Efecto Gunn Informacion PDF

 

 

Microondas 

TEMA 5 Dispositivos Activos de Microondas II: Osciladores Quizá el dispositivo que más importancia está cobrando en estos días: el oscilador. Su cuidadoso diseño se debe a su gran influencia en la calidad final de todos los sistemas heterodinos, que son la base de todos los sistemas de comunicación y difusión que están  funcionando en frecuencias de Microondas. Característ Características icas como el ruido de fase y la precisión  son fundamentales a la hora de conseguir alcanzar todas las potencialidades que ofrecen las modernas técnicas de modulación digital de las señales.

5.1

OSCILADORES OSCILA DORES DE MICROONDAS

Las técnicas de diseño de osciladores de menor frecuencia son válidas en el rango de las microondas, siempre teniendo en cuenta dos detalles: 1) los dispositivos activos a usar serán los específicos de estas frecuencias y 2) la ausencia de un elemento fundamental como es la bobina, hace que se exploren otro tipo de estructuras que cumplan la función de oscilador. Dentro de estas podríamos citar los osciladores basados en dispositivos de Resistencia  Negativa: diodos Gunn y diodos Impatt, que basan su funcionamiento en su capacidad de  presentar una resistencia negativa efectiva en sus terminales, con lo que la teoría de circuitos dice que son capaces de generar energía en lugar de disiparla, como ocurre en las resistencias normales. A estos osciladores, se los denomina como de 2 Terminales. Si utilizamos los transistores MESFET, HBT y HEMT, estaremos ante los osciladores de 3-Terminales, que seguirán pautas de diseño similares a los de más baja frecuencia, aunque adaptándose a las frecuencias de microondas. Como sabemos, los dispositivos activos cambian,  pero también cambiarán los circuitos resonantes dando lugar, como ejemplo muy reconocible, a osciladores basados en Resonadores Dieléctricos (DRO). De nuevo, y como en los amplificadores, si necesitamos generar una oscilación de muy alto nivel, cabrá la opción de generarla directamente con un tubo de Microondas, como veremos en el último apartado del capítulo: el magnetrón y el klistrón de reflexión son ejemplos de ello. También, es evidente, podremos generar la oscilación en baja señal y posteriormente amplificarla con amplificadores de tubos. Como una especificidad más, estudiaremos un bloque funcional que nos posibilitará el diseño de osciladores de milimétricas: el multiplicador, que como su propio nombre indica, aprovecha la no linealidad en la respuesta entrada-salida de algún dispositivo, activo o pasivo,  para generar N-armónicos N-armónicos de la seña señall original y extraer en su ssalida alida el n-armónico deseado. Todo lo que es común a todos los osciladores se ha tratado con suficiente extensión en Electrónica de Comunicaciones; simplemente vamos a enumerar cuales son las características  básicas de un oscilador: 26/01/2009 

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-  Frecuencia de oscilación, la de la componente fundamenta fundamentall -  Potencia de Salida, la entregada a la l a carga sólo a la frecuencia fundamental -   Nivel de Armónicos, relación relación en dB entre la potencia del armónico armónico más fuerte y la  potencia del fundamental fundamental

Fuente: www.home.agilent.com

-   Nivel de espurios, relación relación en dB entre la potencia (m (máxima) áxima) de las frecuencias no no múltiplos de la fundamental y la de éste. -  Rendimiento, Potencia de señal en la carga / Potencia en DC en % -  Sintonía (VCO), margen de frecuencias que recorre (barre) el oscilador al modificar el circuito resonante -  PULLING, variación de la frecuencia al modificar la carga; se especifica para un VSWR dado, normalmente 1,5 o 2 -  PUSHING, variación de la frecuencia con la polarización -  Diagrama de Rieke, contornos de frecuencia y potencia constante del oscilador (función de la carga)

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Fuente: www.burle.com/cgi-bin/byteserver.pl/pdf/s94600e.pdf

-  Espectro de Ruido AM y FM, pureza espectral de la señal en las cercanías de la frecuencia de oscilación.

Fuente: www.home.agilent.com 26/01/2009

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Todas ellas son importantes, aunque según sea la aplicación a la que va destinado el oscilador, habrá que primar ciertas característica sobre otras. Veremos, como ejemplo, las especificaciones de un fabricante para un oscilador en frecuencias de Microondas, en los apartados siguientes. Output frequency range   range Output power Output power variation Phase noise Harmonic output

OTC-1C 

OTC-2C 

OTC-3C 

1000 - 2000 MHz  MHz 

2000 - 4000 MHz  MHz 

4000 - 6000 MHz  MHz 

+23dBm minimum

+16dBm minimum  minimum  ±3dB maximum over ±3dB maximum over frequency and frequency and temperature   temperature temperature See graph See graph  graph  -20dBc maximum -20dBc maximum  maximum 

Voltage tuning range (voltage tuning port 1% nominal option only, 3 - 15 volts) Frequency pulling (1:5:1 VSWR all ±0.1% maximum  phases) Load VSWR 1.5:1 nominal

+16dBm minimum  minimum  ±3dB maximum over frequency and temperature   temperature See graph  graph  -20dBc maximum  maximum 

0.4% nominal  nominal 

0.4% nominal  nominal 

±0.05% maximum maximum  

±0.05% maximum  maximum 

1.5:1 nominal  nominal 

1.5:1 nominal  nominal 

Frequency stability (0 to 60ºC)

±0.1%

±0.1%  ±0.1% 

±0.1%   ±0.1%

DC power requirements   requirements

+15 volts @ 150mA nominal +20 volts @ 150mA nominal   nominal

+15 volts @ 150mA nominal +20 volts @ 150mA nominal   nominal

+15 volts @ 70mA nominal +20 volts @ 70mA nominal   nominal

Fuente: Miteq, Cavity oscillator, ModelOTC-1CM-134141-15P-AFC, www.miteq.com www.miteq.com  

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Microondas  Estas características nos ayudan a dar una perspectiva, en forma de tablas, de los  principales tipos de osciladores que usamos en microondas, dejando fuera por ahora a los tubos, que trabajan en otro rango de potencias de salida. La 1ª, describe los osciladores según el dispositivo activo usado:

Fuente: Curso sobre SUBSISTEMAS Y CIRCUITOS DE RADIOFRECUENCIA. RADIOFRECUENCIA. Felix Pérez y Javier Gismero. G.M.R. UPM .

La 2ª, según la tecnología usada en el circuito resonante:

Fuente: Curso sobre SUBSISTEMAS Y CIRCUITOS DE RADIOFRECUENCIA. RADIOFRECUENCIA. Felix Pérez y Javier Gismero. G.M.R. UPM .

Como siempre, estas tablas son de carácter orientativo para ver en qué margen puedo hacer funcionar un determinado tipo de oscilador. La gráfica siguiente es el resumen de un fabricante.

Fuente: www.millitech.com/pdfs/c3.pdf 26/01/2009

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5.2

OSCILADORES OSCILA DORES DE RESISTENCIA NEGATIVA

Ya se vio en Electrónica de Comunicaciones algo de los dispositivos de resistencia dinámica negativa en semiconductores, de forma que su característica I/V, con una pendiente negativa, apunta claramente a la posibilidad de generar señal a partir de la polarización de estos dispositivos. Vamos a ver con algo más de detalle los dos dispositivos más usados en microondas: los diodos Gunn e Impatt. 5. 5.2. 2.1 1 Oscil adores Diodo Diodos s Gunn: E Efect fecto o Gunn

El principio de funcionamiento del diodo es el denominado efecto gunn; gunn; para que se dé este efecto, el material semiconductor debe tener una propiedad clave: que tenga dos bandas de energía muy cercanas en la banda de conducción. La información que se da en este sub-apartado está extraída de un muy didáctico artículo: The Gunn-diode: Fundamentals and Fabrication; Robert van Zyl, Willem Perold, Reinhardt  Botha,, y los contenidos se reproducen con permiso de los autores. También se han utilizado las  Botha transparencias de Conceptos Básicos de Materiales Semiconductores, Semiconductores , Águeda Arquero HidalgoHidalgo DATSI, FI (UPM)  (UPM)  Ya sabemos que la estructura de bandas de energía “cuantifica” los niveles en los que la  probabilidad de que se encuentre el electrón es mayor. Son estructuras complejas, como se ve en la figura para el AsGa, donde en el eje de abscisas el vector y en el de ordenadas la energía (suma de cinética y potencial) en tenemos electrón-voltios de de las onda bandask  de valencia y de conducción.

El vector de onda k  tiene   tiene la magnitud igual al nº de onda k (2π/λ ) y la dirección la de  propagación, en este caso caso la dirección de la tran transferencia sferencia de electrones electrones entre diferentes banda bandass de conducción. Las direcciones en la estructura cristalina se denominan como L o (1, 1, 1), Γ o (0, 0, 0) y X o (1, 0, 0), y llas as energías para que la partícula cambie de banda son diferentes según sea la dirección. Para ver el efecto gunn basta con fijarse en la banda de más bajo nivel (E < 2eV), que tiene tres valles diferentes, uno en cada dirección. 5-6 

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Microondas  En la siguiente gráfica simplificada se ven los valles central Γ  y el satélite L. Entre ellos está el gap de energía Δ  y se ha utilizado una aproximación parabólica para los perfiles de energía. Este gap es la cantidad de energía que necesita un electrón para cambiar de estado desde el valle Γ al valle L. En número, en el AsGa este valor es Δ = 0,36eV.

Con estas aproximaciones podemos pensar que los electrones, antes de desplazarse a otro nivel por el aporte energético externo, estarán situados en la mínima energía posible: en las cercanías del fondo de los valles. En cualquier libro de estudio de la física de semiconductores encontraremos que, el electrón sometido a la atracción interna y a una fuerza externa en forma de campo aplicado, se comporta como una partícula libre con masa efectiva m*, m*, diferente de la masa del electrón en el vacío. De la ecuación del movimiento movimiento de la partícula de masa m* en el medio cristalino, con una energía potencial y cinética asociadas, se deduce que la masa efectiva es inversamente  proporcional a la concavidad concavidad de la curva curva de aproxima aproximación ción parabólica:

, donde h es la constante de Planck. La conclusión es inmediata: un electrón en el valle central tiene una masa efectiva m  Γ * menor que la masa efectiva m  L* de un electrón en el valle satélite. satélite . En el AsGa esta relación es m  L* ~  5 · m  Γ *. Es decir, que la energía necesaria para mover un electrón en el nivel Γ será menor que la correspondiente al nivel L. Por tanto la movilidad será menor en el nivel L. Podemos ver el resultado de una simulación en la que se pone de manifiesto como aumenta la población de electrones en el nivel L a medida que crece la aceleración debida al campo polarizador.

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Para un campo polarizador de 0,4MV/m aparece una población significativa de electrones en el nivel L. Hemos dicho que la masa efectiva de los electrones en el nivel L será mayor (5 veces en el AsGa) que en el valle central, lo l o que hará que en el valle satélite los electrones se muevan más despacio   se reduce la velocidad media en L   se reduce la movilidad   se reduce la corriente a pesar de haber subido el campo aplicado. Y esto llevado al terreno macroscópico significa que un aumento de voltaje (proporcional a E) ha producido una disminución de la corriente (proporcional a la movilidad)   es una resistencia incremental negativa  una Resistencia dinámica negativa alrededor de un punto de trabajo. Esto lleva a la conocida característica I/V de este tipo de elementos, que se basa en la relación entre movilidad y campo eléctrico, como hemos dicho; vemos en la gráfica la relación entre la variación de la velocidad relativa a la velocidad media en función del campo aplicado, con la región de Resistencia Diferencial Negativa (NDR en inglés) presente cuando el campo  polarizador supera ligeramente los 0,4MV 0,4MV/m. /m. 

Está clara la relación con la curva I/V de un dispositivo de resistencia negativa. 5-8 

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Microondas  A los dispositivos de efecto Gunn también se los conoce como dispositivos de transferencia de electrones, por el fenómeno explicado previam previamente, ente, fenómeno básico básico que explica la utilización del diodo Gunn como oscilador. Esa transferencia de electrones entre bandas de movilidad diferente la podemos provocar simplemente superando con una polarización externa la tensión umbral VT, tal y como vemos en la figura, para una muestra de semiconductor de AsGa, dopado uniformemente tipo-n. Y se refleja en las gráficas, cómo la aplicación del campo produce llos os denominados Dominios Gunn: 1) si polarizo la muestra con un campo en la zona NDR, cualquier perturbación local de la densidad de carga que aparezca en t =t0 (debida por ejemplo a agitación térmica local), producirá en las cercanías del cátodo una concentración de dipolos como la de la figura. 2) la zona de trabajo hace que los electrones de A viajen a mayor velocidad que los de B con lo que se produce un apilamiento de electrones que produce a su vez una zona contigua de carga neta positiva  se ha formado una zona dipolar. 3) esa perturbación inicial viajará hacia el ánodo acumulando mayor magnitud de campo debido al aumento de diferencia de velocidad, tal y como corresponde a la zona de trabajo NDR. 4) se llegará a un punto estable, donde las velocidades de C y D serán iguales, e iguales a V 1  ya se ha formado el dominio Gunn, que representa un aumento neto del campo en el interior del semiconductor. 5) este dominio se absorberá en el ánodo y volverá a generarse un nuevo dominio procedente del cátodo  el proceso sucesivo de generación y absorción de dominios da lugar a oscilaciones de corriente en los contactos óhmicos.

La frecuencia de las oscilaciones vendrá dada, en primera instancia, por la distancia que recorre el dominio para llegar al ánodo  en primera aproximación será la longitud L. También la magnitud del campo polarizador afectará a la frecuencia, al variar la velocidad de deriva del dominio. Anotemos unos valores típicos de un diodo Gunn y los resultados de una simulación  para esos valores: valores:

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La longitud L de la muestra es 5 μm, el dopado es de 1015cm-3 y la polarización de 5V, dando lugar a un modo de oscilación, llamado Gunn, de frecuencia aproximada de 25GHz = 1/ 40ps.  Normalmente la eficiencia de este modo es muy baja y además no tenemos la posibilidad de controlar por separado magnitud y frecuencia de la oscilación. Ya podemos, a la vista de lo descrito, visualizar la curva característica de trabajo de un diodo de resistencia negativa:

Fuente: Foundation for Microwave Engineering. Second Edition. Robert E. Collin. Wiley-Interscience

Para conseguir el manejo de tensión y frecuencia de la oscilación, insertamos el diodo en  paralelo con una cavidad en guía, o su equivalente, un circuito resonante paralelo, y lo ponemos a trabajar en el modo denominado como LSA (Limited-Space-Charge), en el que ya podemos conseguir varios vatios de salida y eficiencias del 20%. Valores muy válidos como se ve, aunque 5-10 

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Microondas  a partir de 10GHz la potencia va bajando y se consiguen algunos miliwatts en las proximidades de 100GHz. Veamos un ejemplo concreto del diseño y construcción de un oscilador a diodo Gunn en 70GHz. EJEMPLO 1: Vemos en primer lugar el perfil del dopado de la muestra de AsGa, con las dimensiones principales, el circuito de aplicación para la simulación SPICE y los resultado para V (t) e I (t). El oscilador genera alrededor de 140mW en 70GHz, con una eficiencia del 2,4%.

La formación y desplazamiento del dominio Gunn lo podemos ver en la siguiente figura:

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La secuencia de la distribución del campo a lo largo del diodo deja ver claramente que existe una “zona muerta” en las cercanías del cátodo: en ella no se forman dipolos y es una longitud no útil para la emergencia del dominio Gunn  éste se forma después de un decalaje, necesario para que los electrones cojan suficiente energía para ser transferidos al valle L. La presencia de esta “zona muerta” resta eficiencia al oscilador, porque la longitud en la que el dominio puede crecer se hace menor y esto conduce a una amplitud generada menor. Esto es especialmente grave en frecuencias mayores a 30GHz, donde las dimensiones de unas pocas micras hacen que la zona muerta sea casi del mismo orden. La optimización es evidente: se tiene que dar la capacidad de que el dominio se genere los más rápido posible, cerca del cátodo. Si observamos el perfil de dopado, la presencia del estrechamiento busca la reducción de la zona muerta, porque una mayor concentración de campo en el estrechamiento producirá una mayor aceleración y una mayor rapidez en la transferencia de electrones al valle L. Hay otra forma mejor de reducir la zona muerta: añadir una heterounión entre el cátodo y la zona activa del diodo, de una longitud típica de 50 nanómetros, con el objetivo de que los electrones adquieran una mayor energía y se reduzca drásticamente la zona muerta. En el citado artículo encontramos la descripción del proceso de fabricación del diodo citado que resumimos en las gráficas siguientes:

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Como vemos el chip del diodo resultante es de 0,4mm de diámetro; el encapsulado se hace con dos piezas de cobre dorado, se une a la base con una resina epoxy conductora y a la  pieza superior con dos hilos de bon bonding ding de 25 micra micras. s. Una vez el diodo fabricado y encapsulado, lo debemos acoplar adecuadamente a una estructura resonante. Para ello debemos ser conscientes de la impedancia equivalente del diodo,  para poder adaptar adaptar correctamente el dispositivo dispositivo al circuito. 5.2. 5.2.2 2 Diseño y Aplicaciones Osciladores D Diodos iodos Gunn

Si operamos el diodo Gunn en el modo descrito previamente como LSA, el circuito equivalente en la zona de interés (NDR) será una resistencia negativa en paralelo con una capacidad, y el valor de la resistencia negativa oscilará entre -5 Ω  y -20Ω. Como vemos en el ejemplo 1, el típico circuito de aplicación en parámetros concentrados, consiste en un circuito resonante que carga al diodo y que se utiliza, también, para polarizar el mismo. La condición de diseño que se suele utilizar para los l os osciladores es que la combinación de las dos resistencias en paralelo, - R · R d / (R-R d), sea de valor negativo, de de forma que el conjunto  pueda funcionar como un generador de señal. Para ello se suele utilizar el criterio de que la resistencia de carga sea alrededor de un 20 % mayor que la del diodo. En la aplicación real, el circuito resonante suele suele ser una cavida cavidadd rectangular, un tramo de guía cortocircuitada:

Fuente: Foundation for Microwave Engineering, Second Edition. Robert E. Collin. Wiley-Interscience 26/01/2009

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En primera aproximación, recordamos que la impedancia de onda de una guía rectangular tiende a ser alta y, por tanto, tendremos que adaptar la estructura de alguna forma para adaptarnos al valor recomendado, R = 1,2 *R d. Lo vemos en la figura en forma de diafragma inductivo. La cavidad se ajusta en frecuencia con un cortocircuito ajustable (si es necesario un ancho de banda grande) y, sino, el tornillo puede realizar la función de ajuste fino. El montaje del diodo se realiza entre la guía y un poste conductor, aislado de la guía de forma que posibilita la polarización del diodo. El aislante evita el cortocircuito en continua y además da camino a la señal para cerrar el circuito RF. La polarización típica suele ser de +12v. Otra estructura para realizar el oscilador en guía es:

Fuente: Foundation for Microwave Engineering, Second Edition. Robert E. Collin. Wiley-Interscience

Aquí la adaptación se realiza por medio de transformadores de λ/4, el resto es lo mismo. Por último, podemos fácilmente añadir un 2º dispositivo, en este caso un varicap, con la idea de variar la frecuencia de resonancia de la cavidad y hacer un control electrónico de la resonancia del mismo. Incluso, si la tensión de control del varicap es una señal de baja frecuencia, su efecto será modular en frecuencia el oscilador gunn.

Fuente: Foundation for Microwave Engineering, Second Edition. Robert E. Collin. Wiley-Interscience

Veamos las características de un diodo comercial y de un diseño realizado con él. 5-14 

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Microondas  EJEMPLO 2:

Diseño de un oscilador oscilador variable mecánic mecánicamente amente con Diodos de la familia MA 49000, en la banda X:

Fuente: www.macom.com

Vemos la foto del encapsulado tipo 30, que corresponde al diodo MA49156 utilizado en el diseño posterior. El ejemplo está extraído del siguiente documento educativo: 26/01/2009

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Una vez elegido el componente y su encapsulado deberemos prestar especial atención a dos aspectos: el control/regulación de la tensión de alimentación, no debiendo superar los límites de polarización del diodo, y la correcta disipación del calor generado. Para lo primero deberemos prestar atención a los Maximun Ratings y a las características del diodo (en este caso es de un diodo similar (~ equivalente de otro fabricante):

X Band Gunn Diodes (Specificatio (Specifi cations ns @ 25°C 25°C))  Operating Current  Part  Number  

Frequency (GHz) 

 

1

Min. Power

 

2

Operating   Voltage  Typ. 

(mA)  Min. 

(mA)  Max. 

Package 3 Outline  

10 

200 

400 

M11 

(mW)  MG1005-11 

9.0-11.0  

50 

Fuente: www.mdtcorp.com/

Si calculamos el rendimiento del diodo, es de aproximadamente 50 / (10 x 200)  2,5%, cifra que ya dijimos era típica de estos diodos. Normalmente, lo que hacemos es utilizar un circuito limitador externo para la alimentación del diodo de forma que lo protejamos de tensiones superiores que lo puedan destruir  un típico circuito con regulador puede valer:

Fuente: X-Band Microwave Jun Oscillator for Educational Purposes; J.M Zamanillo, C. Perez Vega, J. Saiz-Ipiña, M.A. Solano

En cuanto a la gestión de la temperatura, deberemos tener en cuenta las indicaciones del fabricante:

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Fuente: GaAs Gunn diodes, obsoletos de www.macom.com  www.macom.com 

Como vemos, la limitación está en que la temperatura interna del semiconductor AsGa no debe superar los 260ºC. Para ello, veamos lo que dice un fabricante: Gunn Diode Mounting Precautions:

The Gunn diode is a power generating device with a relatively low efficiency-about 2-5%. Consequently, considerable power is dissipated. Although, MDT Gunn diodes are designed with 6 

a long term ofreliability in mind (with an MTTF in excess of 10still   hours at an active region temperature 260 ºC) and their construction, by design, rugged, an adequate heat sinking is essential to keep the active region temperature within the prescribed limit. The heat sink material must have a high thermal conductivity. Materials like OFHC copper (k=3.9 W/ ºC/cm) are suitable. If the package is threaded, then a sharply tapped heat sink may be used with the diode screwed into the heat sink with a torque of not more than 6in-oz (4.5 cmnewtons) to prevent damage to the threads.  A vise-like holder should prove adequate for a diode with a prong. Or, the diode may be  soldered in the heat sink. If the diode is soldered into the heat sink, then the case temperature must not be allowed to exceed 225 ºC in a non-operating condition.  condition.  Fuente: GaAs Gunn diodes, obsoletos de www.macom.com www.macom.com  

Por tanto, conociendo la resistencia térmica entre semiconductor y encapsulado, encapsulado, podemos controlar que la dos temperatura semiconductor no supere el valor indicado. En cuanto al diseño de RF, tenemos reglas quedelaplicar:

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1.  Como cavidad resonante, sabemos cuál es la frecuencia de resonancia en función de las dimensiones de la misma (ver tema 2). Por lo tanto para una guía dada (a x b) y una frecuencia de resonancia dada, sabremos a qué distancia L hemos de colocar el cortocircuito terminal de la guía, para el modo principal TE 101. 2.  La distancia del diodo al iris de acoplo se suele tomar como λg/2. Vemos los resultados para un oscilador variable mecánicamente (modificando la posición del cortocircuito), montado de manera flexible – de forma que podemos sustituir/montar el diodo fácilmente - en una guía WR-90  para a = 22,86 mm y b = 10,16mm, en 12GHz λg = 29,979 ≅  30 mm y la frecuencia de resonancia será, para el modo resonante TE101: 2

 f rTE 101

2

c ⎛ π      ⎞ ⎛ π   ⎞ = ⎜  ⎟ + ⎜ ⎟ = 9,25GHz , para L =22,86mm = a 2π   ⎝ a ⎠ ⎝  L ⎠

El dispositivo montado, en sección, lo vemos con un conector BNC utilizado para inyectar la alimentación de manera fiable mecánicamen mecánicamente. te.

Los resultados experimentales del oscilador:

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Microondas  , corroboran un buen funcionamiento  a partir de L = 30mm apenas tenemos variación de la frecuencia. La amplitud de algo más de +0dBm y el Ruido de fase completan las medidas:

Como vemos es un oscilador de muy buena calidad, que tiene aplicaciones extensísimas en frecuencias de microondas, teniendo en cuenta que también es posible implementarlo en su versión microstrip, usando, por ejemplo, un resonador cerámico en lugar de la cavidad en guía. Una de las más conocidas es como SENSOR VOLUMÉTRICO  es en realidad un detector de  presencia que utiliza el efecto doppler de un sencillo oscilador gunn en 10GHz, en guía abierta,  para fabricar una sencilla, sencilla, pero eficiente, aalarma. larma. El inconveniente de estos osciladores puede ser el escaso nivel y la dependencia con la temperatura si no controlamos correctamente los materiales metálicos y el diodo que empleamos en la implementación. Para optar a niveles mayores de potencia de salida, utilizando el mismo tipo de estructuras en cavidades, se suele usar otro dispositivo: el diodo IMPATT, que ya lo hemos visto en las tablas iniciales, por el contrario, tiene un peor comportamiento en ruido.

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5. 5.2. 2.3 3

Oscil adores Diodo Diodos s Impatt

IMPATT: IMPact Ionization Avalanche Transit Time, es otro tipo de dispositivo, esta vez sí, realmente un diodo como tal porque su construcción se basa en la típica de una unión p-n unión  p-n   avalancha, que se da en las y en un fenómeno bien conocido en los diodos: el fenómeno de la avalancha, cercanías de la tensión inversa de ruptura  los diodos zener utilizan esa zona de polarización inversa para estabilizar las tensiones o actuar como limitador. ruptura:Recordemos la característica corriente-voltaje de un diodo y dónde esta la zona de

Fuente: la Red

Fuente: Microwave Solid-State Circuits and Applications. Kai Chang. Ed. Wiley-Interscience

La zona rupturainversa es en cuando la que se produce la corriente avalancha, un umbral. rapidísimo incremento de la de corriente la polarización del diodode supera la tensión En el caso del diodo diodo IMPATT, las estructuras de dopado pueden ser variadas, aunque aunque la más conocida es la del diodo Read, denominado así en honor de la persona- W. T. Read - que hizo la  predicción en la que se basa el diodo:  si la señal RF causa que la polarización del diodo  sobrepase la tensión de ruptura, la corriente de avalancha generada estará 90º desfasada respecto a la tensión RF . Esto a su vez implicaba que, en esa zona, el diodo debía presentar una resistencia dinámica negativa y, por tanto, ser útil para generar oscilaciones en frecuencias de microondas. Recordar que es característico de todos los fenómenos de resonancia, que las energías magnética y eléctrica se intercambian entre sí mientras dura la oscilación y esto implica un desfase de 90º entre tensión y corriente. Veamos la estructura del diodo Read para poder explicar cualitativamente su uso como oscilador:

Fuente: Fuente: Microwave Solid-State Circuits Circuits and Applications. Kai Chang. Ed. Wiley-Interscience

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Microondas  Como vemos, la estructura del diodo es algo más compleja que una simple unión p-n, de hecho al diodo Read se le denomina también como p+ n i n+ por su perfil de dopado. Cuando nos acercamos a la tensión de ruptura con la tensión inversa DC V, y superponemos un voltaje RF  podemos entrar en en la zona de rup ruptura, tura, donde se pro produce duce rápidamen rápidamente te una generación en + avalancha de múltiples pares electrón –hueco en la unión p n. Es lo que se ve en las dos gráficas asociadas de la figura anterior: se divide el diodo en dos zonas o regiones principales, a) la región de avalancha, pequeña zona en el interior de la capa n, donde el campo eléctrico interno es intenso y se produce una alta probabilidad de que se α generen pares” electrón-hueco porescentímetro; el ratio de viajan ionización la regiónunido de deriva “drift region” region donde el campo bajo y loseselectrones hacia .elb) terminal a n +o,  polarizado positivamente positivamente y al que llegarán llegarán tras un tiempo de denominado nominado tiempo de tránsito. tránsito.

De nuevo, como en los diodos Gunn, tenemos un fenómeno de desplazamiento de carga en el seno del semiconductor, que puede dar lugar a la generación de una resistencia negativa equivalente. Para que esto se produzca, hemos dicho que debe haber un desfase de 90º (o mayor) entre tensión y corriente RF. Habrá frecuencias en que la suma de tiempo de generación de la avalancha + tiempo de tránsito, producirán ese desfase. Como en lo visto para los diodos Gunn, los diodos IMPATT se colocan en paralelo con un circuito resonante - sea guía, microstrip, o coaxial - para que el ruido de éste éste comience a  producir una excitación RF inicial, que amplificada por la resistencia negativa del dispositivo termine por generar oscilaciones estables. Por tanto, los circuitos de aplicación de los diodos IMPATT serán muy parecidos a los vistos en el apartado anterior. En cuanto a la polarización, obviamente la cosa cambia pues estamos ante una  polarización inversa, aunque como antes lo que harem haremos os es seguir las indicaciones del fab fabricante. ricante. En cuanto a las propiedades de los osciladores IMPATT, queda claro que el propio mecanismo de generación de la oscilación, el efecto avalancha afectará negativamente a uno de los factores importantes: el ruido. Como hemos visto en la tabla del inicio del capítulo los osciladores IMPATT son más ruidosos que los Gunn. Por el contrario su ventaja es que producen mucho más nivel. Existen muchas variaciones de los diodos IMPATT, caracterizadas por sus diferentes  perfiles de dopado. Las más conocidas, son los diodos conocidos como TRAPATT (p+ n n+) y BARRIT (p+ n p+). Para el estudio definitivo de este tipo de dispositivos, deberemos tener en cuenta que la magnitud de la señal generada no permite suponer que el régimen de trabajo es de  pequeña señal. Al contrario, el régimen es de gran señal, y por tanto su estudio dependerá del nivel de señal en el que se trabaje. Veamos las características de un diodo real.

CW IMPATT Diodes   (Specif (S pecific ication ationss @ 25 C)   

Part Number

Fop (GHz)

Po Min. (W)

MI5022

9.510.2

3.5

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VBR @ 1mA (V)

CT @ Vop 0V Typ. Typ. (V) (pf)

Iop TYp. (A)

Eff. Min. (%)

θ 

30

20

0.43

20

12.0

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50

Max. °C/W

Pkg. Style

M-18

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Te Tema ma 5 – Disposi Disposi tivos Activ os de Microond as II: II: Osciladores

Fuente: www.mdtcorp.com/

5.3

OSCILADORES OSCILA DORES CON TRANSISTORES

El diseño de osciladores con transistor se puede enfocar usando cualquier estructura estándar como las que se han visto en Electrónica de Comunicaciones, tales como los circuitos Colpitts, Hartley o Clapp. Eso sí, tendremos que usar dispositivos activos y pasivos adecuados  para las frecuencias en las que estamos. De todas formas no suele ser lo más habitual,  precisamente el mal malde(olos indefinido) de los elementos discretos, ppensemos ensemos por ejemplo en laspor bobinas circuitos comportamiento tanque. Por tanto se pueden utilizar las estructuras pero cambiando componentes por líneas y circuitos tanque por resonadores válidos en microondas. De hecho uno de los tipos de oscilador más utilizados en microondas son los que utilizan un Resonador Dieléctrico en la parte de entrada o salida del circuito y como parte de la Red de Realimentación. Con esto se consigue una gran estabilización de la frecuencia de oscilación. Hay otro enfoque posible: el de buscar la inestabilidad en los amplificadores, vistos como cuadripolos con redes de adaptación de entrada y salida como en el Tema 4. En los amplificadores pretendíamos estabilizar el funcionamiento de los dispositivos activos, pero citábamos la existencia de zonas de la Carta de Smith cuyos coeficientes de reflexión hacían  potencialmente inestables inestables a los mismos. mismos. Parece evidente que, si queremos realizar un oscilador con transistores MESFET, HBT o HEMT, intentemos aprovechar esas zonas para conseguir que el dispositivo oscile de una manera estable y una de las formas más fáciles que hay de aumentar esa inestabilidad es añadiendo una reactancia en serie con el emisor o la fuente del dispositivo. 5-22 

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Microondas  También vimos en su momento, que en los amplificadores condicionalmente estables, teníamos cargas determinadas (zonas en la Carta de Smith) que hacían que el coeficiente de reflexión de entrada fuera mayor que 1  dicho de otra forma, la Resistencia de entrada sería, en este caso, negativa  de nuevo la condición de circuito equivalente de un oscilador. Visto en diagrama de bloques:

Fuente: Microwave Engineering. David M. Pozar. Jon Wiley & Sons, Inc.

En este caso la entrada del dispositivo activo la vemos como el circuito sintonizado o carga del oscilador y la salida se termina en una carga adaptada o terminación. Ya sabemos que la condición de arranque y estabilización de la oscilación en un circuito de resistencia negativa es: ZL  + Zin  = 0   R L  + R inin  =0 y XL  + Xin  =0   y que estas condiciones llevan a la conclusión de que, en esa situación, ΓL = 1 / Γin. Además, si queremos que la oscilación se mantenga, nos convendrá trabajar con circuitos resonantes de alta Q. Visto que la condición de oscilación R L + R iinn =0 se ha de alcanzar en la zona estable de oscilación y que la R inin se vuelve menos negativa a medida que aumenta la oscilación, elegiremos un valor de ésta que sea compatible con esa evolución. Es decir que, inicialmente, haremos cumplir R L  + R iinn  1   la zona de coeficientes de reflexión de entrada que hace estable el amplificador será el interior del círculo; tenemos muchas opciones para elegir ΓT, pero si queremos un valor alto de Γin tenderemos a situarnos lejos del círculo que hace 1 el coeficiente de reflexión de entrada. Lo vemos en la Carta de Smith. Por otro lado, sabemos que si elegimos una posición muy extrema para ΓT  será difícil adaptarlo a una carga de 50 Ω, como estamos  pretendiendo. Así, elijo un valor intermedio: ΓT  = 0,59 | -104º, y adaptamos la impedancia correspondiente, ZT  = 20 -  j 35, por medio de una líne líneaa y un stub, como lo hicimos en en los amplificadores. Podemos utilizar www.amanogawa.com para www.amanogawa.com para calcular las líneas de adaptación.

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Microondas 

ΓT=0 Γin>1,

dado que S11>1

Fuente: Microwave Engineering. David M. Pozar. Jon Wiley & Sons, Inc.

El coeficiente de reflexión en la entrada será:

, y esto supone una impedancia de entrada Zin = -84 – j –  j 1,9Ω   usaremos el criterio de Rin / 3  para hallar el valor del circuito circuito de fuente:

Y el circuito completo será el siguiente:

Fuente: Microwave Engineering. David M. Pozar. Jon Wiley & Sons, Inc. 26/01/2009

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Te Tema ma 5 – Disposi Disposi tivos Activ os de Microond as II: II: Osciladores

Habría que prever que el resultado experimental se alejará algo de lo diseñado, puesto que los parámetros S utilizados son los de pequeña señal y, por tanto, serán algo diferentes para 4GHz en condiciones de oscilación real. Por tanto, para tener una idea más exacta de cuál va a ser el comportamiento real del oscilador, no nos quedará otro remedio que contar con los parámetros S de gran señal (o medirlos) o utilizar los simuladores no lineales de que dispongamos. En el caso de ADS, cuenta con una potente herramienta de análisis no lineal que utilizaremos con el Modelo No Lineal del dispositivo. Esto si que nos lo da habitualmente el fabricante. Esa herramienta es el BALANCE ARMONICO, básicamente una herramienta de análisis frecuencial que computa tensiones y corrientes en todos los nodos de un circuito, para una cantidad determinada de tonos de entrada, con lo que se determina el estado estacionario en modo no lineal. 5. 5.3. 3.1 1 DR DRO: O: Oscil adores con R Resonado esonadorr Dieléctri Dieléctrico co

Los circuitos del tipo anterior adolecen de baja estabilidad en la oscilación: cualquier  perturbación externa, procedente del circuito de alimentación o de la variación de característica con la Temperatura, puede causar que cese la oscilación. De hecho se puede demostrar que cualquier dispositivo de Resistencia negativa, y cualquier oscilador presenta esa propiedad. Como hemos visto, es mucho más estable cuanto mayor es la Q de su circuito tanque (ver ref. [5.1])

Las tablas del inicio del Tema ya nos esbozan cuál es la situación: los resonadores en cavidad tienen muy buenas Q, pero un comportamiento malo, en general, con la Temperatura. Es fácil entender que, al ser cavidades metálicas, la dilatación propia de la cavidad va a hacer variar fuertemente la frecuencia del oscilador. Por su parte, los resonadores en microstrip tienen los dos inconvenientes y serán muy poco utilizados si queremos osciladores de calidad. Por tanto sólo nos queda una opción que cumpla las dos condiciones de altas Q y buen comportamiento con T: el oscilador con resonador dieléctrico o DRO. Es muy utilizado además  por su relativo bajo costo y su facilidad de integración con un entorno de tecnología planar, al contrario que las cavidades. En su momento (Tema2) ya vimos el comportamiento del resonador cerámico en conjunto con una línea microstrip acoplada por cercanía al mismo. Y citamos que el circuito equivalente para ladefrecuencia de resonancia, era la1:N. líneaLocon circuito RLC paralelo inyectado a la línea a través un transformador de relación queunnos llevaba a una expresión como la siguiente para la impedancia equivalente del resonador vista desde la línea:

Fuente: Microwave Engineering. David M. Pozar. Jon Wiley & Sons, Inc.

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Microondas  , donde Q = R/ω0L es el factor de calidad no cargado del circuito resonante paralelo equivalente, ω0 es la frecuencia de resonancia, y Δω  = ω  - ω0. Ya citamos en el Tema 2 un método mixto teórico-experimental para diseñar el conjunto resonador-línea microstrip acoplada. Se trataba de medir el coeficiente de reflexión visto desde la línea de 50 Ω terminada hacia el resonador, en la frecuencia de resonancia. En esa frecuencia sabemos que el coeficiente de reflexión será:

, donde g  donde g  es  es el denominado como factor de acoplo, que es por definición:

, donde Qe es la Q externa del circuito resonante, que se definía como el factor f actor de calidad debido 2 a la resistencia de carga, en este caso R L / N , con R L = 2Z 0 si la línea está terminada en sus dos extremos; es habitual dejar uno de los extremos de la línea en abierto, para que coloquemos el resonador a una distancia de λ/4 en un máximo de corriente y que el acoplo con el modo TE10δ  del resonador sea máximo. En este caso la R L  =Z0 y el factor de acoplo  g  será   será el doble de la expresión anterior. Bien, pues si medimos el coeficiente de reflexión en las proximidades de la frecuencia de resonancia del conjunto línea terminada-resonador podremos conocer la propia frecuencia, el factor de calidad y el factor de acoplo, despejand despejandoo la g  la g  de  de la fórmula anterior: El paso final sería extraer de las gráficas al uso la distancia d en función de la Q e, como en la figura 3.33 de la referencia [5.3]. A partir del modelo equivalente del resonador acoplado a la línea podremos pasar a los simuladores circuitales en los que tendremos que diseñar el resto de variables del oscilador DRO. En todo caso, las estructuras de DRO son múltiples, basadas en múltiples opciones de configuración de oscilador: TRT bipolares, MESFET, etc., en puerta o base común, o fuente o emisor común, o colector o drenador común. Además tendremos la opción de utilizar la realimentación serie o paralelo para el elemento resonador, tal y como vemos en la figura siguiente:

  Fuente: Microwave Engineering. David M. Pozar. Jon Wiley & Sons, Inc.

Por tanto, las opciones de diseño serán múltiples….la ventaja de la realimentación serie es que es más sencilla y, por tanto, más fácil de analizar suponiendo que es un amplificador inestabilizado, como hemos visto al comienzo del apartado. Vamos a verlo con un ejemplo. 26/01/2009

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Te Tema ma 5 – Disposi Disposi tivos Activ os de Microond as II: II: Osciladores

EJEMPLO 4:

Se trata de diseñar un oscilador DRO con realimentación serie, tal y como lo vemos en la figura:

Fuente: Microwave Engineering. David M. Pozar. Jon Wiley & Sons, Inc.

Hemos utilizado el criterio de la línea en abierto para maximizar en λ/4 la interacción entre línea y resonador. También vemos que el circuito de adaptación en la salida es del mismo tipo que los ejemplos anteriores: línea serie + stub paralelo. Tendremos que diseñar la distancia al resonador, su separación de la línea y la red de salida. La estructura es en emisor común y conocemos los parámetros S en esa configuración  para la frecuencia de diseño: 2,4GH 2,4GHzz S11  S12  S21  S22  1,8/130º 0,4/45º 3,8/36º 0,7/-63º En este caso no utilizaremos los círculos de estabilidad sino que, directamente,  buscaremos un valor alto para el coeficiente de reflexión de salida eligiendo para ello un valor adecuado de ΓL. Conocemos la expresión del coeficiente de reflexión de salida en función del coeficiente de reflexión del circuito resonante y los parámetros S ((¡de ¡de pequeña señal, recordarlo!).

Si queremos hacer este coeficiente grande, basta con aproximar a cero el denominador   S11·ΓL  ≅1  1,8/130º · [|ΓL |, arg (ΓL)] ≅  1  elegimos un valor de 0,6/-130 para ΓL  da un valor de Γout = 10,7/132º. Ahora aplico el criterio de arranque de la oscilación, igualando la suma de la impedancia terminal y de salida a cero, con el factor 1/3 para facilitar el arranque y posterior mantenim mantenimiento: iento:

Γout = 10,7/132º  

 ZT =

14,56 – j · 6,1  ZT |50Ω = 0,29 – j · 0,122, que será la impedancia normalizada a la que tengo que transformar los 50Ω  terminales. Es evidente que hay un error en el valor de esta impedancia que aparece en el ejemplo 11.10 en el Pozar.

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Microondas  www.amanogawa.com,, teniendo en cuenta que si Esto lo puedo hacer en carta de Smith, www.amanogawa.com quiero hacerlo hacia el generador (es la única opción en AMANOGAWA) deberá partir de la compleja conjugada del valor de ZT. Si lo hacemos en Carta de Smith podremos hacerlo yendo hacia la carga desde la Z T conocida: primero paso a YT, luego viajo hacia la carga por coeficiente de reflexión constante hasta el punto de cruce con el círculo de parte real 1, y elimino la parte imaginaria con el stub en abierto. La longitud del stub la puedo leer directamente partiendo desde el abierto de impedancia (corto de admitancia que es como está la carta en este momento) yendo hacia el generador hasta el punto de parte imaginaria que hemos deducido. Intentar estos pasos manualmente en la Carta es un buen ejercicio. Los valores que salen son: 0,4·λ para la longitud de la línea y 0,35· λ para la longitud del stub. La salida está pues adaptada a la condición impuesta para el arranque y mantenimiento de la oscilación. Pasemos a la entrada: aquí debemos calcular la longitud hasta el resonador y la separación de éste de la línea. El primer criterio que utilizamos es: sabemos que el circuito equivalente del resonador en resonancia visto desde la línea es una impedancia con sólo parte real (N 2R) el ángulo de fase del coeficiente de reflexión complejo en ese punto debe ser 0º o 180º   en caso de resonador subacoplado ( g   g