexiunea CM; dinspre emitor se vede schema echivalentă Thevenin cu:

A∞ = 1, Z ies = zib" . * se introduce şi R0 şi se echivalează din nou cu Thevenin cu notaţiile:

R0 zib" Z1 = R0 z = R0 + zib"

k1 =

" ib

R0 R0 + zib"

T " la T ' ; ' " ( k1 poate fi privit şi ca un coeficient de cuplaj în curent de la T la T ). ' * circuitul echivalent pentru tranzistorul T : unde k1 este un coeficient de cuplaj în tensiune de la

* se echivalează grupul: (T ' , Z1 ) ≡ T

hi* =

*

cu parametrii:

h 'f − ho' Z1

h + N Z1 ' ' ' * ; ; ≅ h ≅ h + N Z h = i 1 ' ' f f 1 + ho Z1 1 + ho Z1 ' i

'

hr' + ho' Z1 ho' ' ' ' * ; h h = ≅ h + h Z h = ≅ o; r o 1 o ' ' 1 + ho Z1 1 + ho Z1 * r

(

)

(

)

Δh* = hi*ho* − h*f hr* ≅ hi' + N ' Z1 ho' − h 'f hr' + ho' Z1 ≅ Δh ' unde:

ho' Z1

=

ho' k1 zib''

ho' hi'' ≅ k1 " → 0 hf

'

* tensiunea de la ieşirea lui T se scrie prin superpoziţie: * * (e1 − k1e2 ) U1 = Au*e1 + Aub k1e2 = − Aub

Au*

=−

h*f Z s'

hi* + Z s' Δh * * calculul lui Aub :

* Aub

- rezultă:

; *

* Aub

(h =

* f hi*

)

− Δh* Z s' + Z s' Δh*

deoarece:

⇒

* Au* = − Aub

vo vo vi' zib' zib' ' ' = = ' = ' Aub = − Au ' vi vi vi zib + Z1 zib + Z1 U1 =

Au'

zib' (e1 − k1e2 ) ' zib + Z1

' cu: Au

=−

h 'f Z s' hi' + Z s' Δh '

(adică amplificarea de tensiune a tranzistorului T ' , în conexiune EM, având ca sarcină pe Z s ' ). * se definesc: - tensiunea diferenţială de la intrare:

vid = e1 − e2 ; e +e - tensiunea de mod comun de la intrare: vic = 1 2 . 2 v v - se deduc tensiunile de intrare: e1 = vic + id ; e2 = vic − id . 2 2

- din expresiile factorilor de cuplaj se calculează:

zib'' = R0

1 − k1 1 − k2 ; zib' = R0 . k1 k2

- se calculează tensiunea de ieşire:

zib' U1 = A ' ( e1 − k1e2 ) = zib + Z1 ' u

1 − k2 ⎛ vid vid k2 ⎛ = Au' + − v − v k 1 ⎜ ic 1 − k2 1 − k1 ⎜⎝ ic 2 2 ⎝ R0 + R0 k1 k2 k1 R0

U1 = Au' - se notează: r1

(1 − k2 )(1 + k1 ) ⎛⎜ v + 2(1 − k1 ) v ⎞⎟ id ic ⎟ 2(1 − k1k 2 ) ⎜⎝ 1 + k1 ⎠

=

1 + k1 1 + k2 ; r2 = . 2(1 − k1 ) 2(1 − k 2 )

(coeficienţi de rejecţie, de

valoare mare) - se calculează:

k1 =

2r1 − 1 2r − 1 ; k2 = 2 2r1 + 1 2r2 + 1 U1 = Au'

U 1− 2

şi se obţine:

v ⎞ r1 ⎛ ⎜⎜ vid + ic ⎟⎟ ; la fel: r1 + r2 ⎝ r1 ⎠

U 2 = Au''

şi

⎞ ⎞ sau: ⎟⎟ ⎠⎠

v ⎞ r2 ⎛ ⎜⎜ − vid + ic ⎟⎟ r1 + r2 ⎝ r2 ⎠

Au' r1 + Au' ' r2 Au' − Au' ' = vid + vic . r1 + r2 r1 + r2

Cazuri particulare pentru amplificarea de tensiune: • cazul AD simetric:

T ' ≡ T " ⇒ h 'f = h 'f' = h f I C' = I C''

⇒ hi' = hi'' = hi

Au'

⇒

=

Au''

= Au = −

hf Zs hi + Z s Δh

r1 = r2 = r

Z s' = Z s'' = Z s Rezultă:

U1 =

v ⎞ v ⎞ 1 ⎛ 1 ⎛ Au ⎜ vid + ic ⎟; U 2 = Au ⎜ − vid + ic ⎟; U1− 2 = Au vid . 2 ⎝ r ⎠ 2 ⎝ r ⎠

(influenţă mică a tensiunii de mod comun ⇒ r → ∞ ). • excitaţie diferenţială simetrică:

e1 − e2 = vid ; e1 + e2 = 0 ⇒ vic = 0 Rezultă:

U1 =

Au'

r1 r2 Au' r1 + Au'' r2 '' vid ; U 2 = − Au vid ; U1− 2 = vid r1 + r2 r1 + r2 r1 + r2

Se notează:

Ad' = Au'

r1 r2 '' '' ; Ad = Au r1 + r2 r1 + r2

(amplificare diferenţială)

Rezultă:

U1 = Ad' vid ; Ad' = Ad' ' = Ad =

U 2 = − Ad'' vid ;

1 Au 2

(pentru un circuit simetric).

• excitaţie pe modul comun:

e1 − e2 = 0; e1 = e2 = vic ; vid = 0. Se notează: ' AMC

Au' Au'' '' ; AMC = = r1 + r2 r1 + r2

şi rezultă:

(

)

' '' ' '' U1 = AMC vic ; U 2 = AMC vic ; U1− 2 = AMC − AMC vic

Observaţie: - pentru un AD simetric, se poate scrie că:

AMC =

Au A = u. r1 + r2 2r

* din cele două moduri de excitaţie se poate scrie, pentru un circuit simetric:

U1 (vid ) = Ad vid U1 (vic ) = AMC vic - rezultă că, pentru a produce acelaşi efect la ieşire, este necesar ca: r vid = vic ceea ce înseamnă că, aceeaşi tensiune la ieşire este realizată de o tensiune de mod comun la intrare de r ori mai mare decât tensiunea de mod diferenţial de la intrare. Raportul dintre tensiunea de mod comun şi tensiunea de mod diferenţial de la intrare care provoacă acelaşi efect la ieşire se numeşte factor de rejecţie a modului comun, CMR. (CMR' ) = r1; (CMR" ) = r2 . - rezultă: - pentru circuitul simetric: - valori tipice:

(CMR) = r .

(− 100 ÷ −140 )dB .

* tensiunile de ieşire se mai pot scrie şi sub forma:

⎛ vic ⎞ ' ⎟ U1 = Ad' vid + AMC vic = Ad' ⎜⎜ vid + '⎟ (CMR) ⎠ ⎝ ⎛ vic ⎞ '' ⎟ U 2 = − Ad'' vid + AMC vic = Ad'' ⎜⎜ − vid + '' ⎟ (CMR) ⎠ ⎝ • excitaţie diferenţială nesimetrică

vid 2 ⎛ 1 vid ⎞ 2r + 1 ⎟⎟ = Ad' 1 vid ≅ Ad' vid U1 = Ad' ⎜⎜ vid + r1 2 ⎠ 2r1 ⎝ e1 = vid ; e2 = 0 ⇒ vic =

- se mai observă că, în cazul unui circuit simetric, Ad =

Au ceea ce înseamnă 2

că, pentru ieşire nesimetrică, se pierde 0,5 din amplificarea pe care este capabil să o asigure tranzistorul T ' . Comportarea AD la intrare: * se deduce circuitul echivalent la intrare sub forma:

*

- din amplificarea de curent a tranzistorului T :

I c' = I b' Ai' = I b'

h*f 1 + ho* Z s'

≅ Ai' I b'

- se calculează curentul de intrare:

I b'

/ I c' v ⎞ 1 U1 1 r ⎛ ' = ' = − ' ' = − ' ' Au 1 ⎜⎜ vid + ic ⎟⎟ r1 ⎠ r1 + r2 ⎝ Ai Z s Ai Ai Z s

- se foloseşte relaţia generală:

Au'

=

− Ai'

Z s' Z i'

şi rezultă:

v ⎞ 1 r ⎛ I b' = ' 1 ⎜⎜ vid + ic ⎟⎟ r1 ⎠ Z i r1 + r2 ⎝

şi

vic ⎞ 1 r2 ⎛ I = '' ⎜ −vid + ⎟ Zi r1 + r2 ⎝ r2 ⎠ '' b

în care:

Z i'

hi' + Z s' Δh ' hi'' + Z s''Δh '' ' '' '' ; = ≅ h Z = ≅ h i i i 1 + ho' Z s' 1 + ho'' Z s''

(ca pentru un tranzistor în conexiune EM).

Cazuri particulare: • excitaţie nesimetrică (impedanţa de intrarea diferenţială):

a)

e1 = vid ; e2 = 0 ⇒ vic =

* impedanţa de intrare diferenţială va fi:

vid 2

;

vid r1 + r2 ' e1 ' r1 + r2 2r1 = = Zi Z ≅ i ' 2 1 r r r + ⎛ ⎞ vid 1 r1 Ib 1 1 1 ⎟ ⎜ + v id 2r1 ⎟⎠ Z i' r1 + r2 ⎝⎜ vid b) e1 = 0; e2 = vid ⇒ vic = şi rezultă, la fel: 2 e r +r Z id'' = 2" = 1 2 Z i'' r2 Ib

Z id' =

* pentru un circuit simetric:

Z id' = Z id'' = 2 Z i

• excitaţie pe modul comun: (impedanţa de intrare pe modul comun)

- se calculează curenţii de intrare:

I b' =

vic 1 r1 vic = ; ' ' Z i r1 + r2 r1 Z i (r1 + r2 )

la fel:

I b'' =

vic . '' Z i (r1 + r2 )

- rezultă impedanţele de intrare pe cele două intrări:

Z ic' =

e1 = ' Ib

vic vic

= Z i' (r1 + r2 ); Z ic'' = Z i'' (r1 + r2 )

Z i' (r1 + r2 )

- impedanţa de intrare pe modul comun va fi:

Z ic = Z ic' Z ic'' = (r1 + r2 )Z i' Z i''

Z ic = 2r

- pentru AD simetric:

Zi = rZ i 2

cu:

Zi =

hi + Z s Δh 1 + ho Δh

* calculul coeficientului de rejecţie:

1+

- dar:

Ro Ro + zib''

2 Ro + zib'' Ro 1 1 + k1 = = '' + r1 = = '' 2(1 − k1 ) ⎛ ⎞ zib 2 2 zib Ro ⎟ ⎜ 2⎜1 − '' ⎟ R z + ⎝ o ib ⎠ '' h zib'' = i'' şi rezultă: hf r1 ≅

Ro h 'f' hi''

r2 ≅

şi

Ro h 'f

.

hi'

* se recalculează impedanţele de intrare diferenţiale:

Ro h 'f' Z id'

=

Z i'

hi''

+

Ro h 'f

Ro h 'f' hi''

hi= '

=

'

- dacă tranzistoarele sunt identice ( h f

hi'

+

hi''

h 'f h 'f'

şi:

Z id''

=

hi''

+

hi'

h 'f' h 'f

= h 'f' ), atunci: Z id' = Z id'' = hi' + hi'' .

.

- rezultă că AD se comportă simetric la intrare (din punct de vedere al impedanţei de intrare) indiferent de PSF. * se recalculează impedanţele de intrare de mod comun:

⎛ Ro h 'f Ro h 'f' Z = Z (r1 + r2 ) ≅ h ⎜ ' + ' ' ⎜ hi ⎝ hi ' ic

Z ic''

' i

=

h 'f' Ro

' i

+

Ro h 'f

hi'' hi'

' ⎞ h ' ' ' i ⎟ = h f Ro + Ro h f şi: '' ⎟ h i ⎠

Z ic = Zic' Z ic''

şi:

- pentru un circuit simetric:

Z ic' = Z ic'' = 2h f Ro Comparaţie:

Z id = 2hi

cu

Z ic = h f Ro

Factorul de merit al AD * prin definiţie, este produsul:

M = Z id r = 2hi

Ro h f hi

= 2h f Ro .

- cu cât M este mai mare, cu atât performanţele AD (r şi Z id ) sunt mai bune. - pentru a avea M cât mai mare:

hf ↑

şi/sau

Ro ↑ .

* metode de creştere a factorului de merit: 1. mărirea rezistenţei de cuplaj, Ro - limitată de căderea de tensiune în curent continuu, la rândul ei fiind limitată de tensiunea de alimentare şi de excursia maximă de tensiune necesară pe sarcină; 2. înlocuirea rezistenţei de cuplaj cu o sarcină dinamică ce prezintă o rezistenţă mică în curent continuu (o cădere de tensiune mică la bornele ei) şi o impedanţă în regim variabil dinamică mare. Nu se poate folosi o bobină pentru că aceasta are o reactanţă dependentă de frecvenţă ( ωL ). Se foloseşte circuitul elementar cu BM în circuitul de ieşire care are cea mai mare impedanţă de ieşire dintre cele trei circuite elementare:

- pentru circuite integrate liniare, grupul format din rezistenţele de polarizare şi capacitatea de decuplare se poate înlocui cu o rezistenţă şi o diodă, fiind posibile mai multe variante, specifice circuitelor integrate; oglindă de curent. 3. mărirea (electronică) a lui

hf

prin tranzistoare compuse:

a) tranzistor compus Darlington:

H i ≅ hi' + hh' hi'' ≅ 2hi'

Z id = 2 H i ≅ 4hi h 'f = h 'f' = h f

şi şi

'

''

H f ≅ h 'f h 'f' ,

rezultând:

M ≅ 4h 2f Ro

şi hi = hi = hi ). - concluzie: s-a mărit şi impedanţa de intrare (nu numai factorul de rejecţie); - este o soluţie aplicată la μA 702 şi la μA 709.

(dacă

b) tranzistor compus SuperG:

H i ≅ hi'

şi

H f ≅ h 'f h 'f' ,

Z id = 2 H i ≅ 2hi (dacă

h 'f = h 'f' = h f

şi '

şi hi

M ≅ 2h 2f Ro

= hi'' = hi ).

4. utilizarea reacţiei negative de tip serie:

- se poate face echivalarea:

h af ≅ h f

şi

hia ≅ hi + (h f + 1)Re ;

- se calculează:

M = 2h f Ro

(T , Re ) ≡ T a

şi

cu parametrii:

Z id ≅ 2hi + 2h f Re

(creşte).

- pentru PSF, se poate realiza schema:

- impedanţa de intrare va fi:

(

Z id ≅ 2hi + (h f + 1) Re' + Re''

).

- prin utilizarea potenţiometrului, se pot regla curenţii de colector (din PSF) pentru a se realiza un circuit simetric.

Exemple de scheme electrice – polarizare separată a bazelor celor două tranzistoare

- abateri mici ale rezistenţelor pot duce la blocarea unuia dintre tranzistoare. -circuit de intrare diferenţial pentru amplificatoare operaţionale:

****