Dr. Burány Nándor - A teljesítményelektronika alapjai

Dr. Burány Nándor

A teljesítményelektronika alapjai fõiskolai jegyzet

Mûszaki Szakfõiskola, Szabadka, 2008.

TARTALOMJEGYZÉK 1

2

Bevezetõ - 6 1.1

A teljesítményelektronika tárgyköre - 6 -

1.2

A teljesítményelektronika módszerei - 6 -

1.3

Alkalmazási területek - 7 -

Alapkapcsolások a teljesítményelektronikában - 8 2.1 Egyenirányítók - 8 2.1.1 Közönséges egyenirányítók - 8 2.1.2 Félig vezérelt- és teljesen vezérelt egyenirányítók - 11 2.1.3 Feszültség kétszerezõ és többszörözõ kapcsolások - 17 2.1.4 Az egyenirányítók tápoldali jellemzõi - 19 2.2 Egyenfeszültség átalakítók - 21 2.2.1 A kapcsolások felosztása - 21 2.2.2 Feszültségcsökkentõ (buck) átalakító - 22 2.2.3 Feszültségnövelõ (boost) átalakító - 29 2.2.4 Feszültség csökkentõ-növelõ (buck-boost) átalakító - 33 2.2.5 Ãuk-féle átalakító - 35 2.2.6 SEPIC átalakító - 37 2.2.7 Félhíd kapcsolás - 38 2.2.8 Hídkapcsolás - 39 2.2.9 A DC-DC átalakítók összehasonlítása - 45 2.2.10 Transzformátor beiktatása az átalakító kapcsolásokba - 46 2.3 Váltóirányítók - 59 2.3.1 Félhíd kapcsolás - 60 2.3.2 Hídkapcsolás - 67 2.3.3 Push-pull váltóirányító - 72 2.3.4 Három- és többfázisú hidak - 74 2.4 Váltófeszültség átalakítók - 78 2.4.1 Fázishasításos szabályozók - 79 2.4.2 Perióduscsoport-szabályozók - 80 2.4.3 Fokozatmentes váltófeszültség-szabályozók - 82 2.4.4 Frekvenciaváltók - 84 2.4.5 Ciklokonverterek - 85 2.5 Rezonáns átalakítók - 87 2.5.1 Rezgõkörök viselkedése - 89 2.5.2 Rezonáns terhelésû átalakítók alapkapcsolásai - 94 2.5.3 Rezonáns kapcsolós átalakítók - 105 2.5.4 Rezonáns köztes körû inverterek - 112 2.5.5 Magasfrekvenciás köztes körû, perióduscsoporttal szabályozott átalakítók - 114 -

3

Tápegységek - 117 3.1 Lineáris tápegységek - 117 3.1.1 Felépítés - 117 3.1.2 Jellemzõk - 118 3.1.3 Típusválaszték - 119 3.2

Kapcsolóüzemû tápegységek - 119 -

-2-

3.2.1 3.2.2 3.2.3

Felépítés - 120 Jellemzõk - 126 Védelmek - 130 -

3.3 Szünetmentes tápegységek - 132 3.3.1 Szabálytalanságok a hálózati táplálásban - 132 3.3.2 A szabálytalanságok korrigálása - 135 3.3.3 Szünetmentes tápok felépítése - 137 4

Motorhajtások - 143 4.1 Egyenáramú hajtások - 149 4.1.1 Az egyenáramú motorok felépítése és modellezése - 149 4.1.2 Motorhajtó átalakítók - 154 4.2 Aszinkron hajtások - 157 4.2.1 Az aszinkron motorok felépítése és jellemzõi - 159 4.2.2 Frekvenciaváltós aszinkron hajtások - 167 4.2.3 Aszinkron motorok lágyindítása - 168 4.3 Szinkron hajtások - 170 4.3.1 Szinkron motorok felépítése és jellemzõi - 171 4.3.2 Szinkron motor vezérlése szinuszos áramokkal - 174 4.3.3 Szinkron motor vezérlése trapézjelekkel - 176 4.3.4 Szinkron motor vezérlése terhelés oldali kommutációval - 176 4.4 Léptetõ motorok üzemeltetése - 178 4.4.1 Léptetõ motorok felépítése és jellemzõi - 178 4.4.2 Vezérlõáramkörök a léptetõmotorokhoz - 185 -

5

Egyéb alkalmazások - 190 5.1 Akkumulátorok töltése és kivizsgálása - 190 5.1.1 Akkumulátor típusok - 190 5.1.2 Töltési eljárások - 190 5.1.3 Akkumulátortöltõ berendezések felépítése - 191 5.1.4 Kapacitásmérés - 192 5.2 Kapcsolóüzemû lámpatápok - 193 5.2.1 Halogénlámpák táplálása - 194 5.2.2 Fénycsõvek táplálása - 195 5.2.3 Nagyintenzitású kisülõlámpák táplálása - 196 5.3 D osztályú erõsítõk - 197 5.3.1 Felépítés - 197 5.3.2 Jellemzõk - 200 5.3.3 Típusválaszték - 200 5.4 Hálózati alkalmazások - 201 5.4.1 A teljesítménytényezõ javítása - 201 5.4.2 Megújuló energiaforrások csatolása - 205 5.4.3 Nagy egyenfeszültséggel történõ energiaátvitel (HVDC átvitel) - 208 5.5 Hegesztõ áramforrások - 209 5.5.1 Hegesztési eljárások - 209 5.5.2 Hagyományos áramforrások - 210 5.5.3 Inverteres áramforrások - 212 5.5.4 Ponthegesztõ áramforrások - 213 5.6

Indukciós hevítés - 213 -

-3-

5.6.1 5.6.2

Hõkezelési eljárások - 213 Az induktorok táplálása - 214 -

5.7 Ultrahangos berendezések - 215 5.7.1 Ultrahang-források - 215 5.7.2 Az ultrahang források táplálása - 215 5.8 Nagyfeszültségû berendezések - 216 5.8.1 Gyújtóberendezések - 216 5.8.2 Korona-megmunkálók - 217 5.8.3 Statikus elektromosság kezelése - 218 5.8.4 Lézertápok - 219 6

A teljesítményelektronikai kapcsolások modellezése - 220 6.1 Modellezés állapotegyenletekkel - 220 6.1.1 Az átalakító állapotegyenleteinek felírása - 221 6.1.2 Az állapotegyenletek átlagolása - 222 6.1.3 Linearizáció - 222 6.1.4 Az átalakító átviteli függvényeinek levezetése - 223 6.2 A kapcsoló átlagolása - 224 6.2.1 Átlagolás - 224 6.2.2 Linearizáció - 225 6.2.3 Az átalakítók átviteli függvényeinek levezetése - 225 -

7

Teljesítményelektronikai alkatrészek - 226 7.1 Passzív alkatrészek - 226 7.1.1 Kondenzátorok - 226 7.1.2 Tekercsek - 229 7.1.3 Transzformátorok - 231 7.1.4 Teljesítmény-ellenállások - 235 7.1.5 NTC és PTC ellenállások - 235 7.1.6 Varisztorok és más túlfeszültség levezetõk - 236 7.1.7 Hûtõk és hûtés - 237 7.1.8 Biztosítékok - 238 7.2 Aktív alkatrészek - 240 7.2.1 Teljesítménydiódák - 240 7.2.2 Tirisztorok - 243 7.2.3 Bipoláris teljesítménytranzisztorok - 248 7.2.4 Teljesítmény MOSFET-ek - 253 7.2.5 IGBT-k - 261 -

8

A teljesítményelektronikai berendezések vezérlése és szabályzása - 265 8.1 Analóg vezérlõk és szabályzók felépítése - 265 8.1.1 Analóg modulátorok felépítése - 266 8.1.2 Hibaerõsítõ-kapcsolások - 273 8.1.3 A stabilitás kérdése - 276 8.2 Digitális vezérlõk és szabályzók felépítése - 280 8.2.1 Mikroprocesszorok, mikrovezérlõk, szignálprocesszorok - 281 8.2.2 Mintavételezés, A/D és D/A átalakítás - 283 8.2.3 Szintillesztés, csatolásmentesítés, védelmek - 284 8.2.4 Beállítások, kijelzések - 285 -

-4-

8.3 Digitális vezérlési algoritmusok - 285 8.3.1 Hagyományos algoritmusok digitalizálása - 285 8.3.2 Új algoritmusok a digitális vezérlésben - 286 9

Zavarok, zavarszûrés és biztonságtechnikai elõírások - 288 9.1 Zavarok és zavarszûrés - 288 9.1.1 A zavarok forrásai - 288 9.1.2 Terjedési mechanizmusok - 289 9.1.3 Zavarokat korlátozó szabványok - 290 9.1.4 A zavarok szûrése - 291 9.2 Biztonságtechnikai elõírások - 295 9.2.1 Elõírt távolságok - 295 9.2.2 Átütési szilárdság - 296 9.2.3 Transzformátorok szigetelése - 297 9.2.4 Behatolás elleni védettség - 298 -

10

IRODALOMJEGYZÉK - 300 -

-5-

1 Bevezetõ A mûszaki élet számos területe ma elképzelhetetlen teljesítményelektronikai megoldások nélkül. Mielõtt az alkalmazott kapcsolások ismertetésével foglalkoznánk, tekintsük át, mi is a teljesítményelektronika tárgya, milyen módszerekkel dolgozik és mely területeken terjedt el.

1.1

A teljesítményelektronika tárgyköre

A teljesítményelektronika feladata, hogy a villamos energiaforrás energiáját olyan módon dolgozza fel, hogy az a fogyasztó számára optimális legyen. Energiaforrásként általában a városi ill. ipari váltóáramú hálózat áll rendelkezésre, jelentõs azonban a vegyi vagy más áramforrásokról mûködõ készülékek száma is. Szerkezetileg a legegyszerûbb eset, ha a fogyasztó közvetlenül kapcsolható a forrásra, de ez sok esetben lehetetlen, más esetekben nem optimális. A technika mai állása szerint a villamosenergia fogyasztóknak megközelítõleg fele mûködik teljesítményelektronikai berendezés közbeiktatásával (1-1 ábra). ENERGIAFORRÁS

FOGYASZTÓ

(a)

TELJESÍTMÉNYELEKTRONIKAI ENERGIAFORRÁS

FOGYASZTÓ BERENDEZÉS (b)

1-1 ábra: Fogyasztó csatlakoztatása az energiaforrásra (a) közvetlenül és (b) teljesítményelektronikai berendezésen keresztül. A teljesítményelektronika a mûszaki életnek és a tudománynak azon területeit öleli fel, amelyek a villamosenergia elektronikai eszközökkel történõ feldolgozásával, az ilyen célú berendezések fejlesztésével, gyártásával, kivizsgálásával, üzemeltetésével foglalkozik. Viszonylag fiatal területrõl van szó, kindulópontként az 1960-as évet jelölhetjük meg. Az ez elõtti próbálkozások és alkalmazások eltörpülnek az ezt követõ robbanásszerû fejlõdés mellett.

1.2

A teljesítményelektronika módszerei

A teljesítményelektronika módszereit egyrészt az energiaátalakítás területén felmerülõ igények, másrészt az alkatrészek által nyújtott lehetõségek határolják be. A fogyasztó részérõl az igények általában megfelelõ egyenfeszültség vagy egyenáram (direct current - DC) illetve megfelelõ frekvenciájú és jelformájú váltófeszültség vagy

-6-

váltóáram (alternative current – AC) biztosításában fogalmazódnak meg. A forrás az energiát úgyszintén szolgáltathatja egyenfeszültség vagy váltófeszültség formájában. A teljesítményelektronikai módszereket és az ide tartozó berendezéseket éppen ezek a forrás iletve fogyasztó oldali jellemzõk alapján szokásos osztályozni (1-2 ábra). Így beszélhetünk DC-DC átalakításról (egyenfeszültség átalakítók), AC-DC átalakításról (egyenirányítók), DC-AC átalakításról (váltóirányítók), és AC-AC átalakításról (AC teljesítményszabályozók, frekvenciaváltók, ciklokonverterek). VÁLTÓIRÁNYÍTÓK (INVERTEREK) EGYENFESZÜLTSÉG ÁTALAKÍTÓK

DC

AC

VÁLTÓFESZÜLTSÉG-ÁTALAKÍTÓK - AC teljesítményszabályozók - frekvenciaváltók - ciklokonverterek

EGYENIRÁNYÍTÓK

1-2 ábra: A teljesítményelektronikai berendezések osztályozása. Gyakran a teljesítményelektronikai berendezések egynél több átalakító fokozatot tartalmaznak, megfelelõ vezérlõ-szabályozó-mérõ egységgel együtt. A villamos energia elektronikai módszerekkel történõ szabályzását a különbözõ kapcsolóelemek (teljesítménytranzisztorok, tirisztorok, MOSFET-ek, IGBT-k stb.) teszik lehetõvé, de jelentõs szerep jut a tekercseknek és kondenzátoroknak mint szûrõelemeknek, valamint a transzformátoroknak mint potenciálelválasztó és illesztõelemeknek. A kapcsolókkal történõ teljesítményszabályzás elõnye, hogy a kapcsolók sem kikapcsolt sem bekapcsolt állapotban nem okoznak jelentõs veszteséget, így magas hatásfok érhetõ el velük. A lineáris üzemben mûködõ szabályozóelemek viszont jelentõs veszteséggel mûködnek, így rontják a berendezés hatásfokát. A hatásfok két szempontból is jelentõs. Kisebb teljesítmény esetén az energiaköltségek nem jelentõsek, viszont rossz hatásfok esetén körülményes és költséges a berendezés hûtése, csökken a megbízhatóság, növekednek a méretek. Nagyobb teljesítmény esetén az energiaköltségek csökkentése miatt szükséges a berendezés jó hatásfoka.

1.3

Alkalmazási területek

A teljesítményelektronikai berendezések két fõ alkalmazási területe a tápegységek és a motorhajtások. A tápegységek különbözõ elektronikai berendezések (mûszerek, számítógépek, kommunikációs berendezések stb.) optimális táplálását oldják meg. A motorhajtások ipari berendezésekben, villamos vontatásnál stb. biztosítják az optimális sebességet, gyorsulást, minimális energiafelhasználás mellett. Az egyéb alkalmazások közé sorolhatók a szünetmentes tápok, D-osztályú erõsítõk, fénycsõtápok, hegesztõ áramforrások, akkumulátortöltõk, galvanizáló áramforrások, indukciós hevítõk, sztatikus festõk stb.

-7-

2 Alapkapcsolások a teljesítményelektronikában A teljesítményelektronikában használatos átalakító egységek rendszerint egy fajta átalakítást képesek elvégezni az 1.2 fejezetben említett felosztás értelmében. Összetettebb feladatok megoldására több fokozatot kell alkalmazni. Az egyes fokozatok megvalósítására különbözõ alapkapcsolásokat fejlesztettek ki. A következõ fejezetekben (2.1 – 2.5) ezekkel az alapkapcsolásokkal ismerkedünk meg. Tekintettel a téma terjedelmére mindenhol csak rövid leírásra szorítkozunk.

2.1

Egyenirányítók

A villamosenergia-fogyasztók többségénél az elsõdleges energiaforrás az 50Hz-es váltóáramú hálózat. Ha a fogyasztó egyenfeszültségû táplálást igényel, szükséges egy egyenirányító berendezés közbeiktatása. Az egyenirányító állhat önmagában, de sok többfokozatú átalakítóban mint kimeneti vagy bemeneti egység jelenik meg. Régi berendezésekben az egyenirányítót rendszerint hálózati transzformátor elõzte meg. Ma a hálózati feszültség közvetlen egyenirányítása a jellemzõ, a transzformátor nagy méretei és magas ára miatt. Amennyiben szükséges a feszültségszintek változtatása, azt az egyenirányítót követõ fokozatokban oldják meg, hálózati frekvencián mûködõ transzformátor nélkül. A közönséges egyenirányító kapcsolásokat diódákkal építik. Ha szükséges az egyenirányított feszültség változtatása, azt tirisztoros kapcsolásokkal oldják meg. Az egyenirányítók általában megközelítõleg sem szinuszos árammal terhelik a váltóáramú forrást. Kisebb teljesítményeknél ez nem gond, nagyobb teljesítményekre vonatkozóan viszont az elõírások egyre szigorúbbak. Kisebb teljesítmények esetén rendszerint egy fázisról táplálják az egyenirányítót, nagyobb teljesítményeknél háromfázisú táplálás szükséges.

2.1.1 Közönséges egyenirányítók A 2-1a ábrán látható egy egyszerû egyenirányító (félhullámú egyenirányító), amely egy szinuszos áramforrást, egy, az áramkörrel sorba kötött diódát és egy terhelõellenállást (fogyasztót) tartalmaz. A diódán (az egyenirányító tulajdonsága miatt) az áram csak a pozitív félperiódusában folyik (2-1a ábra). Ha az említett kapcsolást egy tekerccsel bõvítjük (2-1b ábra), az a fogyasztón megjelenõ áram és feszültség jeldiagramokat a következõképpen befolyásolja: a tekercsben tárolt energia miatt az áram a bemeneti feszültség negatív félperiódusában is folyni fog mindaddig, amíg nem érvényesül a szabály, miszerint a tekercs feszültségének idõintegrálja egy perióduson belül nulla kell, hogy legyen: T

v

L

2  1

dt  0

0

Az egyenlet értelme, hogy periódikus mûködés esetén a tekercs egy teljes periódus alatt ugyanannyi energiát ad le, amennyit felvesz. Egyébként nem periódikus az

-8-

áramkör viselkedése, illetve hosszú távon, sok perióduson keresztül, az energia korlátlanul nõne vagy csökkenne. A tekercsen fellépõ feszültségesés értéke a Faraday-törvény szerint a: di (t ) 2  2 vL  L L dt képlettel számítható. Amennyiben a fogyasztót egy vegyi áramforrás (akkumulátor) képezi, ahol Vd = const (2-1c ábra) a diódán csak abban a t1 idõpillanatban kezd el folyni az i áram, amikor az anódja pozitívabbá válik a katódnál. Az áram csúcsértékét t2-ben éri el, t3-ban pedig nullára csökken.

2-1 ábra: Félhullámú egyenirányító kapcsolások. Az egyfázisú teljeshullámú egyenirányítónál (2-2 ábra) a pozitív félperiódusban az D1-es és D2-es dióda vezet, a negatívban pedig a D3-as és D4-es dióda. A kimeneti feszültség szûrését a Cd kondenzátor végzi. Nagy kapacitású kondenzátorral a kimeneti

-9-

feszültség hullámossága csökken, ugyanakkor a hálózat mind erõsebben torzított árammal terhelõdik. Id

Vs t

D1

+

D3

0 C Vd

+

T/2

T Vd

R

Vs -

D4

t

|Vs|

D2

0

Id T/2

T

t 0

T/2

(a)

T

(b)

2-2 ábra: Egyfázisú diódahidas egyenirányító (a) a megfelelõ jelalakokkal (b). Ipari alkalmazásoknál a fent említettek helyett elõnyösebb a háromfázisú egyenirányító használata a kimenõ feszültség kisebb hullámzása és a nagyobb terhelhetõség miatt (2-3 ábra).

2-3 ábra: Háromfázisú diódahidas egyenirányító. Ha feltételezünk egy állandó id terhelést a kapcsolás kimenetén, akkor az 1,3,5-ös diódák a megfelelõ bemeneti feszültségek pozitív félperiódusaiban, a 2,4,6-os diódák pedig a feszültségek negatív félperiódusaiban vezetnek. A 2-4 ábráról leolvasható, hogy minden idõpillanatban egy pár dióda vezet, vagyis (6,1), (1,2), (2,3), (3,4), (4,5), (5,6)... Ebbõl következik, hogy a kimeneti feszültség hat szinuszos impulzusból tevõdik össze egy perióduson belül. Az egyenáramú komponens nagyobb, a feszültség ingadozása pedig elhanyagolhatóan kicsi az elõzõ, egyfázisú megoldásokhoz képest (szûrõkondenzátor nélkül is).

- 10 -

2-4 ábra: Háromfázisú diódahidas egyenirányító jelalakjai.

2.1.2 Félig vezérelt- és teljesen vezérelt egyenirányítók Adott bemenõ feszültség mellett a kimeneti feszültség nagysága a diódás egyenirányítókhoz hasonló felépítésû tirisztoros kapcsolásokkal szabályozhatóvá válik. A szabályzás a tirisztor gyújtásszögének változtatásával érhetõ el (fázishasításos szabályzás). A 2-5a ábrán bemutatott kapcsolásban a vs bemeneti feszültség pozitív félperiódusában az áram értéke nulla az t   szögig, ezt követõen egy iG gyújtóimpulzus segítségével a tirisztort vezetésbe hozzuk. A vezetés t   -ig tart, amikor a tirisztor lezár a negatív elõfeszítés miatt. Az áram ezután t  2   -ig nulla marad. A 2-5a ábrán lévõ kapcsolást egy tekerccsel bõvítjük (2-5b ábra). Sok fogyasztó jelentõs soros induktivitást tartalmaz, vagy szándékosan építünk be tekercset az áram simítása érdekében. Továbbra is a tirisztor vezetését t   -ig késleltetjük. Ekkor áram indul meg a tekercsen keresztül, ami kiépíti a tekercs mágneses terét. A bemenõ feszültség csökkenésével a tekercsáram t  1 után csökkenni kezd, de nem szûnik meg amikor vs negatívvá válik. Amikor a tárolt energia nullára csökken a kimeneti áram megszûnik t   2 pillanatban. Amennyiben a fogyasztót egy vd=const feszültségû akkumulátor képezi (2-5c ábra), a mûködés csak abban fog eltérni a fent leírtaktól, hogy függetlenül a gyújtóimpulzus megjelenésétõl az áram csak akkor indulhat meg a félvezetõ elemen keresztül, ha vs>vd , vagyis ha a tirisztor nyitóirányban van elõfeszítve. Erre a kapcsolásra is hasonló összefüggés érvényes, mint a megfelelõ diódás egyenirányítóra: a vL feszültség integrálja az egész periódusra számítva nullát kell, hogy adjon.

- 11 -

2-5 ábra: Félhullámú fázishasításos egyenirányító kapcsolások: tirisztoros egyenirányító ellenállás terheléssel (a), tirisztoros egyenirányító tekerccsel bõvítve (b), tirisztoros egyenirányító akkumulátorral terhelve (c). A félhullámú (egyfázisú és háromfázisú) kapcsolások esetleg kis teljesítményeknél jöhetnek számításba. A gyakorlatban a 2-6 ábrán bemutatott hídkapcsolású (teljeshullámú) egyenirányítók a jellemzõk, egy és háromfázisú bemenettel. Az Ld induktivitás a terhelés induktivitását helyettesíti, ami az egyenáramú motorhajtásoknál mindig jelen van, de más esetekben is jellemzõ. A 2-6 ábrán bemutatott kapcsolás elemzésénél bizonyos egyszerûsítéseket vezetünk be, mint: a váltóáramú oldal induktivitása nulla valamint, hogy a terhelés oldali áram konstans egyenáram. A következõkben megfigyeljük az Ls induktivitás hatását az átalakító jelalakjaira, valamint az id áram hullámzásainak következményeit (id diszkontinuális). Ezen átalakítókat váltóirányító (inverter) üzemben is analizáljuk.

- 12 -

2-6 ábra: Gyakorlati tirisztoros egyenirányító kapcsolások. A 2-6a ábrán bemutatott kapcsolás módosított változatát a 2-7a ábra mutatja, figyelembe véve a fent említett feltételeket. A 2-7b ábra ugyanezt a kapcsolást mutatja, de jobban látható, hogy a fogyasztó áramát a felsõ ágban felváltva vezeti a T1 illetve a T3 tirisztor, míg az alsó ágban a T2 és T4 tirisztok váltják egymást. Másrészt az Id áram egy alsó és egy felsõ tirisztoron keresztül folyik egyidõben (1 és 2 vagy 3 és 4).

2-7 ábra: Egyfázisú tirisztoros (fázishasításos) egyenirányító Ls=0 mellett és konstans egyenáramú terhelésnél. Ezen feltételeknek eleget tevõ kapcsolás jeldiagramjait a 2-8 ábra szemlélteti. Állandó gate áram jelenlétében a tirisztor gyújtása ill. a vezetés kezdete t=0 illetve t=ð szögnél történik (2-8a ábra), mint a diódahidas egyenirányítónál (a 2-2 ábrán adott kapcsolás). Figyeljük meg mi történik, ha a gatere vezetett állandó áram helyett áramimpulzust használunk, mely  késleltetési szöggel jelenik meg a tirisztoron. Az t=0 idõpont elõtt az áram a 3-as és 4-es tirisztorokon keresztül folyik és vd=-vs. Vegyük észre, hogy habár t=0 után az 1-es 2-es tirisztorokon nyitóirányú feszültség lesz jelen,

- 13 -

azok nem jönnek vezetésbe egészen az t= idõpillanatig, amikor is áramimpulzust juttatunk a gate-jeikre. Idõközben az áram tovább folyik a 3-as és 4-es tirisztorokon keresztül és továbbra is érvényes a vd=-vs egyenlõség. Levonható tehát a következtetés, miszerint véges  gyújtásszöget feltételezve, vd negatív lesz egészen 0 szögig.

2-8 ábra: A 2-7 ábrán megadott egyenirányító jeldiagramjai. Az t= szögnél az áram kommutációja a 3-as és 4-es valamint az 1-es és 2-es tirisztorok között pillanatszerû, amennyiben Ls=0. Amikor az 1-es és 2-es számú tirisztorok vezetnek vd=vs. Ezek +-ig vezetnek, amikor is a 3-as és 4-es tirisztorok gyújtanak. Ezt követõen vd=-vs egészen 2+ szögig, majd a folyamat periódikusan ismétlõdik. Összehasonlítva a késleltetési szög nélküli esetet azzal, amikor  késleltetési szöggel gyújtanak a tirisztorok, megállapíthatjuk, hogy Vd értékét változtathatjuk az  szög változtatásával (2-9 ábra):

- 14 -

Vd 

1 

 



2 Vs sin(t ) d (t ) 

2 2 Vs cos   0,9Vs cos  

2  3

2-9 ábra: Vd normalizált értékei az  gyújtási szög függvényében. Legyen Vdo az egyenirányított feszültség középértéke =0-ra és Ls=0-ra (2-8a ábra). Ez esetben felírható: 1  2 2 2  4 Vdo   2V s sin(t ) d (t )  V s  0,9V s  0  Tehát Vdo változása -tól függõen: 2  5 Vd  Vdo  Vd  0,9Vs (1  cos  ) A 2-8b ábrán látható, hogy Vd az  függvénye, valamint, hogy =90 felett Vd negatív lesz. Ezt váltóirányító (inverter) üzemnek nevezzük, mert megváltozik az energiaáramlás iránya: az energia az egyenáramú körbõl a váltóáramú körbe áramlik. Az egyenirányítón keresztül haladó átlagteljesítmény a: 1 T 1 T 2  6 P   p (t ) dt   vd id dt T 0 T 0 egyenlettel számítható. Feltételezve, hogy id=Id=const., kapjuk: 1 T  2  7 P  I d   v d dt   I d Vd  0,9Vs I d cos  0 T  Az egyenlet szerint =90 felett negatív teljesítményt kapunk, ami a váltóirányító üzemet jelzi. Ha a 2-6b ábrán látható háromfázisú egyenirányítónál bevezetjük az Ls=0 egyszerûsítést, valamint a kimeneten tiszta egyenáramú terhelést feltételezünk, a 2-10a ábrán adott kapcsoláshoz jutunk. A 2-10b ábrán ugyanez a kapcsolás szerepel, de világosabban követhetõ, hogy a T1, T2, T3 illetve a T2, T4, T6 tirisztorcsoportok egyes tirisztorai a periódus egyharmad-egyharmad részében vezetik a terhelés által meghatározott Id egyenáramot. Bármely idõpontot választva, az Id áram egy felsõ és egy alsó tirisztoron keresztül folyik.

- 15 -

2-10 ábra: Háromfázisú hídkapcsolású(teljeshullámú) tirisztoros egyenirányító Ls=0 és konstans egyenáramú terhelés mellett. Amennyiben a félvezetõk gate kapcsaira állandó áramot juttatunk (2-10 ábra), akkor a tirisztorok úgy fognak viselkedni, mint a diódák. Ezen feltételeknek eleget téve (Ls=0 és =0) kapjuk a kimeneti egyenfeszültség középértékére a következõ kifejezést kapjuk: 3 2 Vdo  V LL  1,35V LL 2  8  ahol VLL a vonalfeszültség effektív értéke. A 2-11a ábrán a feszültségdiagramok melletti számok az egyes tirisztorok vezetési idejének kezdetét jelzik az =0, Ls=0 esetben. Amennyiben az  gyújtásszöget nullától különbözõnek vesszük (0Vt2>Vt1 kapocsfeszültségekre, ahol Vt4 a névleges érték, (c) a motor egységesített normalizált diagramjai. A terhelés következtében jelentkezõ sebességcsökkenés a nagyteljesítményû egyenáramú motoroknál nem jelentõs, de tekintélyes lehet a kis szervómotoroknál. A kapocsfeszültség növelésével a fordulatszám visszaállítható a kívánt értékre. Állandósult állapotban az Ia áram nem haladhatja meg a névleges értéket, ezért a nyomatéknak is a névleges határon belül kell maradnia. Rövid ideig (pl. induláskor) kaphatunk nagyobb nyomatékot is, a névlegesnél nagyobb áramnak köszönhetõen A 411b ábrán ez a névleges nyomaték feletti karakterisztika szaggatott vonallal van jelölve.

- 152 -

A névleges sebesség feletti értékek megkívánják a névleges Vt érték feletti feszültségek (pl. Vt5) használatát. Ez nem kívánatos, ezért az állandómágneses egyenáramú motorok sebessége a motor névleges sebességével határolt. Az egységesített normalizált diagramon (4-11c ábra) az állandósult állapotra jellemzõ nyomaték- és áramhatárt tüntetik fel. Ugyanazon a diagramon látható a szükséges kapocsfeszültség és az indukált feszültség sebességfüggése. Az állandó mágneses egyenáramú motorok hátránya a néhány kilowattos teljesítményhatár, valamint a névleges sebességgel korlátozott sebességtartomány. Ezek a hátrányok kiküszöbölhetõk, ha az állandó mágnest egy gerjesztõtekerccsel helyettesítjük, ahol a f fluxust a tekercsbe táplált If áram biztosítja (4-8b ábra). Ez nagyobb flexibilitást biztosít az egyenáramú motorok vezérlésében, mivel a tekercset egy külön szabályozott egyenáramú forrásból tápláljuk (vf, 4-12a ábra). A f állandósult állapotú értéke If=Vf/Rf – el szabályozható, ahol Vf a gerjesztõfeszültség állandósult értéke, Rf a gerjesztõtekercs ellenállása.

4-12 ábra: Külsõ gerjesztésû DC motor: (a) helyettesítõ kapcsolás, (b) a motor egységesített normalizált diagramjai.

- 153 -

Amennyiben f szabályozható, akkor a 4-25 egyenlet a következõképp alakul:  1  R 4  26 m  Vt  a Tem   k e  f  kt  f  elfogadva, hogy kE=ke f és kT=kt f . A 4-26 egyenlet a külsõ gerjesztésû egyenáramú motor jellemzi, ahol mind Vt, mind pedig f értéke szabályozható, a kívánt nyomaték és sebesség elérése érdekében. A gyakorlatban, annak érdekében, hogy maximalizáljuk a nyomatékot, a f fluxust, és ezzel az If áram értékét, névlegesre vesszük, amikor a névleges sebességtõl kisebb sebesség elérése a cél. Ezzel a 4-22, 4-23, 4-24, 4-25 egyenletek hasonlóképpen alakulnak mint az állandómágneses motoroknál. Ekkor a nyomaték-sebesség jelleggörbe is a 4-11b ábra szerint fog alakulni. Ezt a üzemet (4-12b ábra, névleges fordulatszám alatti szakasz) nevezik még állandó nyomaték üzemnek is. A szükséges Vt feszültség ebben a tartományban nullától a névleges értékig változik, miközben a sebesség is ennek megfelelõen nullától a névleges értékig nõl. A megfelelõ Vt és Ea értékek a 4-12b ábrán láthatók. Ha a névleges sebességnél nagyobb fordulatszámot akarunk elérni, akkor a Vt-t állandó (névleges) értéken tartva f-t csökkentjük az If csökkentésével. Mivel Ia nem lépheti túl a névleges értéket (tartósan), így a nyomaték terhelhetõség csökken, f csökkenése miatt (4-15 egyenlet). Ebben a mezõgyengítéses üzemben a motor maximális teljesítménye Ea Ia (ez megegyezik mTem-el) nem lépheti át a névleges határt tartósan. Ezt az üzemet ezért nevezik még állandó teljesítményû üzemnek is (4-12b ábra, a névleges fordulatszám feletti szakasz). Itt Tem csökken m növelésével, miközben Vt, Ea, és Ia a névleges értéken maradnak. Ez a diagramszakasz is állandósult állapotban érvényes. A mezõgyengítéses tartományban a sebesség a névleges értéket 50-100-al is túllépheti, a motor mechanikai kivitelétõl függõen.

4.1.2 Motorhajtó átalakítók Az egyenáramú motorok táplálására szolgáló teljesítményelektronikai átalakítók a következõ elvárásoknak kell, hogy eleget tegyenek:  Ha a motort négynegyedes üzemben alkalmazzuk, az átalakító lehetõvé kell, hogy tegye a kapocsfeszültség és áram irányának megfordítását (4-9 ábra).  Az átalakítónak tudnia kell áramot szabályozni, ami azt jelenti, hogy az áramot a maximális elfogadható értéken tartja a motor gyors felpörgése és lassítása esetén. Ez a dinamikus áramhatár rendszerint többszöröse az állandósult állapotra jellemzõ határértéknek.  A pontos pozicionálás érdekében a kimenõ feszültség értéke lineárisan kell, hogy változzon a feszültség-alapjel függvényében, függetlenül a motor terhelésétõl.  Az armatúraáramnak nem szabad jelentõs hullámzást tartalmaznia, hogy minimalizálni tudjuk a nyomaték- és sebesség hullámzásokat a motorban.  Az átalakító kimenetének a lehetõ leggyorsabban reagálni kell a bemeneti vezérlõ jelre. Ezáltal az átalakító egy állandó erõsítést képvisel (holtidõ nélkül) az átviteli függvényben.

- 154 -

A lineáris teljesítményerõsítõk kielégítik az összes fent említett követelményeket, de a rossz hatásfokuk miatt csak nagyon kis teljesítményeknél használják õket. A választás rendszerint a kapcsolóüzemû DC-DC átalakítókra (2.2 fejezet) vagy a hálózati egyenirányítókra (2.1 fejezet) esik. A hálózati egyenirányítók közül a vezérelt (tirisztoros) változatok tesznek lehetõvé szabályozott hajtást. A tirisztoros megoldások (2.1.2 szakasz) nagyon jó hatásfokúak, egyszerû felépítésûek, passzív alkatrészt nem igényelnek, egyszerû a vezérlésük. Hátrányuk viszont, hogy a motoráram hullámossága nagy, a szabályzás lassú (a hálózati frekvencia egy periódusában csak kettõ illetve hat beavatkozásra van lehetõség, attól függõen, hogy egy- vagy három fázisú a táphálózat). A DC-DC átalakítók küzül elsõsorban a hídkapcsolás (2.2.8 szakasz) és a félhíd kapcsolás (2.3.7 szakasz) népszerû (ez utóbbi egyirányú hajtást és fékezést, tehát kétnegyedes üzemet tesz lehetõvé), de a buck átalakító (2.2.2 szakasz) is számításba jöhet, ha egyirányú hajtást szándékozunk megvalósítani generátoros fékezés nélkül. A forgásirány buck átalakítónál is megfordítható elektromechanikus vagy elektromágneses kapcsolók alkalmazásával, de ez meglehetõsen drágítja a berendezést. A bemeneti energiaforrás a DC-DC átalakítók többségénél a közvetlenül egyenirányított hálózati feszültség, kondenzátorral szûrve (4-13 ábra), de akkumulátort is szoktak alkalmazni pl. vontatásnál. A hídkapcsolást az egyenirányító kimenetére kötjük. A híd-, félhíd- és buck kapcsolások kimenetén nem szokás LC szûrõt alkalmazni, ahogyan azt a DC-DC átalakítóknál bemutattuk, mivel maga a motor induktivitása szûri a kimeneti áramot, a motoron megjelenõ négyszögfeszültség viszont nem ártalmas a motor számára (a tekercs szigetelése ugyan fokozottabb igénybevételnek van kitéve, de most ezzel nem foglalkozunk). Az áramhullámosság csökkentése érdekében célszerû a hidat unipoláris PWM-mel (2.2.8 szakasz) vezérelni, kellõ magas frekvencián. A buck átalakítónál és a félhídnál csak a kellõ magas frekvencia segít. A nagy áramhullámosság miatt fellépõ nyomatékingadozás zavarhatja a terhelést, ugyanakkor akusztikus zavarokat (kellemetlen fütyülést) eredményezhet. Az alap veszteségek mellett a hullámzó komponens effektív értékének négyzetével arányos járulékos veszteségek is jelentkeznek a motor tekercseiben.

TA+

DA+

TB+

DB+

+ +

Hálózat

Ra

Vd -

DAT A-

La +

DB-

ea

T B-

-

Egyenirányító

Szûrõkondenzátor

Ürítõ ellenállás

Hídkapcsolású DC-DC átalakító

Egyenáramú motor

4-13 ábra: Négynegyedes egyenáramú hajtás. A közönséges egyenirányító nem képes energiát visszatáplálni a hálózatba a motor generátoros fékezése esetén, ezért az egyenáramú köztes körbe egy ellenállást is beiktattunk, amelyet akkor kapcsolunk be, ha a kondenzátor feszültsége meghalad

- 155 -

bizonyos maximális értéket és addig tartjuk bekapcsolva, amíg nem esik egy alsó határ alá. Nagyteljesítményû motoroknál megfontolandó az energia visszatáplálása a hálózatba fékezés esetén. Ez történhet hálózatról vezetett vezérelt (tirisztoros) egyenirányítóval (2.1.2 szakasz) vagy boost üzemben mûködõ PWM egyenirányítóval. Ez utóbbi kapcsolással a korábbiakban nem foglalkoztunk. Elvileg a PWM egyenirányítót úgy kapjuk, hogy a közönséges egyenirányító diódái mellé ellenpárhuzamosan kapcsolótranzisztorokat kötünk. Ha nem kapcsoljuk be a tranzisztorokat, a kapcsolás közönséges egyenirányítóként mûködik, a tranzisztorok megfelelõ vezérlésével viszont energiát tudunk visszatáplálni a váltóáramú hálózatba. Az egyenáramú motorok ismertetésénél nem foglalkoztunk a soros motorokkal. Ezek némileg hasonlítanak a külsõ gerjesztésû motorokhoz, mert a forgórész is és az állórész is tekercselt. A különbség az, hogy a két tekercset sorba kötve egy közös feszültségforrásról tápláljuk. Adott bekötés esetén a tápfeszültség polaritásának megváltozása nem eredményezi a soros motor forgásirányának megváltozását. Ennek magyarázata, hogy ha egyszerre megfordítjuk az állórész és a forgórész áramának irányát, a forgatónyomaték iránya nem változik, mivel a forgatónyomaték a két áram szorzatával arányos. Ebbõl kifolyólag ezek a motorok váltóárammal is táplálhatók, ezért univerzális motoroknak is nevezzük õket. Forgásirányt csak úgy tudunk változtatni, ha a soros kötésben az egyik tekercset az eredeti irányhoz képest fordítva kötjük be. A soros motor modellezése viszonylag bonyolult, mert a fordulatszám változásakor változik a mágneses tér erõssége is. Így ebbe a témába nem bocsátkozunk. Ami a soros motor vezérlését illeti, a megoldások széles skálán mozognak. Kisteljesítményû kéziszerszámok (pl. fúrógép) meghajtásánál a legegyszerûbb váltóáramú fázishasításos szabályzókat (2.4.1 szakasz) alkalmazzuk. Itt a motor váltóáramú táplálást kap, ami nem zavaró, tekintettel a motor univerzális jellegére. Ha az ilyen motoroknak mégis egyenáramú vezérlést adunk, némileg csökkenteni kell a tápfeszültséget, mivel egyenárammal való táplálás esetén a tekercs induktivitásán nincs feszültségesés. A forgásirány-változtatást itt kapcsolóval érjük el (kis áramoknál ez elviselhetõ költséget jelent). A nagyob teljesítményû soros motorok általában összetettebb vezérlést igényelnek. Ha egynegyedes hajtásról van szó, elégséges a buck átalakító (2.3.2 szakasz), azzal, hogy a kimeneti LC szûrõ, a tekercsek szûrõhatásának köszönhetõen, elhagyható. A négynegyedes üzem a 4-14 ábrán bemutatott módosított hídkapcsolással érhetõ el. Lf

Rf Df +

TA+

DA+

TB+

DB+ Ra

Vd DATA-

DBTB-

La + ea

-

-

Állórész

Hídkapcsolás

4-14 ábra: Módosított hídkapocsolás soros motor vezérlésére. - 156 -

Forgórész

Az egyenáramú forrás és a híd bemenete közé kötjük a motor egyik tekercsét, megfelelõ szabadonfutó diódával, a másik tekercs pedig a híd kimenetére kapcsolódik. Ha a híd egyik vagy másik átlójában elhelyezett tranzisztorpárok egyike vezet, a motor tekercsei valóban sorba vannak kötve egymással. A motor áramának illetve feszültségének változtatását megfelelõ PWM vezérléssel érjük el. Adott forgásiránynál állandóra bekapcsoljuk a híd egyik alsó ágában levõ tranzisztort (pl. TB-), a másik félhíd tranzisztorait (ez esetben TA+ és TA-) viszont felváltva kapcsoljuk be, megfelelõ kitöltési tényezõvel. Fékezés esetén csökkentjük a TA+ tranzisztor vezetési idejét és növeljük TA- vezetési idejét. A forgásirány megváltoztatásához értelemszerûen megcseréljük a jobb és bal félhíd vezérlését. A motorhajtásra alkalmazott DC-DC átalakítók modulációjához használhatunk egyszerû sebesség-visszacsatolást (4-15a ábra). Itt a túláramok elkerülése végett egy külön áramkorlátozó kapcsolást kell beépíteni. Sebességalapjel +

Sebességhibaerõsítõ

Teljesítményelektronikai átalakító

Vezérlõ feszültség

Ia,max

Áramkorlátozó kapcsolás

Motor

Terhelés

Sebesség érzékelõ

Ia Sebesség visszacsatolás

(a)

Sebességalapjel +

Sebességhibaerõsítõ -

Áram alapjel

Áramhibaerõsítõ

+

Vezérlõfeszültség

-

Teljesítményelektronikai átalakító

Motor

Terhelés

Sebesség érzékelõ

Ia Áramszabályzott átalakító Sebesség visszacsatolás

(b)

4-15 ábra: Egyenáramú motorok sebességszabályzása egyszerû visszacsatolással (a) és kombinált sebesség-áram visszacsatolással (b).

sebesség-

Jobb dinamikus viselkedést biztosít, ha az egyszerû sebesség-visszacsatoláson belül egy áram-visszacsatolást is alkalmazunk (4-15b ábra). Itt a sebesség hibaerõsítõ kimenete adja az áram-alapjelet, ezt összehasonlítva a tényleges motorárammal az áram hibaerõsítõ vezérli az impulzus-szélesség modulátort. Az alapjelet korlátozva a motoráram biztonságos határok közé szorítható. Az áram-visszacsatolásnak köszönhetõen a motor pontosabban követi a sebesség alapjelet.

4.2

Aszinkron hajtások

A hengeres kalickás indukciós (aszinkron) motorok alacsony elõállítási és karbantartási költségeik miatt az iparban leggyakrabban használatos gépek. Közvetlenül a hálózati feszültségrõl üzemelve (50Hz-s frekvenciával és megközelítõleg konstans effektív feszültséggel) az indukciós motor nagyjából konstans fordulatszámmal mûködik. Az indukciós motoros hajtások a felhasználásuk szerint két fõ csoportra oszthatók:

- 157 -

 Változtatható sebességû hajtások: olyan folyamatokban alkalmazzák, melyekben szükség van a fordulatszám vezérlésére, mint pl. szivattyúknál, ventilátoroknál, kompresszoroknál.  Szervómeghajtások: korszerû vezérléssel az indukciós motorok használhatók mint szervómeghajtók (precíz pozíció és sebesség beállítással) számítógépperifériákban, szerszámgépekben és a robotikában. A fõ hangsúly ebben a fejezetben az indukciós motorok fordulatszám-vezérlésén és üzemmódjain van, feltételezve, hogy a fordulatszám-szabályzás nem kell, hogy túl gyors és precíz legyen. Ilyen esetben a legtöbb folyamatvezérlõ alkalmazásban indukciós motoros hajtást alkalmaznak a folyamat megfelelõ irányítása és az energiamegtakarítás végett is. A 4-16a ábrán az indukciós motor egy centrifugális szivattyút hajt meg, ahol a motor és a szivattyú közel konstans fordulatszámmal forog. Ha a technológiai folyamat úgy kívánja, az áramlás csökkentése érdekében egy szabályozószelepet zárunk el részlegesen. Hosszú távon ez hatalmas energiaveszteséget okoz.

4-16 ábra: A centrifugális szivattyú: állandó sebességû hajtással (a), változtatható sebességû hajtással (b). A veszteség elkerülhetõ szabályzószelep elhagyásával és a pumpa olyan fordulatszámon való mûködtetésével, ami megfelel az adott áramlási sebességnek. Ebben a rendszerben (4-16b ábra) a felvett teljesítmény jelentõsen csökken a fordulatszám csökkentésével. Ez a csökkenés teljesítményigényben a centrifugális szivattyúnál a következõ felismerés szerint alapul:

- 158 -

2

4  27 Nyomaték  k1 sebesség  Ebbõl a szükséges teljesítmény, amit a szivattyú igényel a motortól: 3 4  28 Teljesítmény  k 2 sebesség  ahol k1 és k2 konstansok. Összehasonlítva a szeleppel szabályzott áramlást a változó fordulatszámú meghajtással, jelentõs energiamegtakarítás érhetõ el ott, ahol hosszabb ideig a csökkentett áramlási sebesség a követelmény. A pumparendszerek általában úgy vannak tervezve, hogy a szivattyú kapacitása 20-30%-kal magasabb az aktuális szükségleteknél. Ezt figyelembe véve tovább növekszik az energiamegtakarítás mértéke. 4.2.1 Az aszinkron motorok felépítése és jellemzõi Az alkalmazások nagy többségében az indukciós motorok közül a háromfázisú kalickás forgórészû motorokat használják. Az egyfázisú motorok csak kis teljesítménynél jellemzõek, szabályzást náluk nem alkalmaznak. A háromfázisú motor állórésze három fázistekercset tartalmaz az állórész hornyaiban elhelyezve. A forgórész egymástól elszigetelt acéllemezekbõl épül fel, amelyekbe elektromosan vezetõ rudakat építenek, ezeket egy-egy gyûrû köti össze a két végükön (innen a kalickás elnevezés). Mindez a motor egyszerûségét, alacsony karbantartási költségét, stabil jellegét tükrözi. Nagy teljesítményeknél alkalmaznak tekercselt forgórészû aszinkron motorokat is. Az aszinkron motorok alábbi magyarázatánál, feltételezzük hogy a motorok mágneses telítõdés nélkül üzemelnek. A különbözõ motorváltozókat kj-vel jelöljük, ahol j egy tetszõleges természetes szám. Ha az állórész tekercseire háromfázisú feszültséget juttatunk f=/2 frekvenciával, akkor a feszültség keltette áramok egy eredõ Bag indukciót hoznak létre a légrésben, mely a következõ tulajdonságokkal rendelkezik:  amplitúdója állandó,  konstans (szinkron) sebességgel forog. Ezt a szinkron fordulatszámot egy p pólusszámú motornál f frekvencián a: 2 /  p / 2  2 2 rad / s  4  29 s   2f    1/ f p p egyenlettel kapjuk, mely szinkronban van a sztátortekercsekre kapcsolt feszültség és áram f frekvenciájával. Az s szinkron szögsebességbõl a mágneses mezõ percenkénti ns fordulatszámát az:  120 4  30 ns  60  s  f 2 p egyenlet adja. A légrésfluxus ag (Bag indukció miatt) szinkron sebességgel forog a sztátortekercsekhez viszonyítva. Ennek hatására létrejön egy f frekvenciájú ellenirányú indukált elektromotoros erõ (ezt légrésfeszültségnek is nevezik) Eag, a sztátor tekercseiben. Mindez a 4-17a ábrán követhetõ, ahol Vs a fázisonkénti feszültség (mely egyenlõ a vonalfeszültség VLL effektív értékének és 3 -nak a hányadosával), Eag pedig a légrésfeszültség. Az Rs a sztátortekercsek ellenállását képviseli, Lls pedig a szórt

- 159 -

induktivitást. A sztátortekercsekben folyó Is áram egy része a mágnesezõ áram, Im, mely a légrésfluxust hozza létre. Mint azt a mágneses körök elméletébõl ismerjük: 4  31 N s  ag  Lm im ahol Ns a sztátortekercsek fázisonkénti menetszáma, Lm pedig a mágnesezési induktivitás (4-17a ábra).

4-17 ábra: Az aszinkron motor fázisonkénti ábrázolása: (a) helyettesítõ kapcsolás; (b) fázordiagram. Faraday törvényébõl: d ag 4  32 eag  N s dt Az egy sztátortekercs irányába mutató légrésfluxus-komponenst szinuszosnak feltételezve, a 4-32 egyenlet felhasználásával írható: 4  33 eag  N s ag cos t melynek effektív értéke: 4  34 E ag  k 3 f ag ahol k3 egy állandó. A motor nyomatékát a légrésfluxus és a rotoráramok kölcsönhatása hozza létre. Ha a rotor szinkron fordulatszámmal forog, akkor nincs relatív mozgás a ag és a rotor között. Minden más r szögsebességen a rotor a fluxushoz képest csúszni fog (lemarad) sl sebességgel, melyet csúszási sebességnek nevezünk: 4  35 sl   s  r Ha az sl-t normalizáljuk a szinkron fordulatszámmal, kapjuk az s csúszást: csúszás sebesség  s   r 4  36 csúszás  s   szinkron sebesség s Faraday törvényébõl, a rotorkörben indukált feszültség frekvenciája fsl, mely arányos a csúszási sebességgel:  4  37 f sl  sl f  sf s Ezen csúszási frekvenciájú indukált feszültség a rotorkör minden vezetõjében létrejön és hasonlóképpen számítható, mint a sztátortekercsekben indukálódó feszültség, mivel ugyanaz a ag fluxus metszi a forgórész vezetõit mint a sztátorét, azzal, hogy a rotorhoz képest ez a légrésfluxus sl szögsebességgel forog. Így az indukált elektromotoros erõt Er a rotor vezetõiben a 4-34 egyeletet felhasználva írhatjuk azzal, - 160 -

hogy az f helyére fsl-t helyettesítünk. Ha feltételezzük, hogy a kalickás forgórész három rövidrezárt tekercset tartalmaz azonos Ns menetszámmal, akkor a következõ egyenlet írható: 4  38 Er  k3 f sl  ag ahol k3 azonos a 4-34 egyenletben szereplõ állandóval. Mivel a rotor tekercsei egy fémgyûrûvel rövidre vannak zárva, az Er indukált feszültség létrehoz egy Ir áramot fsl frekvenciával: 4  39 E r  RrI r  j 2f sl LlrI r ahol Rr és Llr a rotortekercsek ellenállása és szórt induktivitása, fázisonként. A rotoráramok, melyeknek frekvenciája fsl, létrehoznak egy mágneses mezõt, amely csúszási sebességel forog a rotorhoz képest, vagyis szinkron sebességgel a sztátorhoz képest (mivel sl+r=). A ag fluxus és a rotoráramok által létrehozott tér kölcsönhatásaként létrejön az elektromágneses forgatónyomaték. A rotor tekercsek ellenállása miatt létrejövõ veszteség a következõképp számítható: 4  40 Pr  3Rr I r2 A 4-39 egyenlet mindkét oldalát f/fsl-el szorozva, valamint a 4-34 és 4-38 egyenleteket felhasználva kapjuk: f R 4  41 E ag  E r  f r I r  j 2fLlr I r f sl f sl (4-17a ábra), ahol az fRr/fsl kifejezést a Rr és Rr(f-fsl)/fsl összeadásával kapjuk. A 4-41 egyenlet mindkét oldalát szorozva I r -el, majd a valós részt különválasztva kapjuk a légrésteljesítményt: f 4  42 Pag  3 Rr I r2 f sl A 4-40 és a 4-42 egyenletekbõl az elektromágneses teljesítmény Pem: f  f sl 2 4  43 Pem  Pag  Pr  3Rr Ir f sl és P 4  44 Tem  em r Felhasználva a 4-35, 4-42, 4-43 és 4-44 egyenleteket, a következõ eredményt kapjuk: Pag 4  45 Tem  s A sztátorban folyó Is áram az Im mágnesezési áram és az ekvivalens rotoráram (Ir) összege: 4  46 Is  Im  Ir A sztátorfeszültségek és áramok egymás közötti viszonyának ábrázolására a fázordiagram nyújt segítséget (4-14b ábra). A magnesezési áram Im (mely a ag-t hozza létre) 90-kal késik a légrésfeszültséghez képest. Az Ir mely az elektromágneses nyomaték kialakításáért felelõs, késik az Eag-hez képest r-el, mely a motor teljesítménytényezõjének szöge:

- 161 -

 2fLlr   2f L    r  tan 1  sl lr   tan 1  4  47  Rr   Rr f / f sl  A keletkezõ forgatónyomaték arányos a légrésfluxus, a rotoráram és az általuk bezárt szög szinuszának szorzatával: 4  48 Tem  k 4  ag I r sin  ahol 4  49   90   r a nyomatékszög, mely a mágnesezési áram Im (a ag-t hozza létre) és az Ir (a rotormezõ kialakításáért a felelõs) közötti szöget jelöli. A fázisonkénti sztátorfeszültség: 4  50 Vs  E ag  Rs  j 2fLls I s A szabványos indukciós motoroknál a következõ feltételek állnak fenn fsl kis értékeinél, normál üzemet feltételezve: 4  51 2f sl Llr  Rr Ezért r a 4-47 egyenletben hozzávetõlegesen nullával egyenlõ, a  nyomatékszög a 4-49 egyenletbõl 90. Innen az elektromágneses nyomaték a 4-48 egyenlet felhasználásával: 4  52 Tem  k 4  ag I r A 4-38 és 4-39 egyenleteket, valamint a 4-51 aproximációt használva kapjuk: 4  53 I r  k 5  ag f sl A 4-52 és a 4-53 egyenleteket egyesítve kapjuk: 2 Tem  k6 ag f sl 4  54

A 4-51 közelítést alkalmazva a 4-46 egyenlet a következõképpen alakul:

I s  I m2  I r2 4  55 Szabványos motorparamétereknél (kivéve f kis értékeire) a 4-50 egyenletbõl írható: 4  56 Vs  Eag A 4-34 egyenletet 4-56-ba helyettesítve kapjuk: 4  57 V s  k 3  ag f A 4-40 és a 4-43 egyenletekbõl a teljesítményveszteségek és az elektromechanikus teljesítmény aránya: f sl Pr 0 P  4  58  0 r Pem f  f sl Az indukciós motorok vezérelhetõségével kapcsolatban az eddig ismertetett egyenletek alapján a következõket jegyezhetjük meg:  A szinkronfrekvencia változtatható az állórészre kapcsolt feszültség frekvenciájának változtatásával.  f alacsony értékeit kizárva, a motor ellenállása miatt létrejövõ teljesítmény veszteségek értéke kicsi, feltételezve, hogy fsl is kicsi. Ezért állandósult állapotban a csúszási frekvencia értéke nem haladhatja meg a névleges értéket.  fsl alacsony értékeinél, kizárva f alacsony értékeit, a csúszás is kicsi. A motor fordulatszámát megközelítõleg arányosan változtathatjuk az állórészre kapcsolt feszültség frekvenciájával.

- 162 -

 A motor névleges nyomatékkal való terheléséhez, bármely frekvencián, ag-t állandóan a névleges értéken kell tartani. Ezt úgy érhetjük el, hogy Vs-t arányosan változtatjuk az f-el (f alacsony értékeinél szükséges az arányoshoz képest bizonyos feszültségemelés, errõl késõbb lesz szó).  Mivel Ir arányos fsl-el és motor árama nem lépheti túl a névleges értékét, fsl –t a névleges érték alatt kell tartani. A fenti megállapításokat alapul véve elmondható, hogy a motor fordulatszáma a következõ módon változtatható:  változtatjuk a tápfeszültség f frekvenciáját,  a frekvencia változtatással egyidõben változtatjuk a tápfeszültség effektív értékét, arányosan f-el, hogy légrésfluxust konstans értéken tartsuk (a névleges értéken). Ezeket a módszereket használva a fordulatszám változtatáskor a motor minden pillanantban biztosítani tudja a névleges nyomatékot, miközben fsl , Ir, Is és a -os teljesítményveszteségek a névleges értéken maradnak. Az aszinkron motor tipikus nyomaték-sebesség görbéjét névleges táplálás mellett a 4-18 ábrán láthatjuk. A szinkron fordulatszám (ùr/ùs=1) alatti lineáris szakasz (néhány százalék csúszásig) képezi a normális mûködési tartományt. A csúszást tovább növelve a nyomaték is nõl, de a billenõnyomatékot elérve, a légrésfluxus csökkenése miatt, a nyomaték csökkenni kezd

4-18 ábra: Tipikus nyomaték-sebesség jelleggörbék indukciós motorra névleges sztátorfeszültség és frekvencia mellett.

- 163 -

A 4-19 ábrán a rotoráram normalizált diagramját láthatjuk a fordulatszám függvényében, szintén névleges tápfeszültség és tápfrekvencia mellett. Itt is csak a telt vonallal rajzolt lineáris szakasz számít szabályos mûködésnek. Nagyobb csúszás mellett a rotoráram- és így a sztátoráram is meredeken nõl, ami tartós üzemben nem megengedhetõ. Hálózatról történõ indításkor a nagy csúszás normális jelenség, ilyenkor a motor árama a diagram szerint a névleges érték hatszorosáig növekszik.

4-19 ábra: A leképezett rotoráram függése a csúszási frekvenciától, állandó sztátorfeszültség és frekvencia mellett. A nyomaték-fordulatszám görbe mellett egy tetszõleges munkagép terhelõnyomatékát rajzoltuk fel a 4-20 ábrán. A motor nyomatékgörbéjének és a terhelés nyomatékgörbéjének metszéspontja határozza meg a motor állandósult fordulatszámát és nyomatékát. A két görbe közötti nyomatékkülönbség a gyorsító nyomaték a motor indulásakor.

4-20 ábra: Motorindítás diagramja.

- 164 -

Teljesítményelektronikai átalakítóval történõ hajtás esetén induláskor is a névleges értékeken belül maradhatunk, ha a tápfrekvenciát kis értékrõl indítjuk és a fordulatszám növekedésekor fokozatosan emeljük. A 4-21 ábra ezt az esetet mutatja diszkrét lépésekben. A terhelési nyomaték állandó, a csúszás is nagyjából állandó értéken van.

4-21 ábra: A nyomaték-sebesség jelleggörbék eltolódása a változó tápfrekvencia és állandó terhelési nyomaték mellett. Az átalakító vezérlésnél figyelembe kell venni, hogy a sztátorfeszültségnek nagyjából arányosnak kell lenni a frekvenciával, de alacsony frekvencián valamennyivel nagyobb feszültséget kell biztosítani, ahhoz hogy a légrésfluxus állandó legyen (4-22 ábra).

4-22 ábra: A sztátor feszültség függése a frekvenciától állandó légrésfluxus mellett.

- 165 -

Az indukciós motor a névleges fordulatszámig terjedõ sebességtartományban a névleges nyomatékkal terhelhetõ. Ha a motor mechanikai jellemzõi megengedik, a tápfrekvencia növelésével a motor a névleges fordulatszám fölé is pörgethetõ. Általában nincs lehetõség a sztátorfeszültség emelésére, ezért azt emelt frekvenciánál a névleges értéken tartjuk. A Vs/f arány csökkenésével csökken a légrésfluxus, esik a motor forgatónyomatéka, nagyjából 1/f2 arányban. A 4-23a ábra egy közös diagramon szemlélteti a nyomaték-sebesség jelleggörbéket a névleges fordulatszám alatt és fölötte. A 4-23b ábrán a motor egységesített normalizált jellegörbéi láthatók.

4-23 ábra: Az aszinkron motor jelleggörbéi a névleges fordulatszám alatt és fölötte, (a) nyomaték/sebesség diagramok, (b) egységesített normalizált diagramok a nyomatékra, rotoráramra, sztátorfeszültségre és a mágnesezési áramra.

- 166 -

Az aszinkron motorok megfelelõ vezérlés mellett alkalmasak négynegyedes üzemre. A forgásirány a fázissorrend megváltoztatásával változtatható. Elektronikus hajtás esetén nem szükséges a fázisok fizikai felcserélése, csak a megfelelõ vezérlõjeleket kell felcserélni. A motor fékezése a tápfrekvencia fokozatos csökkentésével érhetõ el. A frekvencia csökkentésével negatív csúszást érünk el, ami a forgatónyomaték irányának megfordulásával jár (4-24 ábra). Generátoros üzemmódban az energia a mechanikai rendszerbõl visszatáplálódik a villamos rendszerbe.

4-24 ábra: Motor üzemmód és generátor üzemmód a forgó mágneses mezõ és a forgórész szögsebességének viszonyától függõen.

4.2.2 Frekvenciaváltós aszinkron hajtások A motor fordulatszáma változtatható a tápfrekvencia (f) változtatásával, mely a szinkron fordulatszámot határozza meg. Egyidejûleg szükséges a sztátorfeszültség (Vs) effektív értékének nagyjából arányos változtatása is, ahhoz, hogy a rotoráramot és a légrésfluxust állandó szinten tartsuk. Az aszinkron motor vezérlésére szolgáló teljesítményelektronikai berendezés tehát elvileg változtatható frekvenciájú és amplitúdójú szinuszfeszültséget kell, hogy elõállítson. Néhány speciális esetet kivéve (nagyon nagy teljesítményû hajtásoknál ciklokonvertereket alkalmaznak, 2.4.5 szakasz) a frekvenciaváltós hajtások háromfázisú inverterekkel (2.3.4 szakasz) állítják elõ a szükséges váltófeszültséget az egyenáramú bemeneti energiaforrásból. Mint már korábban említettük, egyfázisú aszinkron motorok sebességszabályzásával általában nem foglalkoznak. A korábban a 2.4.4 szakaszban leírt frekvenciaváltó megoldások valamelyike jöhet számításba. A frekvenciaváltó inverterének kimenetét elvileg szûrni kellene, ahhoz, hogy kialakuljon a szinuszfeszültség, de motorok táplálásánál a szûrõt rendszerint elhagyjuk, mivel a motortekercsek induktivitása maga is szûrõként viselkedik. Ha a hajtásnál generátoros fékezést is alkalmazunk, gondot kell viselni róla, hogy az egyenirányító köztes körében ne emelkedjen a feszültség veszélyes szintre. Az egyenáramú hajtásoknál már letárgyaltuk (4-13 ábra), hogy ez esetben az energiát vagy

- 167 -

egy ellenálláson veszítjük el, vagy megfelelõ egyenirányító fokozattal visszatápláljuk a hálózatba. Frekvenciaváltós vezérlésnél szükséges az inverter kapcsolási frekvenciáját szinkronizálni a sztátorfrekvenciával (szinkron PWM, 2.3.1 szakasz). A sztátorfrekvencia fokozatos csökkentésével a kapcsolási frekvencia olyan alacsony értéket érne el, hogy a motor áramhullámzása túl nagy lenne. Ennek elkerülésére a PWM váltóirányító kapcsolási frekvenciáját a 4-25 ábrán bemutatott diagram szerint változtatjuk. Ez az algoritmus lehetõvé teszi, hogy szinkronizáció mellett is a kapcsolási frekvencia a kívánt határok között maradjon.

4-25 ábra: A kapcsolási frekvencia és a sztátorfrekvencia viszonya vátozó fordulatszámú hajtásnál, szinkronizáció mellett.

4.2.3 Aszinkron motorok lágyindítása A normális (kis csúszású) indukciós motorokban az indítóáram elérheti az állandósult állapotban fellépõ terhelés alatti névleges áram 6-8-szorosát (4-19 ábra). A nagy indítóáram feleslegesen terheli a motor kapcsoló- és védõberendezéseit. Hogy lecsökkentsük a nagy indítóáramot, csökkentett feszültséggel indítjuk a motort a 4-26a ábrán látható tirisztoros áramkör segítségével.

4-26 ábra: Lágyindítás sztátorfeszültség vezérléssel (a), és jeldiagramjai (b).

- 168 -

Ha a csökkentett feszültséggel létrehozott nyomaték meghaladja a terhelõnyomatékot, a motor felgyorsul (a csúszás lecsökken), a motoráram pedig folyamatosan mérséklõdik. Az állandósult állapot elérésekor minden tirisztor fél periódusideig vezet. Ezután a tirisztorokat mechanikai érintkezõkkel át lehet hidalni, hogy megszüntessük a teljesítményveszteséget, melyet a vezetõirányú feszültségesés (1-2V) okoz a félvezetõ elemeken. A 4-26a ábrán látható áramkör felhasználható az állandó fordulatszámú hajtásoknál is a motorveszteségek minimalizálására. Egy indukciós motorban (egy vagy három fázisú), adott terhelési nyomaték mellett, a motorveszteség változik a sztátorfeszültséggel (Vs). Kisebb terhelésnél kisebb sztátorfeszültség mellett lesznek minimálisak a veszteségek, ezért a 4-26a ábrán látható áramkört felhasználhatjuk Vs csökkentésére csökkentett terhelésnél és így energiát takaríthatunk meg. A megtakarított energia mennyisége csak akkor jelentõs (összehasonlítva a motor veszteségeivel, melyet az áram felharmónikusai okoznak és a tirisztorok veszteségeivel, amelyet a vezetõirányú feszültségesés hoz létre), ha a motor nagyon kis terheléssel mûködik az idõ jelentõs részében. Az indukciós motor helyettesítõ kapcsolásából (4-17a ábra) látható, hogy a nyomaték-sebesség jeldiagram (4-18 ábra) módosítható a rotor ellenállásának változtatásával. Ha a 4-17a ábrán az Rr/s hányadost állandónak vesszük (azaz Rr-t és s-t azonos mértékben növeljük), Ir és ezzel Tem is állandó marad. A tekercselt forgórészû indukciós motoroknál a rotorkörbe csúszógyûrûkön keresztül tudnak ellenállást iktatni. A 4-27 ábra nyomaték-sebesség diagramjai alapján világos, hogy a motor sebességét kontinuálisan változtathatjuk a külsõ rotorköri ellenállás változtatásával. Sajnos a nagy motorveszteségek (nagy csúszás) miatt ez az eljárás tartós üzemben elfogadhatatlan.

4-27 ábra: Nyomaték-sebesség görbék a tekercselt forgórészû indukciós motornál. A rotorkörben keletkezõ teljesítmény visszajuttatható a táphálózatba (4-28 ábra). - 169 -

megfelelõ

frekvenciaváltóval

Mindehhez tekercselt forgórészû csúszógyûrûs motor szükséges. Ezek a motorok elég drágák és karbantartás-igényesek, szemben a kalickás forgórészû motorral. Mégis, nagy teljesítményeknél a kapcsolás versenyképes a frekvenciaváltós hajtásokkal, különösen amikor a sebességet a névleges értéktõl csak kis tartományokban kell szabályozni. A kis tartományban végzett sebességszabályzásokhoz, kisebb teljesítményû átalakítók használhatók.

4-28 ábra: Energiavisszatáplálásos sebességszabályozó kapcsolás.

4.3

Szinkron hajtások

A szinkron motorokat szervómeghajtóként használják, pl. számítógép periféria egységeinél, robotikában, szerszámgépeknél. A kisebb teljesítményû alkalmazásokban (néhány kW-ig) állandó mágneses forgórésszel készülnek a szinkron motorok (4-29a ábra). Az ilyen motorokat gyakran kefe nélküli egyenáramú motoroknak (brushless direct current – BLDC) nevezik. A tekercselt rotorú szinkronmotorokat nagyobb teljesítményeknél alkalmazzák (4-29b ábra).

4-29 ábra: A szinkron motorok szerkezete: (a) állandó-mágneses rotorral (kétpólusú), (b) tekercselt rotorral (kétpólusú).

- 170 -

4.3.1 Szinkron motorok felépítése és jellemzõi Ebben a szakaszban a szinkronmotor mûködési elvét és alapvetõ összefüggéseit ismertetjük. A kérdést elsõsorban a teljesítményelektronikai meghajtó szempontjából tárgyaljuk. A rotortekercs árama illetve a rotorra szerelt mágnesek létrehoznak egy állandó nagyságú f fluxust a légrésben, mely szinkron szögsebességgel (s) forog, ahogyan maga a forgórész is. Ennek a fluxusnak egy kiválasztott sztátortekercs irányába esõ összetevõje (fa) szinuszosan váltakozik az idõben:

4  59

 fa t    f sin t ahol

p 4  60 s 2 a p pedig a motor pólusainak száma. Ha Ns a sztátortekercsek menetszáma fázisonként, az indukált elektromotoros erõ, mely az a fázisban indukálódik (fa hatására) a 4-59 egyenletbõl: d fa 4  61 e fa t   N s  N s f cos t dt Ennek a sztátortekercsekben indukált feszültségnek (gerjesztési feszültség) az effektív értéke:

  2f 

E fa 

N s f 2

4  62

Tekintettel a modell összetetségére, a motor mûködéséval kapcsolatos változókat fázordiagramon szokták ábrázolni. Az általánosan elfogadott jelölési mód szerint az áramok és feszültségek fázorainak hossza a mennyiségek effektív értékével arányos, a fluxus fázorok hossza pedig a fluxus csúcsértékével. Az efa és fa szinuszosan változó mennyiségek fázorait t=0 kezdõfázissal rajzoljuk, ahol Efa=Efa a referencia fázor (4-30a ábra). Az 4-59 egyenletbõl: 4  63  fa   j f Felhasználva a 4-61, 4-62, 4-63 egyenleteket és a 4-30a ábrát: N s 4  64 E fa  j  fa  E fa 2 A szinkronmotoros hajtásoknál a sztátort háromfázisú, f frekvenciájú szinuszos árammal tápláljuk, ahol a 4-60 egyenletbõl: p 4  65 f  s 4 Ezek a sztátor áramok egy s fluxust hoznak létre a légrésben, mely szinkron s szögsebességgel forog. s amplitúdója arányos a sztátor áramok amplitúdójával. Ebben a háromfázisú motorban az s fluxusnak azt a részét, mely az a fázistekercshez kapcsolódik sa(t)-vel jelöljük. sa(t) arányos az a fázis ia(t) áramával:

- 171 -

4  66 N ssa t   La ia t  ahol La az armatúra induktivitása, mely 3/2-szerese az a fázis öninduktivitásának. Innen az a fázisba indukált (sa(t) hatására) feszültség: d di 4  67 esa t   N s sa  La a dt dt

4-30 ábra: Szinkronmotor fázisonkénti ábrázolása: (a) fázor diagram, (b) áramköri modell, (c) a kapocsfeszültség számítása. A sztátortekercsbe táplált áram értéke az: ia t   2 I a sin t    4  68 egyenlet szerint változik az idõben, melybõl esa(t) értéke az 4-67 egyenletbe helyettesíve: esa t   2 La I a cost    4  69 ahol  a nyomatékszög, amit késõbb fogunk bevezetni. Az ia és esa értékét fázorokkal kifejezve (4-30a ábra), kapjuk: 4  70 I a  I a e j   / 2 

4  71 E sa  jLa I a  La I a e  j Az eredõ légrésfluxus ag,a(t), mely a sztátortekercsek a fázisához kapcsolódik, a fa(t) és a sa(t) fluxusok összege: 4  72  ag ,a t    fa  sa Az eredõ légrésfluxus az eag,a(t) légrésfeszültséget hozza létre. Felhasználva a 4-72, 4-61 és 4-67 egyeleteket:

- 172 -

dag ,a

4  73  e fa t   esa t  dt A 4-64 és 4-71 egyenletet 4-73-mal kombinálva kapjuk: 4  74 E ag , a  E fa  E sa  E fa  jLa I a Ezeket a fázorokat a 4-30a ábrán figyelhetjük meg. Kiindulva a 4-74 egyenletbõl, valamint a fázordiagramból, a szinkron motorok fázisonkénti áramköri modelljét a 4-30b ábra szemlélteti, ahol Rs és Lls a sztátor ellenállása és szórt induktivitása. Elhanyagolva az Rs-en és az Lls-en fellépõ feszültségesést, az a fázis kapocsfeszültsége a: 4  75 Va  E ag , a  R  jLs I a feszültség komponensekbõl tevõdik össze. Az ennek megfelelõ fázordiagram a 4-30c ábrán látható, ahol a a kapocsfeszültség és az áram közötti szöget jelöli. A fázisonkénti ekvivalens ábrából (4-30b ábra) valamint a fázordiagramból (430a ábra) az elektromágneses nyomatékot a következõképpen kapjuk. A mechanikai teljesítmény:   4  76 Pem  3E fa I a cos    2  ezt a szögsebességgel osztva megkapjuk a nyomatékot: P 4  77 Tem  em s Használva a 4-76, 4-77 és 4-62 egyenleteket: 4  78 Tem  k t f I a sin  ahol kt egy arányossági tényezõ. A 4-30c fázisdiagramon látható, hogy Ia siet Va-hoz képest. Ezt az elõresietõ (kapacitív) teljesítmény tényezõt olyan hajtásoknál alkalmazzák, ahol az inverter tirisztorok kommutációja a motorfeszültség hatására jön létre. Ha ä=90-os nyomatékszöget állítunk be, szétválasztódik a f fluxus és a sztátortekercsek mágneses mezõje, ami fontos feltétel a precíz szervóhajtásoknál. Ha =90, valamint f konstans, a sztátor fázisáramok effektív értéke pedig Is, akkor a 4-78 egyenlet a következõképpen alakul: 4  79 Tem  kT I s ahol kT a nyomatékállandó. A =90-os nyomatékszögnek megfelelõ fázordiagramot a 4-31 ábra mutat, ahol Ia siet fa-hoz képest 90-kal. Ez a feltétel alapján a szervóhajtásokban ia t=90-kal hamarabb éri el a pozitív maximumot mint ahogyan azt a fa elérné. Itt az áram késik a feszültséghez képest, ami nem teszi lehetõvé a tirisztorok természetes oltását. Ilyen esetben a motort tápláló inverterben mesterséges kommutációjú kapcsolókat (tranzisztorok) kell alkalmazni. Az eddigi levezetések hengeres forgórészû motorra vonatkoznak és nem használhatók közvetlenül kiemelt pólusú motorokra. A kiemelt pólusú motoroknál különbség mutatkozik a mágneses kör permeabilitásában a rotortekercs tengelyének irányában (d tengely) és a rá merõleges irányban (q tengely). Ez miatt itt nem használható eag , a t   N s

- 173 -

az egyfázisú modell (4-30b ábra). Bizonyos új nyomatékkomponens jelentkezik, amely ugyan nem döntõ jellegû, de nem is elhanyagolható.

4-31 ábra: Fázordiagram =90-nál. A kisteljesítményû szinkron motorokat gyakran nem szinuszos áramokkal, hanem négyszög alakú áramokkal tápláljuk, mivel ez a vezérlésben bizonyos egyszerûsítésekhez vezet.

4.3.2 Szinkron motor vezérlése szinuszos áramokkal A légrésfluxus eloszlás, valamint az indukált gerjesztõfeszültség a sztátor fázistekercseiben az ilyen motoroknál csaknem szinuszos, ezenfelül a nyomatékszöget is 90-on tartják. Az ilyen szinkron szervóhajtásokban a szabályozásához abszolút poziciószenzort használnak, amely egy álló tengelyhez képest méri a forgórész elfordulási szögét (4-32 ábra, kétpólusú motor). Elfogadva, hogy =0–ra (a kétpólusú motornál), ia a csúcsértéken kell, hogy legyen, az a fázis áramra a következõ kifejezést kapjuk: 4  80 ia t   I s cos t  ahol Is a 4-79 egyenlet alapján a kívánt forgatónyomatékból számítható. A p pólusszámú motornál, ha  a mechanikai szögelfordulás, az áram képletében szereplõ elektromos e szög: p 4  81  e t    t  2 A 4-80 és 4-81 egyenletek felhasználásával, és elfogadva, hogy ib(t) és ic(t) 120 -kal illetve 240o-kal késnek az a fázis áramához képest, a fázisáramok pillanatértékei a következõ: 4  82 ia t   I s cos e t 



ib t   I s cos  e t   120 



4  83 - 174 -



ic t   I s cos  e t   240 



4  84

4-32 ábra: A forgórész  elfordulási szögének meghatározása t idõpillanatban. Ha a vezérlõáramkör a sztátoráramokat a rotor pozíciójával szinkronizálja, a motor nem eshet ki a szinkron üzembõl. Ha ugyanakkor a  szöget állandóan 90-on tartjuk, a motor az adott áramokra érvényes maximális forgatónyomatékot adja. A 4-33 ábra egy szinuszos áramokkal történõ szinkron hajtás teljes blokkdiagramját mutatja. A rotormezõ pozíciójának mérésére egy pozíció szenzort használnak amelyet a hajtás szerelésekor összhangba kell hozni a forgórész mágneses mezõjével. Üzem közben a kívánt nyomaték létrehozásához szükséges sztátoráramokat a megfelelõ egyenletek alapján folyamatosan számítjuk. Az így kapott áramértékeket az inverter vezérlésére használjuk. Az áramszbályzók az áram-alapjeleket a tényleges értékekkel hasonlítják össze. Az áramszabályzók kimenete vezérli az inverter modulációját.

4-33 ábra: Szinkronmotoros szervóhajtás.

- 175 -

4.3.3 Szinkron motor vezérlése trapézjelekkel Az állandómágneses szinkronmotorok egy részénél a mágneseket úgy helyezik el, hogy a gerjesztõfeszültség nem szinuszos- hanem trapéz alakú lesz (4-34a ábra). Ezeknél a motoroknál a sztátoráramokat a 4-34b ábrán megadott hatlépéses algoritmus szerint megfelelõ háromfázisú váltóirányítóval vezérlik. A négyszög alakú áramok ellenére a motor nyomatéka idõben nagyjából állandó, nem jelentkezik nyomatékhullámzás.

4-34 ábra: Szinkron motor trapéz alakú gerjesztõfeszültséggel (a) és négyszög alakú sztátoráramokkal (b). A szinkron mûködéshez szükséges, hogy a sztátoráramok átterelése egyik fázisról a másikra pontosan a forgórész adott szögállásánál történjék. A forgórész szögállásának meghatározását rendszerint a motor légrése közelében elhelyezett Hall–féle érzékelõkkel végzik. A legújabb vezérlõáramkörök nem igényelnek szenzorokat, hanem a rotor szögállását a gerjesztõfeszültség alapján határozzák meg. Legegyszerûbb mindig annak a sztátortekercsnek az indukált feszültségét figyelni, amely pillanatnyilag nem kap táplálást. A szögállás kiértékelése történhet hardveresen, erre a célra kifejlesztett integrált áramkörrel vagy szoftveresen, mikrovezérlõ felhasználásával.

4.3.4 Szinkron motor vezérlése terhelés oldali kommutációval MW-os teljesítményeknél a terhelés oldali kommutációval vezérelt szinkron motorok jobb hatásfokot biztosítanak a változtatható fordulatszámú hajtásoknál, mint az aszinkron motorok. Ez a megoldás tirsztoros váltóirányítót használ (4-35a ábra). A - 176 -

váltóirányító hidat háromfázisú vezérelt egyenirányító alkotja. A köztes kör egy nagy induktivitású fojtótekercs, amely megközelítõleg állandó áramot biztosít a hídnak. Az egyes motorfázisok a modellezésnél az állórész tekercseiben indukált feszültséggel- és megfelelõ induktivitással helyettesíthetõk.

4-35 ábra: Terhelés oldali kommutációjú vezérlés elvi rajza (a) és jeldiagramjai (b). Normális üzemben a motor fázisáramai sietnek a feszültséghez képest (4-35b ábra). Ennek köszönhetõen a fázisfeszültségek lehetõvé teszik az áram átirányítását egyik fázisról a másikra a tirisztorok természetes kommutációjának köszönhetõen. Ez ugyanaz az eset, mint amit már említettünk a vezérelt egyenirányító kapcsolások váltóirányító üzemével kapcsolatban (2.1.2 szakasz). Induláskor és kis fordulatszámnál az indukált feszültség nem elégséges a kommutáció végrehajtására, ilyenkor a bemeneti egyenirányítót vezéreljük váltóirányító üzembe, hogy a köztes kör árama nullára csökkenjen és megtörténjen az inverter híd tirisztorainak oltása.

- 177 -

4.4

Léptetõ motorok üzemeltetése

A léptetõ motorokat elsõsorban számítógép perifériákban és irodagépekben alkalmazzák, de léteznek ipari felhasználások is. Az összes többi motorfajtához képest az elõnyük, hogy pozíció érzékelõ nélkül is meg tudják valósítani a pontos pozicionálást. Egy vezérlõimpulzus hatására a léptetõmotor mindig adott szöggel fordul el. Az impulzusok számából tudni lehet, mekkora az eredõ szögelfordulás.

4.4.1 Léptetõ motorok felépítése és jellemzõi A lépésenkénti vezérlésre két motortípust alakítottak ki. Az egyik a reluktáns típus, amelynél mind a sztátor, mind a rotor különbözõ mágneses reluktanciával rendelkezik radiális irányban (reluktáns motor), a másiknál a rotor megfelelõ pólusszámú állandó mágnes. Hogy megértsük a reluktáns motor mûködési elvét, figyeljük meg a 4-36 ábrát. A motor keresztmetszetén látható, hogy a sztátor fogazott, ahol jelen esetben a fogak száma 6 (Ns=6). A fázistekercsek az egymással szemben fekvõ fogakon vannak kialakítva, amibõl következik, hogy a képen látható motornál a fázistekercsek száma három. A rotorfogazások száma Nr=4, mely nem egyenlõ Ns-el (általában Nr=NsNs/q). A 4-36a ábrán látható, hogy az a fázisban ia áram folyik. Ennek eredményeképpen létrejön egy Tem nyomaték, mely a forgórészt úgy forgatja el, hogy minimalizálja a mágneses reluktanciát (a fluxus szempontjából) vagyis, hogy a  szög nulla legyen (4-36a ábra) terhelõnyomaték nélkül. Kis értékekre igaz, hogy: 1 2 dL 4  85 iA 2 d ahol a fázistekercs induktivitása (L) függvénye -nak, egyenlõ a fázistekercs menetszámának négyzete és a mágneses reluktancia hányadosával (mely a rotor pozíciójától függ). Egyensúlyi állapotban (=0), Tem értéke nulla. Tem arányos iA –val, és függ az áram irányától. Tem és  értékét a rotor óramutató járásával megegyezõ irányba való forgása esetén pozitívnak definiálva a 4-37 ábra a nyomaték (Tem)  szögtõl való függését ábrázolja, iA=const. esetére. A Tterh. terhelõ nyomatéknál, melynek iránya ellentétes Temmel, az állandósult állapothoz tartozó szög -1 lesz (4-37 ábra). Amikor iA=0, a b fázist pedig iB árammal gerjesztjük, a terhelés nélküli egyensúlyi állapot a 4-36b ábra szerint áll be. A rotoron lévõ P pont egy lépésszögnyit elfordul (állandó terhelõnyomaték esetén ugyanez történik, csak ). A 4-36c és 4-36d ábrák a rotor pozícióit mutatják a következõ két gerjesztésnél. Egy gerjesztési sorozattal (mely három gerjesztést foglal magába: A-B-C) a 4-36 ábrán végigkövethetõ lépésekben a rotor egy rotorfogosztást fordul el, melynek értékét a 360/Nr összefüggés adja meg fokokban. A lépésszög a 4-36 ábrán bemutatott háromfázisú motornál (360/Nr)/3=30. Általánosságban a lépésszöget a következõ kifejezés adja: 360 4  86 lépésszög  fok qN r Tem 

- 178 -

4-36 ábra: Egyhengeres változó reluktanciájú motor A-B-C-A- gerjesztési szekvenciára (a rotor pozíciókat terhelõ nyomaték nélkül ábrázoltuk): (a) az A fázis gerjesztett, (b) a B fázis gerjesztett, (c) a C fázis gerjesztett, (d) az A fázis gerjesztett.

4-37 ábra: Tem változásai  függvényében konstans iA mellett.

- 179 -

A forgás irányától függõen kell a gerjesztõ sorozatot elõállítani. A-C-B-Aszekvenciára a rotor forgásiránya ellenkezõ lesz az elõzõ esettel. A fent leírt motor az egyhengeres (foghenger), változó reluktanciájú motor. Léteznek többhengeres motorok is, melyeknek mûködési elve hasonló a fent leírtakéhoz. Az állandó mágneses forgórésszel megépített léptetõmotorok mûködési elvének megértéséhez induljunk ki a motorkeresztmetszet rajzából (4-38 ábra). A rotor úgy van kialakítva, hogy négy állandó-mágneses pólust alkot, a sztátor pedig két fázistekercset tartalmaz, melyek létrehozzák a négy pólust (megegyezõen a rotorral). A 4-38 ábrán bemutatott forgásiránynak megfelelõ gerjesztési sorozat a következõ: iA+ , iB- , iA- , iB- , iA+ ,... A forgórész mindig úgy áll be, hogy az állórész terének iránya megegyezzen a forgórész terének irányával (terhelés nélkül). Ez alapján ennél a motornál a lépésszög 45-os. A két forgásiránynak megfelelõ gerjesztési sorrendek a következõk: 4  87 i A , iB  , i A , iB  , i A ,... óramutató  járásával  megegyezõ  irány iA , iB , iA , iB  , iA ,... 4  88 óramutató  járásával  ellentétes  irány Az elektormágneses nyomaték (Tem) a sztátor- és rotormezõ kölcsönhatásának köszönhetõen jön létre. A nyomaték arányos a fázisáramokkal és függvénye a rotor egyensúlyi állapottól való eltérését mutató  szögnek, ahogyan az a szinkron motoroknál is jellemzõ.

4-38 ábra: Kétfázisú állandómágneses léptetõmotor; gerjesztési szekvenciák iA+ , iB+ , iA- , iB- , iA+ , : (a) iA+ , (b) iB+ , (c) iA- , (d) iB- , (e) iA+ .

- 180 -

Az állandó mágneses léptetõmotorok hátránya a nagy tehetetlenségi nyomaték, különösen ott, ahol a szükséges lépésszög kicsi. Viszont a hajtás meghibásodása esetén megmarad egy bizonyos tartó nyomaték, mely biztosítja az utolsó pozíciót. A hibrid léptetõmotor a változó reluktanciájú és a permanens mágneses léptetõmotor kombinációjával jött létre. A motor axiális nézete a 4-39 ábrán látható, amelyen megfigyelhetõ, hogy a rotor a tengellyel párhuzamosan van mágnesezve. Erre a mágnesre a rotorvégeken fémfogazások vannak erõsítve Nr fogszámmal.

4-39 ábra: Hibrid léptetõmotor: axiális metszet. A 4-40 ábrán megfigyelhetõk a 4-39 ábrán X-X-mel és Y-Y-mel jelölt keresztmetszetek. A fluxus, melyet az állandó mágnes hoz létre, a 4-39 ábrán szaggatott vonallal van ábrázolva. A sztátor lemezelt, a tekercshornyok a tengellyel párhuzamosan helyezkednek el. A bemutatott motornál a sztátor két tekercset tartalmaz (4-40 ábra), mely tekercsek egyenként négy pólust hoznak létre. Ezen fázistekercsek gerjesztésével létrejön a légrésfluxus radiális irányban. Így pl. az a fázisban folyó iA+ hatására az 1-es számú sztátorpólust és a rotort összekötõ X-X csakúgy mint az Y-Y síkban (4-40a ábra). Ebben a példában mindkét rotorvégzõdés egyenként 10 fogat tartalmaz (Nr=10). A rotorvégzõdések fél rotorfogosztással el vannak forgatva egymáshoz képest. Az 1,3,5,7-es számú sztátorpólusokat az a fázis, a 2,4,6,8-as számúakat pedig a b fázis gerjeszti. Mindegyik fázistekercs egymással ellentétes polaritást hoz létre a szomszédos pólusokon, így:  pozitív iA esetén az 1-es és 5-ös pólus északi lesz, a 3-as és 7-es pedig déli, negatív iA esetén mindez ellentétes.

- 181 -

 pozitív iB esetén a 2-es és 6-os sztátorpólus északi, a 4-es és 8-as déli lesz, negatív iB esetén fordítva történik.

4-40 ábra: Hibrid léptetõmotor gerjesztése: (a) az A fázis iA+-al gerjesztve, (b) a B fázis iB+-al gerjesztve. A fázistekercs gerjesztésével a rotor változó reluktanciája miatt létrejön egy nyomaték, mely a forgórészt úgy mozdítja el, hogy maximalizálja a fluxuskapcsolódást (). A 4-4öa ábrán az a fázis iA+ árammal való gerjesztésével jön létre a látható rotor pozíció, ahol az 1-es és 5-ös sztátorfogaknál megfigyelhetõ, hogy a rotor és a sztátortér vonzza egymást, viszont a 3-as és 7-es fogaknál taszítani fogják. Ez érvényes az X-X és az Y-Y síkra is. Ily módon beáll egy egyensúlyi állapot, maximalizálva az a fázis tekercsfluxusát. A 4-40b ábrán a rotor az óramutató járásával megegyezõ irányba mozdult el a b fázis iB+ árammal való gerjesztése hatására, az elmozdulás nagysága 1/4 rotorfogosztás. Az iA+, iB+, iA-, iB-, iA+ gerjesztõ szekvencia hatására a rotor egy rotorfogosztást fordul el, melynek értéke fokokban:

- 182 -





rotorfogosztás 360 / N r lépésszög    9  N r  10  re  4  89 4 4 kétfázisú  motor  Általában a léptetõmotorok 1,8o-os lépésszöggel rendelkeznek (200 lépés/fordulat). Az elõzõekben olyan megoldásokat láttunk, ahol a motorban egyidõben egy fázist gerjesztenek, melynek hatására a rotor egy lépésszöget elmozdul a gerjesztõáram irányától függõen (egyfázisú gerjesztés). A gyakorlatban azonban más gerjesztési módszereket is alkalmaznak (egyszerre több tekercs gerjesztése), melyek jobb megértéséhez ismerni kell a léptetõmotorok áramköri modelljét. A léptetõmotor fázistekercsének ekvivalens ábrája a 4-41 ábrán látható, ahol Rph és Lph a tekercs ekvivalens ellenállása és induktivitása, eph az indukált elektomotoros erõ , melynek polaritása ellentétes a kapocsfeszültséggel (mivel arra törekszik, hogy megszüntesse a vph feszültség hatását). Az eph feszültség arányos a forgási sebességgel : 4  90 e ph  k E  ahol kE a feszültség állandó. A 4-40 ábra érvényes a változó reluktanciájú motorokra is, ezeknél: d 4  91 v ph  R ph i ph  ph dt ahol a fluxuscsatolás: 4  92  ph  L ph i ph A 4-91 és 4-92 egyenletek felhasználásával: di dL di dL 4  93 v ph  R ph i ph  L ph ph  i ph ph  L ph ph  i ph ph dt dt dt d ahol a szögsebesség =t. A 4-93 egyenlet jobb oldalán lévõ második kifejezés arányos -val, ezért eph-val is. Így a változó reluktanciájú léptetõmotorban indukált elektromotoros erõ nagysága a következõ egyenlettel számítható: dL 4  94 e ph  i ph ph d

4-41 ábra: Fázisonkénti ekvivalens kapcsolás.

- 183 -

A léptetõmotor mûködésekor, amikor a gerjesztésváltozás után a rotor elmozdul és beáll az új egyensúlyi helyzetbe, oszcillációk fognak jelentkezni a rotor mozgásában, mivel a beállás pillanatszerûen nem mehet végbe (a rotor tömegébõl illetve tehetetlenségi nyomatékából eredõen). A minél jobb eredmények elérése érdekében rendszerint egy fázis helyett két fázist gerjesztünk egyidõben. A 4-42 ábrán látható TA+ és TB+ nyomatékok diagramja (kétfázisú hibrid motor) a  szög függvényében. Amennyiben iA+ és iB+ áramok egyidõben vannak jelen a motor gerjesztésénél, eredményül létrejön a TA+B+ nyomaték (4-41 ábra, szaggatott vonal), amely értelemszerûen TA+ és TB+ összege. Az egyensúlyi állapot az egyfázisú iA+ és iB+ áramokkal gerjesztett motornak megfelelõ szögállások között félúton lesz. A 4-39 ábrán bemutatott léptetõmotor esetében, kétfázisú gerjesztés esetén a gerjesztési szekvencia a következõ: (iA+,iB+),(iB+,iA-),(iA-,iB-),(iA+,iB+),.... Az itt leírt kétfázisú gerjesztés hasonlóképpen alkalmazható a változó reluktanciájú, és az állandó mágneses forgórészû motoroknál is.

4-42 ábra: Kétfázisú gerjesztés nyomatékdiagramjai. Az elõzõekben leírt egy és kétfázisú gerjesztés esetén a rotor az egyes gerjesztés változások által egy lépésszöget fordult el. Az egyfázisú és a kétfázisú gerjesztés kombinálásával, valamint felhasználva a kétfázisú gerjesztés viselkedését az egyfázisúhoz képest (4-42 ábra), miszerint ezen gerjesztési módok között fél lépésszög van, lehetõség nyílik a féllépéses üzemre, melyhez a következõ gerjesztési szekvenciát kell alkalmazni: iA+,(iA+,iB+),iB+,(iB+,iA-),iA-,(iA-,iB-),iB-,(iB-,iA+),iA+,(iA+,iB+),.... Hasonlóan a féllépéses üzem alkalmazható a változó reluktanciájú, valamint az állandó mágneses forgórészû motoroknál is. A féllépéses üzem további módosításával lehetõség nyílik a lépésszög további osztására, úgynevezett mikrolépésekre. Mindez a fázisáramok precíz szabályozásával érhetõ el. A kétfázisú hibrid motor nyomaték karakterisztikáját szinuszosan változónak feltételezve (4-43 ábra), az egyensúlyi állapotban az iA+ gerjesztésre =0 –nál a TA és TB nyomatékok a: 4  95 TA  kiA sin  4  96 TB   kiB cos egyenletek szerint változnak, ahol k a rotor nyomatékállandója, a  szög pedig az elektromos szög fokokban kifejezve (360 elektromos fok egyenlõ egy rotorfogosztással). iA és iB felvehet negatív és pozitív értékeket. - 184 -

4-43 ábra: A kétfázisú léptetõmotor nyomatékai. Amikor mindkét fázist gerjesztjük iA és iB által, a teljes nyomaték a következõ lesz: 4  97 TAB  k  i A sin   iB cos  A  rotor lépésszöget a  mikrolépésszögre cserélve a gerjesztõáramokat: 4  98 i A  I R cos  és 4  99 iB  I R sin  egyenletek adják, ahol IR a nominális áram. Innen a nyomaték a 4-97, 4-98 és 4-99 egyenletek felhasználásával: 4  100 TAB  kI R  cos  sin   sin  cos   kI R sin     A terhelés nélküli egyensúlyi állapotnál TAB=0 ami = egyenlõségnél áll fenn. Vagyis amennyiben iA és iB szinuszosan váltakozó diszkrét lépésekben változik, úgy lehetõség nyílik a motor mikrolépéses üzemének létrehozására. A kereskedelemben kapható mikrolépés-vezérlõkkel a lépésszög 125 mikrolépésre osztható, mellyel a kétfázisú hibrid motornál (melynek lépésszöge 1,8 vagy 200 lépés/fordulat) 25000 mikrolépés/fordulat-hoz jutunk.

4.4.2 Vezérlõáramkörök a léptetõmotorokhoz Annak érdekében, hogy a motor nyomaték tartását, terhelhetõségét maximizáljuk a tranziens folyamatoknak, mint amilyen az áram felfutása a kívánt értékre, valamint a visszaesése nullára, minél gyorsabban kell lejátszódniuk. Ez különösen fontos a magas lépésszögosztásoknál, ahol a ki és bekapcsolási folyamatok idõtartama és az egy lépésszöghöz szükséges idõ közelítenek egymáshoz. A fázis gerjesztése utáni pillanatban az áramnak minél elõbb a névleges értéken kell lennie és ott kell maradnia, kikapcsoláskor pedig, ahelyett, hogy a tekercsben tárolt energia hõvé alakulna, kívánatos az energia visszatáplálása az energiaforrásba. A továbbiakban az eddig említett három fajta léptetõmotorhoz láthatunk vezérlõáramköröket.

- 185 -

A változó reluktanciájú motoroknál elégséges az egyirányú fázisáramok használata. A kétkapcsolós átalakító (4-44a ábra) bemenetére Vd egyenfeszültséget kapcsolunk. A motor fázistekercsét, annak áramköri modelljével helyettesítjük (4-41 ábra). A Vd feszültség nagyságát úgy választjuk meg, hogy az általa létrejövõ áram a névleges értéket minél gyorsabban elérje, mely különösen fontos a nagy lépésszögosztásoknál, ahol az indukált elektromotoros erõ nagysága jelentõs (az eph elektromotoros erõ Vd ellen hat, amíg az áram növekszik).

4-44 ábra: Unipoláris feszültségû vezérlés a változó reluktanciájú motornál: (a) kapcsolás, (b) áramvezérlés, (c) jeldiagramok. A Vd feszültség fázistekercsre juttatásához a T1 és T2 kapcsolókat be kell kapcsolni, aminek következtében iph megindul (4-44c ábra). A tekercs áramának Iref - 186 -

szinten való tartását és ellenõrzését a T2 kapcsoló alsó kivezetésére kötött érzékelõ ellenállás (Rérz.) segítségével végzzük (4-44a ábra). A kapcsolók vezérlését állandó frekvenciájú áramvezérelt PWM-el oldják meg, amelynek tömbvázlata a 4-44b ábrán látható. A komparátor kimenete vezérli a T1 kapcsolót. Amikor T1 zárt, vph=Vd és iph növekszik. T1 nyitásával iph a T2-n és D2-n keresztül kering és fokozatosan csökken. A folyamatot jellemzõ feszültség és áram értékeket a 4-44c ábra mutatja. A fázistekercs teljes áramtalanításához a T1 és T2 kapcsolókat ki kell nyitni. Ilyenkor a fázisáram a D1 és D2 diódákon keresztül folyik, vph= -Vd, az áram rohamosan csökken és nullához tart. A tekercsben tárolt energia így visszatáplálódik az egyenáramú forrásba. Az állandómágneses és a hibrid léptetõmotorok vezérlése megköveteli az áram vezérelhetõségét mindkét irányban. Erre a célra a hídkapcsolású DC-DC átalakítót (2.2.8 szakasz) szokták használni, ahol T1 és T2 valamint T3 és T4 kapcsolnak párban (4-45 ábra).

4-45 ábra: Bipoláris feszültséggel történõ vezérlés egy motorfázisra. A áramkör mûködésének leírásához tételezzük fel, hogy a motorfázison pozitív áramot kívánunk létrehozni. E célból bekapcsoljuk a T1 és T2 kapcsolókat, a tekercsre vezetett pozitív feszültség hatására az áram nõni kezd. Amint az áram eléri a megadott értéket, a továbbiakban a feladat a szintentartás. Mint láttuk az unipoláris vezérlésnél ezt egy érzékelõ ellenállás segítségével végezzük. Ebben az esetben az áramszabályzás a következõképpen történik. Amikor (T1 , T2) zárt, az iph növekszik. A kívánt érték elérése után a vezérlõ nyitja T1-et és T2-t, majd egy rövid holtidõ után T3-at és T4-et zárja. Ilyenkor iph a D3 és D4 diódákon keresztül viszatáplálódik Vd-be, aminek következtében iph csökken. Megfelelõ alsó küszöb elérése után nyitjuk a T3,T4 kapcsolópárt és újra zárjuk a T1,T2 kapcsolópárt. A folyamat hasonlóképpen játszódik le, ha a (T1, T2) és (T3, T4) kapcsoló párokat megcseréljük azzal, hogy ekkor az iph iránya megfordul. A bipoláris feszültségû táp (hídkapcsolás) elkerülése végett, a fázistekercseket bifilárisan tekercselik (4-46a ábra), így a kapcsolók száma kettõre csökken. A sztátor által létrehozott mágneses mezõ iránya attól függ, hogy melyik kapcsoló van bekapcsolva. Az ilyen típusú motornál a fázistekercsek nincsenek effektíven kihasználva, mivel egyidõben mindig csak egy tekercs van mûködésben. Ezenfelül védõáramköröket kell alkalmazni a kapcsolóknál, mivel kikapcsoláskor az induktív energia igen nagy túlfeszültségeket okoz a kapcsolókon. Ezen hátrányok miatt a bifiláris tekercselésû motoroknál is elõnyösebb

- 187 -

hídkapcsolású meghajtó alkalmazása a két bifiláris féltekercs soros kötése mellett (4-46b ábra).

4-46 ábra: Bifiláris tekercselésû fázistekercs meghajtása két tranzisztorral (a) és a féltekercsek sorbakötésének módja hídkapcsolással történõ meghajtás esetén (b) . A kapcsolótranzisztorok vezérlõimpulzusai a léptetõ motoroknál szabályosan ismétlõdnek. Az impulzusok elõállításával nem szükséges az egész hajtást ellenõrzõ mikrovezérlõt terhelni. A mikrovezérlõ általában csak a következõ három digitális jelet képezi:  az órajelet, amely utasítja vezérlõ hardvert, hogy mikor kell lépnie,  az irányjelet, amely megadja, hogy merre kell forognia a motornak,  a fél lépés/teljes lépés jelet, amely a motort féllépéses vagy teljes lépéses üzemmódra kényszeríti. Magukat a tranzisztorok vezérlõjeleit a fenti három digitális jel alapján egy logikai automata (transzlátor) (4-47 ábra) állítja elõ. A transzlátor egy három bites bináris számlálót tartalmaz, amely az órajel hatására számlál, az irányjeltõl függõen elõre vagy hátra. A számláló kimeneteinek megfelelõ dekódolásával kapjuk az A, B, C, D vezérlõjeleket. Az A és B jelek a motor egyik fázistekercsét tápláló hídkapcsolást vezérlik, a C és D jelek a másikat. Mindegyik jel egy félhíd tranzisztorainak az állapotát határozza meg: logikai egyes esetén a félhíd felsõ tranzisztora vezet, logikai nulla esetén viszont az alsó. A ÓRAJEL ELÕRE/HÁTRA FÉL/EGÉSZ

TRANSZLÁTOR

B

(SZÁMLÁLÓ + DEKÓDER)

C D

4-47 ábra: A léptetõmotor vezérlõjeleit elõállító logikai automata (transzlátor). Ha a hárombites számlálónak mind a nyolc állapotát használjuk, a motor féllépéses üzemmódban fog mûködni. Az ennek megfelelõ állapotdiagramot és a

- 188 -

dekódolt vezérlõjeleket a 4-48 ábrán láthatjuk. Az állapotdiagramon a számláló állapotát jelzõ négyzetek mellé felírtuk az A, B, C, D változók megfelelõ értékeit is. SZÁMLÁLÓ ÁLL. 1 ÓRAJEL

1000 1001

3

0001

2

0101

1

4

5

1010

A

6

0010

B

7

0110

2

3

4

5

6

7

8

1

2

3

4

5

6

C 8

D

0100

4-48 ábra: Féllépéses vezérlés állapotdiagramja és dekódolt vezérlõjeli. A teljes lépéses vezérlésnek két esetét különböztetjük meg. Ha a számláló a páratlan állapotokon keresztül számlál, a dekódolt állapotok úgy vezérlik a hidakat, hogy egyszerre mindkét fázis gerjesztést kap. Az ennek az esetnek megfelelõ állapotdiagramot és a dekódolt vezérlõjeleket a 4-49 ábrán láthatjuk. A páros állapotokon keresztül számlálva a 4-50 ábrán bemutatott állapotdiagramot és vezérlõjeleket kapjuk, itt egyidõben csak egy motorfázis van gerjesztve. SZÁMLÁLÓ ÁLL. 1 ÓRAJEL 1001

3

4

2

5

1010

3

5

7

1

3

5

7

1

3

5

7

1

3

A B

6

C 0101

1

8

7

0110 D

4-49 ábra: Teljes lépéses vezérlés állapotdiagramja és dekódolt vezérlõjelei. Egyszerre két fázist hajtunk meg. SZÁMLÁLÓ ÁLL. 2 ÓRAJEL

1000 3 0001

4

2

5 6

4

6

8

2

4

6

8

2

4

6

8

2

4

A 0010

B C

1

8 0100

7 D

4-50 ábra: Teljes lépéses vezérlés állapotdiagramja és dekódolt vezérlõjelei. Egyszerre egy fázist hajtunk meg.

- 189 -

5 Egyéb alkalmazások A teljesítményelektronikai berendezések két fõ csoportját a tápegységek és a motorhajtások alkotják. Ezekkel azonban nem merülnek ki az alkalmazási lehetõségek. A továbbiakban a fennmaradt alkalmazási területeket tekintjük át.

5.1

Akkumulátorok töltése és kivizsgálása

Az elektronikai berendezések nagy részét a városi hálózatról táplálják, de hordozható készülékeknél, vagy szünetmentes tápoknál alternatív áramforrások (energiaforrások) szükségesek. Ilyen alternatív energiaforrások lehetnek a vegyi áramforrások, amelyekben az energia vegyületek formájában van jelen. Vegyi úton nagyságrendekkel több energia tárolható, mint azonos térfogatú kondenzátorban (villamos tér segítségével). A vegyi áramforrások hátránya viszont az, hogy az energia visszanyerésének sebessége nagyságrendekkel kisebb és a vegyi áramforrások élettartama erõsen korlátozott. A vegyi áramforrások lemezekbõl és a közöttük elhelyezkedõ elektrolitból állnak. Az energiatárolást végzõ aktív anyagok a lemezek felületén találhatók. A vegyi áramforrásokat két csoportra osztják: akkumulátorokra és szárazelemekre. Az akkumulátorok fõ jellemzõi, hogy a bennük tárolt energia felhasználása után újra tölthetõk, a szárazelemek viszont nem tölthetõk újra.

5.1.1 Akkumulátor típusok Az akkumulátorok között, alapanyaguk szerint, megkülönböztetünk: ólomakkumulátorokat, nikkel-kadmium (NiCd) akkumulátorokat, NiMH akkumulátorokat, Li-ion akkumulátorokat stb. Az alapanyag fõként az élettartamra és az adott térfogatban tárolható energiamennyiségre (energia-sûrûség) van kihatással. Az akkumulátorok fõ mûszaki adatai a névleges feszültség és a kapacitás. Egy cella névleges feszültsége (1V-2V) általában nem elegendõ, ezért a cellák soros kapcsolásával telepeket készítenek. A kapacitás alatt itt az akkumulátorból ürítés közben kiáramló össz töltésmennyiséget (  idt ) értjük. A tényleges kapacitás lényegesen eltérhet a névlegestõl az ürítési áramtól függõen: nagy ürítõáramnál erõsen csökken. Az akkumulátorok élettartamát vagy években adják meg (stand-by üzemnél ez a célszerû) vagy a töltési-ürítési ciklusok várható számán keresztül. A ciklusok száma általában több száztól több ezerig változhat, az alapanyagoktól és a technológiától függõen. Jelentõs kihatással van az élettartamra a töltés és az ürítés idõbeli lefolyása is.

5.1.2 Töltési eljárások Az akkumulátorok töltése kellõ szakértelmet és megfelelõ töltõberendezést igénylõ eljárás. Az ólom-akkumulátorokat úgynevezett IV vagy IVV módszerrel töltik. Az IV módszer lényege, hogy a töltés elején állandó árammal táplálják az akkumulátort, amikor viszont a töltési feszültség eléri a megfelelõ szintet, a továbbiakban a feszültséget tartják állandó értéken, miközben a töltõáram csökken.

- 190 -

Az IVV módszemél a töltés hasonlóan indul, mint az IV módszemél, azzal, hogy a beállított feszültségszint kezdetben magasabb, majd amikor a töltõáram bizonyos szint alá csökken, lecsökkentik a töltési feszültséget az IV módszemél alkalmazott értékre. Az eljárás bonyolítása a töltési idõ rövidítése végett célszerû. Az 5-1 ábrán a két módszert jellemzõ diagramokat adtuk meg.

5-1 ábra: Ólomakkumulátorok töltési jelleggörbéi: (a) IV módszer, (b) IVV módszer. A NiCd és NiMH akkumulátoroknál szintén alkalmazható az állandó árammal való töltés, viszont gondok vannak a töltés befejezésének meghatározása körül. Korábban az elõre kiszámított ideig való töltést javasolták, föltételezve, hogy a töltés elején az akkumulátor teljesen üres volt. Ma az úgynevezett dv/dt módszert alkalmazzák, amit arra alapoznak, hogy a töltés végén a kedvezõ vegyi folyamatok leállnak, ezért leáll az akkumulátor töltési feszültségének növekedése is. Amikor a dv/dt≤0 feltétel teljesül, a töltõ automatikusan kikapcsol.

5.1.3 Akkumulátortöltõ berendezések felépítése Teljesítmény szerint megkülönböztetünk: kis-, közép- és nagyteljesítményû akkumulátortöltõket. Kis teljesítményû töltõk esetében a disszipáció nem számottevõ. Itt megfelelõen megszerkesztett lineáris tápegység elláthatja a feladatot. Ebbe a csoportba sorolhatók a különbözõ hordozható készülékek (mobiltelefon, zseblámpa, CD lejátszó stb.) akkumulátorainak töltõi. Nagyobb teljesítményû töltõknél a soros elemen esõ veszteségi teljesítmény igen nagy lehet. A veszteség leadása egyrészt nagyobb hûtõfelületeket kíván, másrészt nagyobbra méretezett hálózati transzformátorokat, melyek a hasznos teljesítményen kívül a veszteségi teljesítményt is növelik. A nagy hûtõfelületek és a nagy transzformátorok azonban nagyobb méreteket és lényegesen magasabb költségeket is jelentenek. A nagy veszteségi teljesítmények elkerülhetõk a kapcsolóüzemû akkumulátortöltõk felhasználásával. A legegyszerûbb akkumulátortöltõ típust egy hálózati transzformátor és egy teljeshullámú, vezérlés nélküli egyenirányító összekötésével kapjuk. Ebben az esetben a töltõáramot a transzformátor tekercseinek soros induktivitása szabályozza illetve korlátozza. A töltési feszültség változását vagy a kezelõ követi vagy megfelelõ automatikus kapcsolást építenek be a töltési folyamat ellenõrzésére. Elsõsorban a töltõáram kikapcsolását kell megoldani az akkumulátor teljes feltöltöttsége esetén. Valamivel haladóbb megoldást jelent a vezérelt egyenirányítók alkalmazása (2.2.2 szakasz). Elsõsorban a szekundér oldali tirisztors egyenirányító kapcsolások terjedtek el.

- 191 -

Ebben az esetben a diódahíd helyett tirisztort alkalmazunk egyenirányításra, melynek vezérlésével (fázishasítással) a kívánt szintre tudjuk korlátozni a töltõáramot illetve a töltõfeszültséget. A transzformátor általában két okból is szükséges. Ezek az okok a szintillesztés és a kimenet szigetelése a bemenettõl (biztonsági okokból). Kisebb teljesítményeknél egyfázisú transzformátor az indokolt. Nagyobb teljesítményeknél háromfázisú transzformátorral a hálózat szimmetrikus terhelését valósítjuk meg, de a kimeneti hullámosság is jelentõsen csökkenthetõ így. Primér oldali tirisztoros (fázishasításos) szabályozó is alkalmazható szekundér oldali vezéreletlen (diódákból fölépített) egyenirányítóval a nagyobb teljesítményû töltõberendezések megépítésére. Mivel a primér oldali áramok rendszerint lényegesen kisebbek a szekundér oldaliaknál, így a tirisztorok veszteségei jelentõsen csökkenthetõk. Ez a megoldás mégsem terjedt el szélesebb körben. Az ok abban keresendõ, hogy a tirisztorok szabálytalan gyújtása esetén a transzformátor aszimmetrikus táplálást kap (egyenáramú komponens jelentkezik), ami a mag telítéséhez vezet. Telítés esetén a priméráramok a névleges érték sokszorosát érik el, ami a tirisztorok meghibásodásához vezet. A legösszetetteb fölépítésû, de egyben a legjobb töltésszabályzást biztosító berendezés a kapcsolóüzemben mûködõ töltõ. A kapcsolóüzemû töltõ valójában egy szigetelt kimenetû kapcsolóüzemû tápegység (2.3.10 szakasz), amelyet akkumulátortöltésre optimalizáltak. A berendezés központi részét képezõ DC-DC átalakítóban a kapcsolótranzisztor vezérlõimpulzusainak kitöltési tényezõjét változtatva állítjuk be a kívánt töltõáramot illetve töltõfeszültséget. A haladóbb típusú töltõberendezések az áramszabályzáson és a feszültségszabályzáson kívül számos más feladatot is ellátnak. Így találkozunk különbözõ kijelzésekkel és védelmekkel. A töltõk egy különleges fajtáját képezik az akkumulátorokat regeneráló töltõk. Az ólomakkumulátorok többsége szulfátosodás következtében megy tönkre, általában az elégtelen töltés miatt. A szulfátosodás során az akkumulátor aktív anyagának felületén kemény szulfátkristály réteg képzõdik. Közönséges töltõvel az ilyen akkumulátorba nem tudunk áramot juttatni, helyette olyan áramforrás kell, amelynek árama ugyan kis értékre van korlátozva, de a feszültséget a névleges akkumulátorfeszültség másfélszeresére, esetleg kétszresére is fel tudja emelni. A regeneráló töltõk másik jellemzõje, hogy nem símított egyenárammal töltenek, hanem lüktetõ árammal, amelyben esetleg periódikusan negatív impulzusok (ürítõ áramok) is megjelennek.

5.1.4 Kapacitásmérés Olyan helyeken, ahol bizonyos idõközönként szükséges megbizonyosodni az akkumulátorok állapotáról (melyek szükség esetén kifogástalanul el kell, hogy lássák feladatukat), kapacitásmérést alkalmaznak. Az eljárást egy készülékkel végzik, mely állandó árammal üríti az akkumulátort és közben figyeli az akkumulátor feszültségét. Az ürítést addig folytatják, amíg a megfelelõ végfeszültséget el nem érik. Ürítés elõtt természetesen az akkumulátort szabályszerûen fel kell tölteni. A kapacitást végül a:

- 192 -

5  1 Q  It egyenlet felhasználásával, vagyis az ürítõáram és az eltelt idõ szorzásával kapjuk meg. Az így kapott eredmény biztos mutatója annak, hogy az akkumulátor az ellenõrzés pillanatában milyen állapotban van. A lemért kapacitás értéke függ az ürítõáram nagyságától. Az áram növelésével az akkumulátorban lezajló vegyi folyamatok hatékonysága csökken, így a mért kapacitás is csökken. A gyártók adatlapjain az akkumulátorokra rendszerint a Q/10 vagy a Q/20 árammal végzett mérés eredményét tüntetik fel mint névleges kapacitást. Egyes alkalmazási területeken az így kapott kapacitás nem jellemzi kellõképpen az akkumulátort. Pl. a gépkocsik indítóakkumulátorain a kapacitás mellett feltüntetnek egy nagy ürítõáramot is, amit az akkumulátornak kétszer 15 másodpercig el kell viselnie úgy, hogy közben a kapocsfeszültség ne essen egy szabványban definiált érték alá. Az állandó árammal való ürítés megfelelõ szabályzást föltételez, mivel ürítés közben az akkumulátor feszültsége változik (csökken). Goromba áramszabályzást úgy érhetünk el, hogy több ellenállást, kézileg vagy automatikusan, különbözõ kombinációkban kapcsolgatunk. Precíz áramszabályzást úgy valósítunk meg, hogy adott ellenállást kapcsolótranzisztor segítségével impulzus-szélesség moduláció (PWM) mellett kapcsolunk az akkumulátorra. A kitöltési tényezõ változtatásával az ürítési áram átlagértéke nulla és maximális érték között fokozatmentesen állítható. Gyári kapacitásmérõ berendezéseknél rendszerint a goromba és a precíz módszert kombinálják. Az ürítõáram nagyobb részét egy tartósan bekötött ellenállással kapják, a fennmaradt részt pedig PWM segítségével folyamatosan szabályozzák. Így a szabályzás kisebb kapcsolótranzisztorral megoldható. Hordozható készülékeknél elõnyös tudni, hogy mekkora a táplálást biztosító akkumulátor hátramaradt kapacitása. Léteznek cél integrált áramkörök, amelyek mérve az ürítõáramot, az eltelt idõt, a hõmérsékletet, esetleg más változókat, ki tudják értékelni, mennyi energia maradt még az akkumulátorban. A teljes várható kapacitást vagy kívülrõl programozzuk, vagy az integrált áramkör értékeli ki egy elõzõ ürítési ciklus alapján. Az eljárás függ az akkumulátor alapanyagától, ezért különbözõ akkumulátorfajtákhoz más-más áramköröket fejlesztettek ki. A hátramaradt kapacitás kijelzése történhet LED sorral, de a becsült érték digitális formában processzorral is közölhetõ. 5.2

Kapcsolóüzemû lámpatápok

A fényforrások hagyományos táplálása általában nem ad optimális eredményeket a kedvezõtlen teljesítménytényezõ-, a nagy kezdeti áramlökések-, a nehézkes gyújtás- és egyéb jelenségek miatt. Teljesítményelektronikai berendezésekkel csökkenthetõk a méretek, sok esetben javulás érhetõ el a villamos paraméterek területén, de helyenként az optikai jellemzõk is javulnak. A továbbiakban az elektromos fényforásokkal kapcsolatos teljesítményelektronikai megoldásokkal ismerkedünk meg: halogénlámpák, fénycsövek, nagyintenzitású kisülõlámpák elektronikus tápjait elemezzük.

- 193 -

5.2.1 Halogénlámpák táplálása A halogénlámpák ízzószála rendszerint a hálózati feszültségnél lényegesen kisebb feszültséget, általában 12V táplálást igényel. A hagyományos megoldások hálózati (50Hz frekvencián mûködõ) transzformátort alkalmaznak. Tekintettel a hálózati transzformátorok nagy tömegére és magas árára, mindinkább térnek át az úgynevezett elektronikus halogén transzformátorokra. Az elektronikus táp megoldásokba könnyedén beépíthetõk olyan hasznos funkciók mint a teljestmény szabályzás, túláramvédelem vagy a túlmelegedés elleni védelem. Az elektronikus megoldás jellemzõ szerkezetét az 5-2 ábra mutatja. A bemeneti feszültséget diódahíddal közvetlenül egyenirányítjuk. Mivel a közteskör nem tartalmaz jelentõs kapacitású kondenzátort, a közteskör feszültsége lüktetõ egyenfeszültség.

D1

T1

D3 C1

Tr1 LP

230V/50Hz D2

D4

C2 T2

5-2 ábra Elektronikus halogéntranszformátor felépítése. Ezt az egyenfeszültséget a tranzisztor félhíd magasfrekvencián (több tíz kHz) szaggatva juttatja a ferritmagos transzformátor primérjére. A kapcsolótranzisztorok 50%os kitöltési tényezõvel, fölváltva kapcsolnak be. A primérfeszültség egyenkomponensének megszüntetésérõl a C1, C2 kondenzátorokkal megépített kapacitív feszültségosztó gondoskodik. A szekundérfeszültség közvetlenül, egyenirányítás és szûrés nélkül tápálja a lámpát. A jellemzõ jelalakokat az 5-3 ábrán láthatjuk.

t 0 T/2

T

t 0

T/2

T

(a)

(b)

5-3 ábra A halogéntranszformátor jelalakjai: a közteskör feszültsége (a) és a szekundérfeszültség (b). Elektronikus halogéntranszformátorral könnyen megoldható a fényerõszabályozás is a tirisztoroknál használatos fázishasításhoz hasonlóan. Csak annyi beavatkozásra van szükség a fent ismertetett megoldásba, hogy a félhíd vezérlését a

- 194 -

hálózati frekvencia minden félperiódusának az elején bizonyos ideig letiltjuk. A letiltás idõtartamát változtatva a lámpa fényereje nulla és maximális érték között fokozatmentesen állítható. Az elmúlt egy-két évtizedben az 5-2 ábrán bemutatott kapcsolás vezérlésére transzformátoros visszacsatolású (önrezgõ) megoldást alkalmaztak. Újabban cél integrált áramkörök jelentek meg a félhíd vezérlésére. Ezek az alapmûködés biztosítása mellett számos segédfunkcióval is rendelkeznek: védik a tranzisztorokat túláramok ellen, szabályozzák a fényerõt stb.

5.2.2 Fénycsõvek táplálása A fénycsövek (fluoreszcens csövek) táplálását hagyományosan induktív elõtéttel (fojtótekercs) és ikerfémes gyújtóval oldották meg. A gyújtó szerepe, hogy elõször az induktív elõtéten áramot indít meg, majd ezt az áramot megszakítva nagyfeszültségû impulzust képezzen, ami szükséges a csõ kezdeti ionizációjához. A kezdeti ionizációt követõen már a hálózati feszültség elégséges a csõáram megindításához. Tekintettel a csõ negatív ellenállást mutató viselkedésére, a kialakuló áram végtelenbe tartana, ha nem alkalmaznánk valamilyen áramkorlátozó mechanizmust. Adott esetben az áram korlátozását a csõvel sorbakötött tekercs (induktív elõtét) végzi. Ma mindinkább terjednek az elektronikus fénycsõtápok. Ezek szerkezete némileg bonyolultabb a halogéntápoknál, de alkalmazásuk egyre inkább indokolt a jó hatásfok és a villogásmentes mûködés miatt. A jellemzõ alapkapcsolást az 5-4 ábra mutatja.

D1

230V/50Hz D2

T1

D3 +

C1

+

C2

FL

D4 T2

Co

Lo

5-4 ábra Az elektronikus fénycsõtáp felépítése. A hálózati feszültséget közvetlenül egyenirányítják és a C1, C2 kondenzátorokkal szûrik. A kapott egyenfeszültséget a tranzisztor félhíd magas frekvencián (több tíz kHz) szaggatva juttatja a ferritmagos fojtótekercs (Lo) és a fénycsõ soros kötésére. A kapcsolótranzisztorok 50%-os kitöltési tényezõvel fölváltva kapcsolnak be. A Lo fojtó és a fénycsõvel párhuzamosan kötött Co kondenzátor soros rezgõkört alkotnak. A rezgõkört a rezonáns frekvencián meghajtva a fénycsövön magas feszültség (a köztes kör feszültségének többszöröse) jön létre. Ez a feszültség hozza létre a kezdeti ionizációt a csõben. Ezzel egyidõben a rezgõkörön áthaladó áram elõmelegíti a fénycsõ elektródáit (ezek sorba vannak kötve a rezgõkör elemeivel), ami szintén segíti az áram megindulását.

- 195 -

A csõáram megindulása után a terhelés növekedése következtében a rezonáns üzem megszûnik. A kapcsolási frekvenciát úgy kell beállítani, hogy a tekercs és a csõ alkotta soros impedancián a csõ névleges árama folyjon. Égési üzemben a fojtótekercsnek hasonló szerepe van, mint a hagyományos induktív elõtétnek: áramkorlátozást végez. A csõáram és így a fényerõ is a frekvencia eltolásával fokozatmentesen állítható. Az elektronikus fénycsõtáp jellemzõ áramalakját az 5-5 ábrán láthatjuk.

t

ELÕMELEGÍTÉS

GYÚJTÁS

ÉGÉS

5-5 ábra Az elektronikus fénycsõtáp jellemzõ áramalakja. A fénycsõtápok vezérlése viszonylag összetett feladat: magába foglalja a gyújtási folyamat vezérlését, az áramszabályzást állandósult üzemben és számos védelmi funkciót. A védelmek közül elsõsorban a csõ meghibásodása esetén föllépõ túláramok és túlfeszültségek korlátozása a fontos. A túlterhelések azért alakulnak ki, mert meghibásodott csõ esetén a csõáram nem indul meg és így a rezgõkör feszültsége és árama terhelés hiányában határtalanul nõl. Korábban a fénycsõtápoknál is önrezgõ megoldásokat alkalmaztak, az utóbbi években viszont a vezérlésre megfelelõ cél integrált áramkörök állnak rendelkezésre, amelyek az összes vezérlési és védelmi funkciókat ellátják.

5.2.3 Nagyintenzitású kisülõlámpák táplálása A nagyintenzitású kisülõlámpáknál a kisülési térben lényegesen nagyobb a nyomás, mint a fénycsöveknél, így a kapható fényintenzitás is nagyobb. Ide tartoznak a higanylámpák, fémhalogénlámpák és a nátriumlámpák. A névleges teljesítmények 100W és több kW határok között mozognak. Hagyományos szerelésnél ezeket a lámpákat megfelelõen méretezett induktív elõtéttel (fojtótekercs) és nagyfeszültségû gyújtóval látják el, helyenként illesztõ transzformátor is szükséges. A gyújtó a kezdeti jonizációt biztosítja, az elõtét viszont áramkorlátozást végez. Mivel ezek a lámpák nem tartalmaznak kezdõárammal ízzítható elektródákat, a gyújtási feszültség rendszerint meghaladja az üzemi feszültség tízszeresét is. Állandósult üzemben a lámpában uralkodó nyomás jóval magasabb a hideg állapotban uralkodó nyomáshoz képest, ezért rövid áramkimaradás után a lámpa nem gyújtható újra közönséges gyújtóval. A nagyintenzitású kisülõlámpáknál is terjedõben van az elektronikus táplálás. Ez elsõsorban a gépkocsiiparban mondható el, mivel ott a 12V-os illetve a 42V-os akkumulátorfeszültség semmiképp sem alkalmas a kisülõlámpák közvetlen táplálására.

- 196 -

Az elektronikus tápok, szükség szerint, elõször a rendelkezésre álló egyenfeszültséget egy magasabb szintre emelik, utána egy hídkapcsolású négyszöginverterrel hozzák létre a váltófeszültséget, amely a lámpát táplálja. A kisülõlámpák nem táplálhatók egyenárammal, mivel az a kisülési térben levõ anyagok egyoldali lerakódásához vezet. A gyújtó általában egy külön fokozatot képez, amelyben 1-2µs idõtartamú, több kV feszültségû tûimpulzust állítanak elõ. A gyújtót elõnyös a lámpatest közelébe- vagy azzal egybeépíteni.

5.3

D osztályú erõsítõk

A D osztályú erõsítõben a kimeneti tranzisztorok kapcsolóként mûködnek. A kapcsolóüzem ismert elõnyeibõl kifolyólag az erõsítõ teljesítményvesztesége kicsi a feldolgozott teljesítményhez képest. Így a D osztályú erõsítõk hatásfoka jobb: kevesebb teljesítményt igényelnek a tápforrásból és kevésbé melegszenek. Ezek fontos elõnyök hordozható (elemes táplálású) berendezéseknél.

5.3.1 Felépítés A legrégebbi D osztályú erõsítõk vákuumcsöveket tartalmaztak és a korai 1950-es évekre voltak jellemzõek. Ma általában MOSFET-ekkel oldják meg kimenõ fokozatot. Az 5-6 ábra a D osztályú erõsítõ egyszerûsített alapáramkörét mutatja be. +V

T1

v S

v C

v' O

v T

v O

L1

C1 T2

-V

R1

C2

5-6 ábra: A D osztályú erõsítõ elvi rajza. Az áramkör táplálása kétoldali, szimmetrikus: +V=-(-V). Az erõsítõ tartalmaz egy komparátort, mely két MOSFET-et hajt meg. A komparátor impulzus-szélesség modulációt végez (PWM) a következõ egyenletek szerint: vc  V1

ha

vs  vT

5  2

vc  V1

ha

vs  vT

5  3

és

- 197 -

A vc  V1 -nél T1 vezet és T2 ki van kapcsolva. Ha az T1-en fellépõ feszültségesést elhanyagoljuk, akkor ebben az esetben v0' =V+. Hasonlóan, amikor vc =+V1, T2 vezet, T1 ki van kapcsolva és v0' =V-. A gyakorlatban létezik egy kis feszültségesés a MOSFET kapcsolón, mely oly módon jelentkezik, hogy a kimenõ feszültség csúcsa alacsonyabb lesz, mint a tápforrás feszültsége (±VOP az 5-7 ábrán). Bemeneti jel hiányában (vs=0), v0' egy szimmetrikus négyszögjel. Az aluláteresztõ szûrõ, ami L1 és C1-bõl áll, a négyszögjel átlagértékét (mely ez esetben nullával egyenlõ) ereszti át a hangszóróhoz, így (a magasfrekvenciás hullámzástól eltekintve) vo=0 lesz. A hálózat, amelyet az R1 ellenállás és a C2 kondenzátor alkot, kompenzálja a hangszórótekercs induktív impedanciáját, így a szûrõnek ellenállás terhelése lesz magas frekvenciákon is. A 5-7 ábra a jellemzõ feszültségdiagramokat mutatja szinuszos vs esetére.

5-7 ábra: Az erõsítõ feszültségdiagramjai szinuszos bemeneti jel esetén. Az ábrán bemutatott esetben a szinuszhullám frekvenciája fs=1kHz, amplitúdója 0,75 VTp a háromszöghullám frekvenciája pedig fT=20kHz. Amíg vs>0, a négyszögjelre ( v0' ) az a jellemzõ, hogy többet tartózkodik pozitív szinten, mint negatívon, melynek hatására átlagértéke pozitív lesz. Itt a háromszögjel periódusára számított átlagértékrõl van szó. Hasonlóan, ha vsâIB). Ezt olyan meghajtóáramkörrel érik el, amely a bekapcsolást követõen a tranzisztort a telítés határán tartja.

- 250 -

7-23 ábra: A teljesítménytranzisztor kikapcsolását jellemzõ áram és feszültségdiagramok. A tranzisztor biztonságos mûködésének határait a gyártók az úgynevezett SOA (Safe Operating Area) diagram formájában szokták megadni. Rendszerint megkülönböztetik a bekapcsoláskor érvényes diagramot (FBSOA) és a kikapcsoláskor érvényes diagramot (RBSOA). Az FBSOA diagramon (7-24 ábra) a bevonalkázott részben a tranzisztor tartósan tartózkodhat (megfelelõ hûtés mellett), míg a négyzettel körülhatárolt terület fennmaradt részében csak a feltüntetett rövid ideig. A diagramon látható, hogy a hõletörés mellett (Tjmax) a másodlagos letörés tovább korlátozza a tranzisztor mûködési tartományát. A másodlagos letörés oka, hogy a kapcsolási folyamatok során az áramsûrûség nem egyenletes a tranzisztor egész keresztmetszetén és ez miatt helyi túlterhelések lépnek fel. Az RBSOA diagramon (7-25 ábra) a lényeges részlet, hogy a tranzisztor a BVCE0 feszültségnél nagyobb értéket is el tud viselni kikapcsolás közben, ha a kollektoráram elõzõleg kis értékre csökkent. Ez a lehetõség csak akkor használható ki, ha külsõ áramkörrel (snubber, 2.5 fejezet, 2-76 ábra) segítjük a tranzisztor kikapcsolását. Ez a külsõ áramkör magára veszi a kollektoráramot egy rövid idõre, amíg a tranzisztor kikapcsolása meg nem történik. Egyébként nem lehetséges, hogy elõször a kollektoráram csökenjen le, majd csak ezt követõen növekedjen a kollektor-emitter feszültség.

- 251 -

7-24 ábra: A teljesítménytranzisztor bekapcsolásakor érvényes biztonságos mûködési tartomány (FBSOA).

7-25 ábra: A teljesítménytranzisztor kikapcsolásakor érvényes biztonságos mûködési tartomány (RBSOA). A bipoláris teljesítménytranzisztorok meghajtására kellõ amplitúdójú áramimpulzust kell biztosítani a teljes bekapcsolási idõ alatt. Kikapcsoláskor a meghajtóáram irányának meg kell fordulnia, majd amikor a bázis-emitter átmenet lezár, negatív feszültséget kell tartani a bázison. Az áramimpulzus létrehozásához megfelelõ tápfeszültségek és áramerõsítõ szükséges. Diszkrét megoldásoknál a 7-26 ábrán látható, komplementer tranzisztorokkal megépített kapcsolás a jellemzõ, integrált erõsítõkben viszont általában két NPN

- 252 -

tranzisztorból kialakított totem-pole kötést alkalmaznak. Az RB ellenállás a bekapcsolási áramot korlátozza. Mivel bipoláris tranzisztoroknál gondot jelent a telítésbõl eredõ késés, a D1, D2, D3 diódák a telítést akadályozzák meg. A bekapcsoláshoz szükséges vezérlõáram a D1 diódán halad keresztül, így az A pont potenciálja a dióda nyitófeszültségének és a tranzisztor bázis-emitter feszültségének az összege. A VCE feszültség nem eshet le a telítésre jellemzõ értékre, nem jöhet létre a bázis–kollektor átmenet pozitív elõfeszítése, mert a D3 dióda kinyit és elvezeti a fõáramkör felé a felesleges meghajtóáramot. A D2 dióda a kikapcsoláshoz szükséges negatív áramot vezeti. RB

VBB+

D3 TB+ D1 t

T

A

Fõáram

D2 TB-

VBB-

7-26 ábra: Bipoláris tranzisztor vezérlése.

7.2.4 Teljesítmény MOSFET-ek Magasabb frekvenciákon (20kHz felett) a bipoláris tranzisztorok helyett rendszerint teljesítmény MOSFET-eket használnak (7-27 ábra). Kezdetben a MOSFET-ek alkalmazását hátráltatta az igen magas ár, de ma már ez nem jellemzõ. A teljesítmény MOSFET-ek különbözõ elnevezések (SIPMOS, VMOS, HEXFET...stb.) alatt kerülnek forgalomba. A mûködés alapját a félvezetõ csatornának keresztirányú térrel történõ vezérlése képezi. A szerkezet három rétegû: fém-oxidfélvezetõ. A bipoláris tranzisztorokhoz hasonlóan három kivezetéssel készülnek, ezek a drain, a gate és a source.

7-27 ábra: A MOSFET: (a) rajzjele n típus esetén, (b) rajzjele p típus esetén, (c) belsõ szerkezete. A MOSFET-ek vezérlése viszonylag kis teljesítményt igényel, mert csak kapcsolás közben szükséges jelentõs gate áramot biztosítani a parazita kapacitások

- 253 -

töltésére/ürítésére. A bekapcsolt ill. a kikapcsolt állapot fenntartásához gyakorlatilag nincs szükség meghajtóáramra. Másik elõnyös tulajdonság, hogy a MOSFET-eknél nem jelentkezik másodlagos letörés, a biztonságos mûködési tartomány (SOA) gyakorlatilag négyszögletes, természetesen egyidõben nagy áram és nagy feszültség csak rövid ideig jelentkezhet. A MOSFET-ek gyors kapcsolóként viselkednek, nincs náluk telítési idõ, a ki és a bekapcsolás sebességét csak a rendelkezésre álló gate áram korlátozza. A MOSFET csatornája vezetés közben kis ellenállásértéket mutat. A csatornaellenállás a letörési feszültség négyzeténél is erõsebb arányban növekszik. Így a nagyobb feszültségû MOSFET-ek (400V felett) a veszteségek illetve az ár szempontjából nem mindig versenyképesek a bipoláris tranzisztorokkal. A nagyteljesítményû MOSFET-eket gyakran modul kivitelben hozzák forgalomba (2, 4 ill. 6 tranzisztor félhíd-, teljes híd-, ill. háromfázisú hídkapcsolásban), a kisebb MOSFET-ek különbözõ mûanyag tokozásokban látnak napvilágot. A kimeneti áram-feszültség jelleggörbe (7-28 ábra) hasonló, mint a bipoláris teljesítmény tranzisztoroknál. A diagramok az ID áram függését mutatja VDS-tõl, ahol VGS a paraméter. Megfigyelhetõ, hogy a hõmérséklet emelkedésével növekszik a fõáramkörben jelentkezõ feszültségesés (VDS), így növekszenek a veszteségek.

7-28 ábra: MOSFET kimenõ jelleggörbéi kis VDS értékekre, 25oC-on és 125oC-on. A továbbiakban a MOSFET kapcsolási jellemzõit vizsgáljuk. A 7-29 ábrán megadott modellben az induktív terhelést egy, a Df diódával párhuzamosan kötött, Io áramgenerátor helyettesíti. A MOSFET aktív üzemû helyettesítõ kapcsolását egy vezérelt áramforrás és a Cgs, Cgd parazita kapacitások megfelelõ kötésével alakítottuk ki. A gate vezérlését egy ideális VGG feszültségforrás végzi, ahol a vezérlõfeszültség értékét nulla vagy VGG. MOSFET meghajtásánál csak ritkán alkamaznak kétoldalas (pozitív és negatív) táplálást. A feszültségforrás áramát az RG ellenállás korlátozza. Elvileg a kapcsolási veszteségek csökkentése érdekében a gyors kapcsolás a cél, ami minél nagyobb bekapcsolási és kikapcsolási áramot kíván, de a túl gyors kapcsolásnak is vannak hátrányai. Ha a MOSFET gyorsabban kapcsol be, mint ahogyan a szabadonfutó dióda ki tud kapcsolni, nagy áramcsúcsok és nagy veszteségek jelentkeznek. Hasonlóképpen a túl gyors kikapcsolás a parazita induktivitásokon nagy feszültségcsúcsokat eredményez. Az egyszerûbb magyarázat kedvéért a szabadonfutó diódát ideálisnak feltételezzük. A bekapcsolási jeldiagramok a 7-30 ábrán követhetõk, ahol a gate vezérlési

- 254 -

feszültsége t=0-ban ugrásfüggvény szerint kezd növekedni. A td(be) gyújtáskésési ideig a gate-source feszültség vGS-rõl VGS(th)-ra növekszik, miközben az áramok a Cgs és Cgd kapacitásokon keresztül folynak (7-32a ábra). A vGS feszültség növekedése ezen a szakaszon csaknem lineáris, habár ez a növekedés tulajdonképpen egy exponenciális függvény (szaggatot vonal 7-30 ábra) szerint történik, melynek idõállandója 1=Rc(Cgs+Cgd1).

7-29 ábra: MOSFET kapcsolásának modellezése induktív terhelés- és a terheléssel párhuzamosan kötött szabadonfutó dióda esetére. A VGS(th) felett a vGS feszültség tovább növekszik, így a drain áram növekedni kezd a 7-31 ábrán látható linearizált átviteli görbének megfelelõen, alkalmazva a 7-32b ábra szerinti helyettesítõ kapcsolást. A drain-source feszültség Vd-n marad, ameddig az iD < Io feltétel teljesül, és a szabadonfutó dióda (Df) vezet. Az idõt, mely ahhoz szükséges hogy iD nulláról Io-ra növekedjen, az áram felfutási idejének nevezzük. Amikor a MOSFET-en keresztül a teljes Io terhelési áram folyik (aktív üzemben), a gate-source feszültség egy ideig VGS,Io-án marad, ami miatt az iD=Io. A teljes gate áram: VGG  VGS , I o 7  21 iG  RG a Cgd kondenzátoron keresztül folyik (lásd 7-32c ábra). Ez a drain-source feszültség csökkenését hozza létre, ennek meredeksége a: VGG  VGS , I o dvDG dvDS i 7  22   G  dt dt C gd RG C gd egyenlet szerint változik (emlékezzünk, hogy eközben VGS=VGS,Io, tehát dvGS/dt=0). A vDS csökkenésében két intervallumot különböztetünk meg, tfv1 és tfv2. Az elsõ intervallumban a MOSFET erõsítõ üzemben (itt ezt telítési tartománynak hívják) mûködik, ahol Cgd=Cgd1. A második intervallumban a munkapont az átmeneti tartományon (triódatartomány) keresztül az ohmos tartomány felé tart, ahol Cgd=Cgd2 (7-32d ábra).

- 255 -

7-30 ábra: A MOSFET bekapcsolási jeldiagramjai az induktív terhelésre és a terheléssel párhuzamosan kötött ideális szabadonfutó dióda esetére.

7-31 ábra: Az erõsítõ üzemben mûködõ MOSFET átviteli jelleggörbéje.

- 256 -

A továbbiakban a drain-source feszültség leesik a bekapcsolási állapotot jellemzõ IorDS(be) értékre, a gate-source feszültség pedig az eddig megrekedt VGS,Io szintrõl tovább kezd növekedni egészen VGG-ig. Ennek a növekedésfüggvénynek az idõállandója 2=RG(CGS+Cgd2). Ezzel egyidõben, ugyanezzel az idõállandóval, a gate áram nulláig csökken (7-30 ábra).

7-32 ábra: A MOSFET bekapcsolása közben érvényes áramköri modellek az induktív terhelés és a vele párhuzamosan kötött szabadonfutó dióda esetére: (a) helyettesítõ rajz td(be) intervallumra, (b) tri intervallumra, (c) tfc1 intervallumra, (d) tfr2 intervallumra. Ha a Df szabadonfutó dióda nem ideális, vagyis inverz áramának értéke nem nulla, a kapcsolási jeldiagramok a 7-33a ábra szerint módosulnak. Az áram felfutási intervallumában a drain áram növekszik, egészen az Io+Irr értékig. Ehhez a vGS feszültségnek VGS,Io fölé kell emelkednie. Amikor a dióda inverz árama nullára csökken, a vGS értéke hirtelen VGS,Io-ra esik vissza, mely egy iG áramot hoz létre a Cgd-n keresztül (733b ábra). Ennek az áramnak hatására a vDG és a vDS értéke hirtelen csökkenni fog (7-33a ábra). Amikor a dióda inverz áramvezetése leáll, a drain áram Io-ra csökken és marad ezen az értéken, mint az ideális dióda esetében (7-30 ábra).

- 257 -

7-33 ábra: A szabadonfutó dióda kikapcsolási késésének hatása a MOSFET bekapcsolási áramdiagramjaira: (a) MOSFET bekapcsolási jeldiagramjainak változása a szabadonfutó dióda kikapcsolási jellemzõinek hatására, (b) áramköri modell az a esetre. Kikapcsoláskor a MOSFET-ben a bekapcsolási folyamatok fordított sorrendben játszódnak le. A kikapcsolási jeldiagramokat a 7-34 ábrán láthatjuk. Feltételezzük, hogy a meghajtó feszültség t=0 pillanatban VGG-rõl ugrásszerûen nullára esik vissza. A diagramok némileg módosulnak (felgyorsulnak), ha a kikapcsolás nem nulla

- 258 -

feszültséggel, hanem negatív feszültségû forrással történik. Gyakori eset, hogy az RG értékét különbözõnek veszik ki- és bekapcsoláskor, ezzel gyorsítható vagy lassítható a kikapcsolás a bekapcsoláshoz képest.

7-34 ábra: A MOSFET kikapcsolási jeldiagramjai az induktív terhelésre és vele párhuzamosan kötött ideális szabadonfutó dióda esetére. Ki- és bekapcsoláskor jelentõs teljesítmény veszteség elsõsorban a tc átmeneti intervallum alatt jön létre (7-30, 7-33 és 7-34 ábrák), ahol p(t)=vDSiD nagy. Mivel a MOSFET belsõ kapacitásai nem függnek a kristály hõmérsékletétõl, a kapcsolási teljesítményveszteségek sem változnak jelentõsen. Ezzel ellentétben, mivel a csatornaellenállás bekapcsolt állapotban a hõmérséklettel nõl, a vezetési veszteségek is növekszenek. Mint már említettük, a MOSFET-ek meghajtóáramkörei csak a bekapcsolás és a kikapcsolás folyamata alatt kell, hogy jelentõs áramot biztosítsanak. Erre megfelelõ áramerõsítõ szükséges, amely rövid ideig jóval nagyobb áramot tud elviselni, mint állandósult állapotban. Ez elérhetõ a bipoláris tranzisztoroknál már említett komplementer vagy totem-pole kapcsolásokkal, azzal, hogy a meghajtótranzisztorok általában nem igényelnek külön hûtést, mivel a kapcsolási periódusnak csak kis részében folyik az áram és jelentkeznek veszteségek. Az optimális kapcsolás (minimális veszteségek) rendszerint szükségessé teszi, hogy a bekapcsolás lassabban történjék, mint a kikapcsolás. Ez a 7-35 ábrán bemutatott módon lehetséges. Bekapcsoláskor a meghajtóáram csak az RG1 ellenálláson folyik, mivel

- 259 -

a D dióda nem vezet, kikapcsoláskor viszont létrejön egy áramkomponens az RG2-D vonalon is, ami gyorsítja a kikapcsolást. D

RG2

T

RG1

A

Fõáram

7-35 ábra: MOSFET kikapcsolásának gyorsítása a gate ellenállás áthidalásával. A MOSFET-ek meghajtása gyakran megköveteli a meghajtókör elszigetelését a vezérlõ áramkörtõl. Ennek lehetnek biztonsági és zavarvédelmi okai, de gyakran a maga az áramkör szerkezete olyan (pl. hídkapcsolás), hogy az egyes meghajtókörök referenciapontjai (ezek az egyes MOSFET-ek source-ai) nagyon különbözõ potenciálon vannak, tehát nem köthetõk össze a vezérlés meghatározott pontjával. A meghajtókörnél alkalmazott elszigetelésének három módja használatos:  impulzustranszformátor,  optocsatoló,  bootstrap meghajtó. Az impulzustranszformátor egyszerû, olcsó eszköznek számít és jó szigetelést biztosít. Hátránya, hogy a kitöltési tényezõ változásakor változik a pozitív és negatív impulzusok amplitúdója (7-36 ábra). Ez az oka, hogy 50% kitöltési tényezõ felett általában nem alkalmaznak transzformátoros meghajtást. Vgs

D=0,25

3Vp/4 A

Vp/2 C

D=0,5

T

Tr

Fõáram + Vgs -

t 0 -Vp/4 -Vp/2

(a)

(b)

7-36 ábra: MOSFET meghajtása impulzustranszformátorral (a) és vGS jeldiagramok különbözõ kitöltési tényezõk esetén (b). Az optocsatolós megoldásnál nincs korlátozva a kitöltési tényezõ, viszont az optocsatoló kimeneti oldalán külön szigetelt tápot kell biztosítani. Ilyen meghajtóköröket gyártanak integrált formában is, de a felhasználó is építhet hasonlót optocsatoló és kimeneti oldali impulzuserõsítõ felhasználásával. Ügyelni kell arra, hogy az alkalmazásnak megfelelõ gyors optocsatolót válasszunk, másrészt szükséges, hogy az optocsatoló jól tûrje a kimeneti oldalnak a bemeneti oldalhoz képest történõ hirtelen ugrásait. A bootstrap meghajtást hídkapcsolásokhoz fejlesztették ki (7-37 ábra). A híd (félhíd) alsó MOSFET-jének (T2) meghajtása egy közvetlenül csatolt impulzuserõsítõvel (A2) történik. A felsõ MOSFET (T1) meghajtására is hasonló impulzuserõsítõt (A1) használunk, de ennek a tápja együtt kell, hogy mozogjon a felsõ MOSFET source-ával. Ezt a tápot a C kondenzátor biztosítja a T1–es bekapcsolási ideje alatt. A bekapcsolás és a - 260 -

kikapcsolás közben a kondenzátor feszültsége némileg csökken, ezért idõnként utántöltést kell alkalmazni. Az utántöltés az alsó impulzuserõsítõ tápjából (VCC) történik a D diódán és T1 MOSFET-en keresztül, mikor az bekapcsolt állapotban van. A jel csatolása a felsõ impulzuserõsítõhöz egy különleges szinttoló kapcsoláson keresztül történik.

T1

Szinttoló kapcsolás

A1

C

Modulátor D Vcc T2 A2

7-37 ábra: Bootstrap meghajtó hídkapcsoláshoz.

7.2.5 IGBT-k Az IGBT-k átmenetet képeznek a bipoláris tranzisztorok és a MOSFET-ek között. Maga az IGBT kifejezés (Insulated Gate Bipolar Transistor - szigetelt vezérlõelektródájú bipoláris tranzisztor) a bipoláris tranzisztorokkal való rokonságra utal. Jelentõs mûködésbeli hasonlóság, hogy a fõáramot kétféle töltéshordozó alkotja (elektronok és lyukak). Szerkezetét tekintve az IGBT nagyon hasonlít a függõleges elrendezésû MOSFET-re, csak a kollektor (C) felõli oldalon hozzáadnak egy erõsen szennyezett P+ réteget (7-38a ábra). A tényleges alkatrészek nagyszámú ilyen cellából épülnek fel, párhuzamos kötésben. Az IGBT rajzjelét az 7-38b ábrán láthatjuk.

7-38 ábra: Az IGBT szerkezete (a), és rajzjele (b). A csatorna megnyitását és a fõáram megindulását a gate (G) megfelelõ (pozitív) elõfeszítése teszi lehetõvé: a gate alatti P rétegben N típusú csatorna jön létre. Miután az elektronáram megindult az emitterbõl (E) a csatornán keresztül, lyukak özönlenek a P+ rétegbõl a szomszédos N rétegbe és csökkentik annak ellenállását. A lyukak jelenléte csökkenti a veszteségeket bekapcsolt állapotban a MOSFET szerkezethez képest, sajnos

- 261 -

lassítja is az IGBT kikapcsolását. Így sebesség szempontjából is az IGBT átmenetet képez a bipoláris tranzisztorok és a MOSFET-ek között. A MOSFET-hez hasonlóan az IGBT vezérlõelektródja (gate) is el van szigetelve a csatornától, így állandósult állapotban érvényes az IG = 0 összefüggés. Ebbõl kifolyólag csak átviteli és kimeneti jelleggörbékrõl beszélhetünk. Tipikus jelleggörbéket az 7-39 ábrán láthatunk.

7-39 ábra: Az IGBT átviteli (a), és kimeneti (b) jelleggörbéje. Az IGBT-ket szinte kivétel nélkül kapcsolóüzemben alkalmazzák. Az IC, VCE síkban behatárolhatók az IGBT mûködési tartományai. Bekapcsolt állapotban a munkapont az IC tengely közelében van, a feszültségesés VCE=VCESAT=2V...5V értékû. Kikapcsolt állapotban a munkapont gyakorlatilag a VCE tengelyen található. A tengelyektõl távol esõ-, itt telítésnek nevezett tartományban csak átmenetileg tartózkodik a munkapont, mivel itt nagyok a veszteségek. VCE0 esetén is történik letörés, de sokkal nagyobb feszültségnél (BVCE). A mai IGBT-ket általában 600V, vagy 1200V letörési feszültségre készítik, mivel ez elégséges a különbözõ hálózati táplálású berendezések építéséhez. Az átviteli jelleggörbe (7-39a ábra) hasonlít a MOSFET-ek átviteli jelleggörbéjéhez, csak a küszöbfeszültség (VT) nagyobb (rendszerint 4V...8V). Az IGBT bekapcsolási áram- és feszültség jeldiagramjai (7-40 ábra) és az azt jellemzõ intervallumok hasonlóak a 7-29 ábrán látható MOSFET kapcsolás 7-30 ábrán bemutatott jeldiagramjaihoz. Ezenkívül a bekapcsolási áramköri modellek is hitelesen használhatók az IGBT elemzésénél. A MOSFET vDS(t) jeldiagramjához (7-30 ábra) hasonlóan alakul a vCE(t) diagram a tfv2 intervallumban, két megjegyzéssel. Egyrészt az IGBT Cgc parazita kapacitása mgnövekszik kis feszültségnél, másrészt a P+ tartomány okozta vezetésmoduláció viszonylag lassan jön létre, így a vCE(t) feszültség az IGBT-n nem esik le azonnal a bekapcsolt állapotra jellemzõ értékre. Az IGBT-k kikapcsolására jellemzõ feszültség és áramdiagramok a 7-41 ábrán láthatóak. Az elsõ td(ki) és trv intervallumokban az IGBT a MOSFET-ekre jellemzõ módon viselkedik. Hasonlóképpen, az ott használt áramköri modellek érvényesek.

- 262 -

7-40 ábra: Az IGBT bekapcsolási áram- és feszültségdiagramjai. Az IGBT és MOSFET-ek kikapcsolási jeldiagramjai között az áramdiagramon mutatkoznak eltérések, ahol két jellemzõ intervallumot különböztetünk meg. Az áram gyors csökkenése a tfi1-es intervallumban játszódik le, hasonlóképpen a MOSFET-ekhez. A kollektoráram ellaposodása a tfi2-es intervallumban következik be az N-rétegben raktározott töltések miatt. Ennek a töltéstöbbletnek az eltávolítása a csatornából csak rekombinálódással lehetséges. Mivel a töltések élettartama a csatornában elég nagy, így tfi2 értéke is nagy lesz, sajnos ez növeli a kikapcsolás közben keletkezõ veszteségeket. Az IGBT-knél a biztonságos mûködés határait a letörési feszültségek (BVCE, BVGE) a maximális áram (ICMAX), és a maximális veszteségi teljesítmény (PDMAX) alkotják. A fontosabb üzemeltetési adatok a VCESAT telítési feszültség és a VT küszöbfeszültség. A kisebb teljesítményû típusokat különbözõ mûanyag tokozásokban készítik, nagyobb teljesítményeknél a modul tokozás az elfogadott. Gyakran az alkalmazás megkönnyítése céljából több IGBT-t és más alkatrészt építenek egy tokozásba (félhíd- és hídkapcsolások).

- 263 -

7-41 ábra: Az IGBT kikapcsolási áram- és feszültségdiagramjai. Az IGBT-k meghajtása a MOSFET-ek meghajtásához hasonlóan történik. Figyelembe kell venni, hogy az IGBT-k vezetési küszöbfeszültsége valamennyivel nagyobb, a parazita kapacitásaik viszont kisebbek. A nagyobb IGBT-k meghajtásánál elõszeretettel alkalmaznak kétoldali táplálást. A negatív táprész gyorsítja a kikapcsolást és biztonságosabban fenn tudja tartani a kikapcsolt állapotot zavarok esetén.

- 264 -

8 A teljesítményelektronikai berendezések vezérlése és szabályzása Vezérlés alatt a teljesítményelektronikában a vezérelt kapcsolók vezérlõjeleinek elõállítását értjük. Egy berendezés mûködését egyrészt az alkalmazott kapcsolás topológiája és az alkatrészek paraméterei, másrészt a vezérlõjelek milyensége határozza meg. A vezérlõjelek a teljesítményelektronikában mindig digitális jellegûek: vagy a kapcsoló bekapcsolását kezdeményezik, vagy a kikapcsolást. Így a vezérlõberendezések kimenete mindig digitális jellegû. Négyszögjeleket kell elõállítani változó vagy állandó frekvenciával illetve kitöltési tényezõvel. A vezérlõjelek képzése történhet valamilyen rögzített minta alapján, de nem ez a jellemzõ. Általában szükséges valamilyen visszacsatolást alkalmazni, hogy szabályozni tudjuk az átalakító kimeneti mennyiségeit (áram, feszültség, frekvencia stb.) a terhelés és a bemeneti feszültség változásai ellenében. Visszacsatolás nélkül a bemeneti változások átképezõdnek a kimenetre, a terhelés növekedése viszont általában a kimeneti feszültség esését okozza. A teljesítményelektronika fejlõdésének kezdeti szakaszában a szabályzás megfelelõ analóg berendezésekkel: hibaerõsítõkkel, analóg modulátorokkal történt. Mára ez a hozzáállás csak a kapcsolóüzemû tápegységeknél jellemzõ. A tápegységekhez számos analóg integrált áramköri megoldás áll rendelkezésre, beépített modulátorral, hibaerõsítõkkel, meghajtó- és védõáramkörökkel. A motorhajtásoknál a vezérlési és szabályzási feladatok sokrétûsége folytán már régóta a digitális megoldások kerültek az elõtérbe. Itt általában egyidõben több vezérlõjelet kell elõállítani, több kimeneti változót kell figyelni és szabályozni. A korábbi analóg jellegû próbálkozások ellenére a fejlõdés iránya határozottan a digitális technika felé mutat. Szerepet kapnak a szoftveres programozású berendezések (mikroprocesszorok, mikrovezérlõk, szignálprocesszorok), de a hardveres programozású berendezések (PLD) is. A csatát a digitális berendezések javára a nagyobb flexibilitás és megbízhatóság döntötte el.

8.1

Analóg vezérlõk és szabályzók felépítése

Az analóg vezérlõk többsége állandó frekvenciájú impulzus-szélesség modulált (PWM) négyszögjelet állít elõ, mivel a tápegységek vezérlése általában ilyen jelekkel történik. Léteznek olyan tápegységek is, amelyeknél a kapcsolótranzisztor kikapcsoltvagy bekapcsolt állapotának az ideje az állandó, a frekvencia változó. Ez utóbbi megoldás hátránya, hogy a tápegységben képzõdõ zavarjelek spektruma is változó, nemcsak az egyes komponensek nagysága, hanem a helyzetük is módosul mûködés közben, így nehezebb a megfelelõ szûrés biztosítása. A 2.2 fejezetben ismertetett egyenfeszültség átalakítóknál a kimeneti feszültséget impulzus-szélesség modulációval (PWM) tudjuk változtatni. Minden ott ismertetett átalakítónál az impulzus-szélesség illetve a kitöltési tényezõ növelése a kimeneti feszültség növekedését eredményezi és viszont.

- 265 -

A PWM váltóirányítók (2.3 fejezet) kapcsolótranzisztorainak vezérlése is állandó frekvenciájú négyszögimpulzusokkal történik. Az impulzusok kitöltési tényezõje viszont állandósult üzemben is változik, a moduláló jel ütemében. A kimeneti feszültség a legtöbb rezonáns átalakítónál (2.5 fejezet) a kapcsolási frekvencia függvénye. Ebbõl kiindulva, az átalakítók vezérlõegységeinek fõ része egy feszültségvezérelt oszcillátor (voltage controlled oscillator - VCO) kell, hogy legyen. A hibaerõsítõ és a VCO a kimenet és a kapcsolók meghajtó egysége közötti visszacsatoló ágban helyezkedik el.

8.1.1 Analóg modulátorok felépítése A tápegységek szabályzása úgy történik, hogy a visszacsatoló ág kimenete változtatja a vezérlõimpulzusok szélességét. Attól függõen, hogy a visszacsatoló áramkör bemenetén csak feszültség, vagy bizonyos áram is jelen van, megkülönböztetünk:  feszültségvezérlést (8-1 ábra),  árambecsatolt vezérlést (8-5 ábra). T

Lf

R1 D RL

+

Vd

Cf

Vo

R2

Meghajtó Vp PWM komparátor

Vc Alapjel (Vref) Vr

Hibaerõsítõ

Fûrészjel generátor

8-1 ábra: A feszültségvezérlés tömbvázlata buck átalakítóra alkalmazva. Elemezve a feszültségvezérelt PWM áramkört (8-1 ábra) látható, hogy a kimeneti feszültségrõl az információt az R1-R2 feszültségosztóról kapjuk. A hibaerõsítõ összehasonlítja a leosztott kimeneti feszültséget (VO) az alapjellel (VREF), majd a különbséget feldolgozva állítja elõ a VC vezérlõfeszültséget. A vezérlõfeszültséget (VC) a PWM komparátor a segédoszcillátorban elõállított állandó frekvenciájú és amplitúdójú fûrészfeszültséggel (Vr) hasonlítja össze. A fûrészfeszültség lefutó élét követõen a PWM komparátor kimenete (VP) magas logikai szintre ugrik, ami a kapcsolótranzisztor bekapcsolását eredményezi. A kikapcsolás akkor történik, amikor a fûrészfeszültség felfutó szakasza meghaladja a vezérlõfeszültséget. A 8-2 ábrán a fûrészjellel mûködõ modulátor idealizált feszültségdiagramjai láthatók. A fûrészjelet vr-rel jelöltük, vc a vezérlõjel, vP a modulátor kimeneti jele. Adott periódusra a PWM jel kitöltési tényezõjének értéke a 8-2 kifejezéssel számítható: - 266 -

d

vc Vˆ

8  1

r



ahol Vr a fûrészjel csúcstól-csúcsig mért értéke: 

Vr  VTH  VTL

(8  2)

VTH Vr

Vc

VTL

t Vp

t 0

DTs

Ts

8-2 ábra: Az impulzus-szélesség moduláció feszültségdiagramjai. Elvileg a moduláció a 8-1 ábrán bemutatott módon egy egyszerû feszültségkomparátorral is megvalósítható, de a gyakorlatban a 8-3 ábrán vázolt összetettebb megoldást alkalmazzuk. A vezérlõimpulzus (vP) indítása a CLK órajellel történik. Az órajel minden felfutó élénél az RS típusú bistabil áramkört szeteljük, majd amikor a komparátor érzékeli, hogy a fûrészjel meghaladta a vezérlõjel értékét, reszeteljük a flip-flopot. PWM komparátor Vp Meghajtó

Vo Vc

Q

Alapjel (Vref)

R Vr

Hibaerõsítõ

FF S

CLK

Fûrészjel generátor

8-3 ábra: Impulzus-szélesség modulátor gyakorlati megoldása. A bistabil áramkör alkalmazása azért szükségszerû, mert így biztosítható, hogy egy perióduson (Ts=1/fs) belül a PWM jel csak egy impulzust tartalmazzon. Egyszerû komparátoros modulátornál a teljesítményfokozatból eredõ zavarójelek hatására a kimeneten egy perióduson belül a logikai jelszint, gyors ütemben, többször megváltozhat. Elsõsorban a kapcsolótranzisztor bekapcsolását és kikapcsolását követõ pillanatokban kell tartani a PWM jel oszcillatorikus viselkedésétõl, mivel ekkor jelentkeznek jelentõs zavarok. A közvetlen következmény a kapcsolótranzisztor többszöri ki-bekapcsolása, ami a kapcsolási (dinamikus) veszteségek rohamos növekedéséhez vezet. Ha a bistabil áramkör logikai egyesre állítását a segédoszcillátor végzi, az minden

- 267 -

periódusban csak egyszer fog megtörténni. Ebbõl kifolyólag a nullára történõ visszaállítás is (amit a PWM komparátor végez) csak egyszer történhet meg. Az ismertetett megoldásokban a fûrészjel amplitúdója állandó, így konstans értékû vezérlõfeszültség állandó kitöltési tényezõjû PWM jeleket eredményez. Egyes integrált modulátoroknál lehetséges a fûrészjel amplitúdójának módosítása. Rendszerint az átalakító bemeneti feszültségével arányosan változtatják a fûrészjel amplitúdóját, ezt hívják elõrecsatolásnak (feedforward). Az elõrecsatolás értelme, hogy a bemeneti feszültség emelkedésekor a kitöltési tényezõ lecsökken anélkül, hogy a hibaerõsítõ korrigálná a vezérlõfeszültséget. Hullámzó bemeneti feszültség mellett részben az elõrecsatolás szabályozza a kimeneti feszültséget, a hibaerõsítõre sokkal kevesebb feladat hárul. Azonos felépítésû hibaerõsítõ mellett jelentõsen csökken a bemenetrõl a kimenetre terjedõ hullámosság. Az inverterkapcsolások analóg modulátorai rendszerint háromszögjellel mûködnek. Az idealizált feszültségdiagramokat a 8-4 ábrán láthatjuk. Itt is meg kell akadályozni a periódusonkénti többszöri ki-bekapcsolást megfelelõ logikai áramkörök segítségével. Vc t

Vr Vp

t 0

Ts

8-4 ábra: PWM inverter modulátorának idealizált feszültségdiagramjai. A PWM jel képzésének másik eszköze az árambecsatolt modulátor, ami a 8-5 ábrán bemutatott áramkörrel valósítható meg. Az árambecsatolt PWM esetében a visszacsatolási áramkörnek két bemenete van: egy feszültség és egy áram. A feszültség ág a hibaerõsítõn keresztül valósul meg, itt történik a tervezett Vo szabályzása. A másik visszacsatolási ág az áramvisszacsatolás, mely egy kis ellenállásértékû ellenállásból (mint áramfigyelõbõl), valamint egy feszültségerõsítõbõl (A) áll. Ez az erõsítõ az ellenállással együtt a segédjelet állítja elõ, melyenek értéke:

8  3 V2  AR f iL lesz. Mivel iL változásai közel lineárisak, ezért a segédjel is idõben lineárisan változik. A segédjel elõállítható a tekercs árama helyett a kapcsolótranzisztor áramának figyelésével is. Ebben az esetben a jel csak addig nullától különbözõ, amíg a tranzisztor be van kapcsolva, de a szabályozáshoz ezen túl nincs is rá szükség. A mûködési elvet a 8-6 ábrán követhetjük végig. A flip-flop szetelése itt is az órajellel (CLK) történik. Amikor az áramjel meghaladja a vezérlõjelet, reszeteljük a flipflopot, a kimeneti jel (VP) alacsony logikai szintre esik vissza. Ezzel az algoritmussal a

- 268 -

moduláció mellet a kapcsolótranzisztor egy perióduson belüli többszöri ki-bekapcsolását is megakadályoztuk. T

Rf

Lf

R1 D RL

+

Vd

Cf

Vo

R2

Áramjel erõsítõ

Meghajtó PWM komparátor Vp Q

R Alapjel (Vref)

Vc FF

(a)

Feszültség hibaerõsítõ CLK Oszcillátor

S

8-5 ábra: Árambecsatolt modulátort megvalósító elvi kapcsolás. S

t

Vc ARf i L t 0

DTs

Ts

R

t

Vp t

8-6 ábra: Árambecsatolt modulátor feszültségdiagramjai. Az árambecsatolt modulátorból származó nyilvánvaló elõny, hogy a vezérlõjel korlátozásával az átalakító árama is korlátok között tartható, nincs szükség külön áramkörre a túláramvédelemhez. A másik elõny, hogy az átalakító kimeneti feszültségének szabályzása egyszerûbbé válik: az áramjel figyelésével a szabályozókör hamarabb értesül az átalakítóban történõ változásokról, így a feszültségszabályzónak nem

- 269 -

kell hirtelen reagálnia. Ezzel a feszültségszabályzó méretezése egyszerûbbé, mûködése stabilabbá válik. Hátránynak számít, hogy az áramjel zavarokat tartalmaz, különösen a tranzisztor bekapcsolását követõ pillanatokban. A zavarok hatására a bistabil áramkör idõ elõtt reszetelõdhet, ami téves modulációt eredményez. A megoldást az áramjel megfelelõ szûrésében kell keresni. Egy másik hátrány, hogy az árambecsatolt modulátor a bemutatott alapváltozatban csak 50%-os kitöltési tényezõig mûködhet stabilan, ez fölött úgynevezett kapcsolási instabilitás lép fel. Az instabilitás következtében a állandó vezérlõjel mellett is a kitöltési tényezõ kaotikusan változik. A jelenség matematikai magyarázata meglehetõsen bonyolult, de a lényeg a 8-7 ábra alapján hozzávetõlegesen megérthetõ. Abból a feltételezésbõl kell kiindulni, hogy 50% feletti kitöltési tényezõ esetén az átalakító tekercsének árama lassabban emelkedik a kapcsolótranzisztor bekapcsolt állapotában a kikapcsolt állapotra jellemzõ csökkenés gyorsaságához képest (8-7a ábra). Ennek következtében, a kapcsolótranzisztor vezetési idejének kis megváltozásakor (ennek oka lehet a ÄIL zavarójel) a soron következõ kikapcsolt állapotban a tekercs áramának jelentõs megváltozásához vezet (8-7b ábra). Az újabb periódusokban a tekercs árama mind jobban eltér a 8-7a ábrán megadott stabil viselkedéstõl, hol nulla értékre esik le (szakadásos üzem lép fel), hol a felsõ határértékbe ütközik. A fellépõ szubharmónikus oszcillációk szabálytalanul ismétlõdnek, a modulátor nem képes visszatérni a stabil mûködéshez. iL I2

I1

(a) t 0

Ts

2Ts

3Ts

iL I2

I1

(b)

I 0

t Ts

2Ts

3Ts

8-7 ábra: A kapcsolási instabilitás magyarázatát szolgáló diagramok (a) stabil mûködés, (b) instabil mûködés esetére. A megoldás kulcsa kétféle lehet. Az egyik, hogy a kapcsolótranzisztor vezérlõimpulzusainak kitöltési tényezõjét 50% alatt tartjuk. Ez több átalakító kapcsolásnál már eleve így van. Fontos megjegyezni, hogy kétütemû kapcsolásoknál (pl. push-pull átalakító) a két tranzisztor együttes vezetési ideje nem haladhatja meg az 50%ot. Ez komolyan korlátozza a kapcsolás alkalmazhatóságát.

- 270 -

A másik megoldásnál egy fûrészjellel módosítjuk az áramjelet úgy, hogy a felfutási meredekség ne legyen kisebb a lefutási meredekségnél (8-8 ábra). AR fi +Vr L

AR fi L Vr t 0

Ts

2Ts

3Ts

8-8 ábra: A kapcsolási instabilitás megszüntetése fûrészjel hozzáadásával. Lehetséges olyan árambecsatolt vezérlõegység kialakítása is, amelynél az áramjelet nem komparátoron, hanem hiabaerõsítõn keresztül csatoljuk be. Így a zavarérzékenység minimálisra csökkenthetõ és kapcsolási instabilitás sem jelentkezik. Hátrány viszont, hogy a túláramvédelem nem reagál azonnal, amint a tekercs- illetve a kapcsoló árama meghaladja a határértéket, a reakcióidõ az áram-hibaerõsítõ frekveciakompenzációjától függ. A hibaerõsítõk ilyen, kaszkád kötésérõl a 8.1.2 szakaszban lesz szó . Mindkét PWM vezérlési algoritmus megvalósítására számos integrált áramkör áll rendelkezésre. Ezek a fent leírt egységek mellett más hasznos funkciókat is tartalmaznak (ellenfázisú PWM jelek képzése a többtranzisztoros kapcsolásokhoz, csúcsáramkorlátozás, lágyindítás, hõvédelem, kitöltési tényezõ korlátozása, meghajtófokozat, elégtelen tápfeszültség elleni védelem stb). A rezonáns átalakítók vezérlõegységének felépítését nagyban befolyásolja az alkalmazandó rezonáns átalakító típusa és az alkalmazott üzemmód. A rezonáns terhelésû átalakítóknál (2.5.2 szakasz) a diszkontinuális üzemmód megvalósításához a VCO-t egy monostabil áramkör követi (8-9 ábra). A monostabil kör kvázistabil idõtartamát úgy kell beállítani, hogy a kapcsoló bekapcsolási ideje hosszabb legyen, mint a rezonáns periódus fele, de kevesebb, mint egy rezonáns periódus. Neminvertáló bemenet

A

Invertáló bemenet

Hibaerõsítõ frekveciakompenzációj a RVCO Frekvenciabeállítás CVCO

Feszültségvezérelt oszcillátor (VCO)

Monostabil áramkör (MM)

A kimenet Csatornaválasztás

Idõzítõ RC tag

8-9 ábra: Soros és párhuzamos terhelésû rezonáns átalakító vezérlõegysége.

- 271 -

B kimenet

Ugyanennél az átalakítónál kontinuális üzemben az egyes kapcsolók vezetési ideje a kapcsolási periódus fele. Ekkor nincs szükség a monostabil áramkörre. A rezonáns kapcsolós (ZVS, ZCS) átalakítóknál (2.5.3 szakasz) az egyik kvázistabil periódus konstans, a másik változó, ezért ezeknek az átalakítóknak a vezérlõegységei a VCO mellett tartalmaznak egy monostabil áramkört is (MM, 8-10 ábra), amely a vezérlõimpulzus idõtartamát határozza meg.

8-10 ábra: Vezérlõegység ZCS rezonáns átalakítóhoz (a) és ZVS rezonáns átalakítóhoz (b). Mivel a VCO vezérli az MM monostabil áramkört, ezért a monostabil kimenetén megjelenõ impulzusok frekvenciája egyenlõ a VCO frekvenciájával. A vezérlõegység fontos része még a nullaátmenet érzékelõ, amely ZCS-nél áramot, ZVS-nél feszültséget figyel. Létezik egy másik fajta rezonáns vezérlõegység is, amely állandó frekvenciával, de változtatható fázisú impulzusokkal mûködik. Ebben az esetben a hibaerõsítõ az impulzusok közötti fázistolást változtatja. A fázistolást monostabil áramkörrel hozzuk létre. A pszeudorezonáns félhíd és hídkapcsolásokat (2.5.3 szakasz, 2-101 ábra) ilyen vezérlõegységgel mûködtetjük. A piacon nagy választék van a rezonáns átalakítók vezérlésre kifejlesztett integrált vezérlõegységekbõl. Ezek rendszerint a következõ blokkokból állnak: hibaerõsítõ, segédoszcillátor, monostabil áramkör, bistabil áramkör, referens feszültségforrás, logikai és védelmi blokk. Elvileg mikroprocesszorokkal illetve mikrovezérlõkkel is kiépíthetõ a PWM vezérlõegység, de a tápegységeknél ez nem jellemzõ. Kivételt képeznek egyes nagyteljesítményû és bonyolult vezérlést igénylõ berendezések, mint pl. a hegesztõtápok. A fõ nehézség a processzoros vezérlésnél elsõsorban a kellõ frekvenciájú és kellõ - 272 -

felbontású PWM jel megvalósítása. Digitális vezérlési algoritmusokkal késõbb, a 8.2 fejezetben foglalkozunk.

8.1.2 Hibaerõsítõ-kapcsolások Az átalakítóknál alkalmazott hibaerõsítõk szerepe, hogy a kimeneten mért értéket (feszültség, áram, teljesítmény, hõmérséklet, fordulatszám stb.) összehasonlítsák az alapjellel, elvégezzék a megfelelõ jelfeldolgozást és elõállítsák a vezérlõjelet a modulátor számára. A jelfeldolgozás általában a hibajel képzésével indul: a kimeneti jelbõl kivonódik az alapjel. A hibajelet erõsítõ-, integráló-, esetleg differenciáló tagon keresztülbocsátva kapjuk a vezérlõjelet. A hibaerõsítõ kapcsolások kivitelezése függ a kimeneti jel (VO) elõjelétõl. A 8-11 ábrán a pozitív kimeneti jelnél (feszültség) alkalmazandó kapcsolást láthatjuk. A kimeneti jel esetleges növekedése pozitív hibát okoz, ezt invertáló fokozattal földolgozva a vezérlõjel negatív irányba mozdul el (csökken). Zc R1 Vo>0

Av

Vezérlõjel

R2 R3 VREF>0

8-11 ábra: Hibaerõsítõ kapcsolás pozitív kimeneti feszültség szabályzására. A modulátorok többségénél a vezérlõjel csökkenése a kitöltési tényezõ csökkenését vonja maga után, ami a továbbiakban a kimeneti jel csökkenését okozza. Így jön létre negatív visszacsatolás, aminek köszönhetõen a kimeneti jel a következõ szinten stabilizálódik:  R  8  4 VO  1  2   V REF R  1  Az R3 ellenállásnak mellékes szerepe van: a hibaerõsítõ bemeneti áramaiból eredõ ofszetet hivatott kompenzálni. Optimális értéke az R1 és R2 párhuzamos kötésének felel meg. A hibaerõsítõ átviteli függvényét és ez által a kívánt jelfeldologozást a Zc kompenzáló impedanciával állítjuk be. Az alkalmazott mûveleti erõsítõ ezekben az esetekben rendszerint végtelen erõsítésûnek tekinthetõ. A kompenzáló impedancia megválasztásáról a következõ szakaszban szólunk. Negatív kimeneti jel esetén a hibaerõsítõt a 8-12 ábrán bemutatott módon valósítjuk meg. Itt a kimeneti jel abszolút értékének növekedése negatív hibát okoz. Ezt neminvertáló fokozattal feldolgozva következik be a vezérlõjel csökkenése, ami negatív visszacsatolást eredményez. Itt a kimeneti jel a következõ szintre áll be: R 8  5 VO   2  VREF R1

- 273 -

R1 Vo0

Zc R3

8-12 ábra: Hibaerõsítõ kapcsolás negatív kimeneti feszültség szabályzására. Az integrált vezérlõáramkörök többségében a hibaerõsítõ nem szokványos mûveleti erõsítõ (ideális feszültségerõsítõ nagy feszültségerõsítéssel, nagy bemeneti ellenállással, kis kimeneti ellenállással), hanem átviteli vezetõképességet (transzkonduktancia, Gm) megvalósító erõsítõ. Ennek célja a ZC kompenzációs impedancia becsatolásának megkönnyítése. Másrészt, a hibaerõsítõ rendszerint aszimmetrikus kimenetû (8-13 ábra), a hibajel a vezérlõjelet csak egy irányba tudja módosítani, az ellenkezõ irányba egy felhúzóellenállás vagy egy áramforrás mozdítja a feszültséget. Ig Vezérlõjel Hibajel

8-13 ábra: Transzkonduktanciát megvalósító aszimmetrikus hibaerõsítõ elvi rajza. Az átviteli vezetõképességgel mûködõ hibaerõsítõk elõnye, hogy több ilyen erõsítõ kimenete párhuzamosan köthetõ többszörös visszacsatolás esetén (8-14 ábra). Az átalakítók többségét úgy tervezik, hogy a szokásos feszültség-visszacsatolás mellett áram-visszacsatolást is alkalmaznak szabályzási vagy védelmi céllal. Egyazon átalakítóra alkalmazható még szükség szerint sebesség-visszacsatolás, hõmérséklet-visszacsatolás stb. Ig Gm

Vezérlõjel

Zc Gm

8-14 ábra: Transzkonduktanciát megvalósító aszimmetrikus hibaerõsítõk párhuzamos kötése és közös frekvencia-kompenzálása.

- 274 -

Természetesen a hibaerõsítõk közül mindig csak egy dominálhat, az amelyik legjobban lehúzza a vezérlõjelet. A különbözõ üzemmódokban (feszültségszabályzás, áramszabályzás, fordulatszámszabályzás stb.) mindig az illetékes hibaerõsítõ válik aktívvá. Hagyományos mûveleti erõsítõkkel is megoldható a hiberõsítõk kimeneteinek párhuzamos kötése a 8-15 ábrán bemutatott módon.

Hibajel 1

Av

Vezérlõjel

Hibajel n

Av

8-15 ábra: Hagyományos mûveleti erõsítõkkel megvalósított hibaerõsítõk kimeneteinek párhuzamos kötése. A hibaerõsítõk kimeneteinek párhuzamos kötése mellet igen gyakori a hibaerõsítõk kaszkád kötése is. Ilyenkor az elsõ hibaerõsítõ kimenete nem maga a vezérlõjel, hanem a következõ hibaerõsítõ alapjele. A kaszkád kötés utolsó tagja állítja elõ a vezérlõjelet a modulátor számára (8-16 ábra). Az FBi jelek az egyes szabályzott mennyiségek, REF1 az elsõ hibaerõsítõ alapjele. Az egyes hibaerõsítõk konkrét megvalósítása függ az illetõ szabályzott mennyiség elõjelétõl. Szabályzáshoz mindig negatív visszacsatolást kell megvalósítani. FB1

FB2

Zc1 R11

FBn

Zc2 R21

Av1

R12

R22

Zcn Rn1

Av2

Avn

Vezérlõjel

Rn2 REF1

8-16 ábra: Hibaerõsítõk kaszkád kötése. A kaszkád kötés valódi elõnye, hogy mindegyik hibaerõsítõn külön optimalizálható a frekvenciakompenzáció, így optimális dinamikus jellemzõk érhetõk el az átalakítónál (stabil mûködés, gyors beállás).

- 275 -

8.1.3 A stabilitás kérdése A teljesítményelektronikai berendezésekre alkalmazott szabályzásnak biztosítania kell a stabil mûködést. A stabil mûködés feltétele, hogy a hibaerõsítõ kellõ mértékben és kellõ sebességgel avatkozzon be az átalakító mûködésbe. A túl nagy illetve a túl gyors beavatkozás tartós vagy átmeneti oszcillációkhoz vezet, a lassú beavatkozás viszont késlelteti a kimenet beállását a kívánt értékre. A beavatkozás mértékét és sebességét a 8.1.2 pont alatt tárgyalt hibaerõsítõk megfelelõ frekvenciakompenzációjával befolyásoljuk. A 8-17 ábrán a különbözõ frekvenciakompenzációk eredményét szemléltetjük. A vizsgált berendezés állandósult állapotban stabil mûködést mutat. A terhelés ugrásszerû megváltozásai (8-17a ábra) viszont a kimeneti feszültségben különbözõ változásokat eredményeznek. 100% Io

(a) 10%

t

Vo

(b)

Vo

(c)

Vo

(d)

8-17 ábra: Egy tápegység viselkedése a terhelés ugrásszerû változásait követõen: (a) a terhelésfüggvény, (b) a kimeneti feszültség változásai az alulkompenzált esetben (c), túlkompenzált esetben, és (d) optimális kompenzáció mellett.

- 276 -

Az alulkompenzált esetben (8-17b ábra) a terhelés megváltozását követõen a kimeneti feszültség pszeudoperiódikus rezgésbe kezd, ami csak hosszú idõ után csillapodik. A túlkompenzálás eredménye a 8-17c ábrán látható lassú reakció, a berendezésnek hosszú idõre van szüksége, hogy visszaálljon a megfelelõ munkapontba. Az optimális kompenzációnak (8-17d ábra) köszönhetõen a kimeneti feszültség a lehetõ leggyorsabban, de túllövések nélkül stabilizálódik. A frekvenciakompenzáció méretezése megköveteli a berendezés körerõsítésének ismeretét. A körerõsítés meghatározható számításokkal vagy mérésekkel. Az átalakítók átviteli függvényeinek levezetésével a 6. részben foglakoztunk. Az ott bemutatott módszerekkel minden egyes átalakító típusra levezethetõ az átviteli függvény. Az ismert kapcsolásokra ezek a függvények készen megtalálhatók a szakkönyvekben. A körerõsítés az átalakító átviteli függvénye mellett tartalmazza a modulátor átviteli függvényét és a hibaerõsítõ átviteli függvényét. A modulátor átviteli függvénye egy állandó (a kitöltési tényezõ és a vezérlõfeszültség aránya). A hiberõsítõ átviteli függvénye lineáris áramkörelemzési módszerekkel vezethetõ le. Frekvenciakompenzáció nélkül a hibaerõsítõ átviteli függvénye konstans, nagy erõsítésnek felel meg, a kérdéses frekvenciatartományban. A körerõsítés mérésekkel történõ meghatározása amplitúdó és fázis mérésére alkalmas mûszereket igényel. A mérés elõnye a számításhoz képest, hogy mentes az esetleges modellezési hibáktól. A mérés módját illetõen a 8-18 ábrán megadott kapcsolás ad eligazítást. A mérést zárt hurok mellett kell végezni, mivel a nagy körerõsítésnek köszönhetõen az átalakító kis gerjesztõjel mellett is telítésbe vezérlõdne.

Táplálás

Kapcsolóüzemû átalakító

Kimenet

Modulátor Zc

Ro Tr1 C1 A

Vref

C2 + V1 -

+ V2 Szinusz generátor

8-18 ábra: A körerõsítés mérésére alkalmas kapcsolás. A változtatható frekvenciájú színuszos oszcillátor jelét a Tr1 transzformátorral juttatjuk be az átalakító kimeneti pontja és a visszacsatolás bemeneti pontja közé. E két pont váltófeszültségû komponenseinek (V2 és V1) aránya adja a körerõsítés amplitúdóját, a feszültségek között levõ fáziskülönbség viszont a körerõsítés fázisa. A váltófeszültségû komponenseket a C1 és C2 kondenzátorokon keresztül juttatjuk a mérõberendezésbe. Ma

- 277 -

léteznek olyan analizátorok amelyek az egész tartományra vonatkozó méréseket (némi beállítás után), gombnyomásra elvégzik és dokumentálják az eredményeket. Akár a számítási, akár a mérési módszer mellett döntöttünk, a frekvenciakompenzáció nélküli körerõsítésre a 8-19 ábrán látható diagramokat kapjuk. Alacsony frekvencián a rendszernek nagy a körerõsítése a hibaerõsítõ nagy erõsítése miatt. Az átalakító kimeneti szûrõjének köszönhetõen a körerõsítésnek még egy rezonáns kicsúcsosodása is jelentkezik a szûrõ határfrekvenciája közelében. A kicsúcsosodás mértéke csökken, ha az átalakítót erõsebben megterheljük. A csúcsot követõen a körerõsítés meredeken esik, ugyanakkor rohamosan növekszik a fáziskésés. Ha nem alkamazunk frekvenciakompenzációt, olyan mértékû fáziskésés jelentkezik kevéssel a rezonáns frekvencia felett, hogy a negatív visszacstolás pozitívra fordul, ugyanakkor a körerõsítés amplitúdója még jelentõs. Ez menthetetlenül instabilitáshoz vezet.

BA[dB]

log f 0

arg(BA)

log f

0 -90o -180o

8-19 ábra: A körerõsítés frekvenciamenete a hibaerõsítõ frekvenciakompenzációja nélkül. A frekvenciakompenzáció lényege, hogy a körerõsítést a kritikus (egységnyi) érték alá csökkentsük, még mielõtt pozitív visszacsatolás lépne fel. A 8.20 ábra az úgynevezett integráló kompenzátor hatását mutatja. A hiberõsítõre alkalmazott kapacitív visszacsatolással integrátort képezünk. Az integrátor tulajdonságaiból eredõen a körerõsítés a frekvenciatartomány jelentõs részében 20db/dec meredekséggel esik. Megfelelõ méretezéssel elérhetõ, hogy a kicsúcsosodást 0dB alá szorítsuk és ezzel stabil mûködést érjünk el. Sajnálatos módon a körerõsítés az integráló kompenzátor esetében már viszonylag alacsony frekvencián 0db alá esik, ami lassítja a szabályzást.

- 278 -

BA[dB]

log f 0

arg(BA)

log f

0 -90o -180o -270o

8-20 ábra: Integráló kompenzátor hatása a körerõsítésre. BA[dB]

log f 0

arg(BA)

log f

0 -90o -180o

8-21 ábra: Differenciáló kompenzátor hatása a körerõsítésre. Ha az integráló kompenzátor helyett differenciáló kompenzátort alkamazunk (pólus helyett nullát viszünk be az átviteli függvénybe, 8-21 ábra) elérhetõ, hogy a 8-19 ábrán a -40db/dec meredekségû szakasz (a kicsúcsosodás feletti rész) meredekségét -20db/dec-ra mérsékeljük, ugyanakkor a fáziskésést -90o-kal csökkentsük. Így is elvileg stabil mûködés érhetõ el. A gyakorlatban kizárólag csak nulla nem vihetõ be az átviteli - 279 -

függvénybe, hanem pólus is megjelenik, de ezt igyekezni kell a kérdéses frekvenciatartományon túlra helyezni. A gyakorlatban az integráló (I - integral) kompenzátort arányos-integrálóvá (PI – proportional-integral) alakítjuk, úgy, hogy a a hibaerõsítõ visszacsatoló ágába (Zc a 8-18 ábrán) egyszerû kondenzátor helyett soros RC tagot építünk. Ezzel a kondenzátor okozta pólus mellett egy nulla is megjelenik a hiberõsítõ átviteli függvényében. A nulla hatására a szabályzás sebessége lényegesen nõl. Az árambecsatolt modulátor (8-5 ábra) csökkenti a visszacsatolt rendszerben jelentkezõ késéseket, ugyanakkor a feszültségszabályzó számára az átalakító nem másodfokú, hem elsõfokú rendszerként mutatkozik. Ez könnyíti a frekvenciakompenzáció megvalósítását. Minden igyekezet ellenére megtörténhet, hogy az átalakító bekapcsolásakor a kimeneti feszültségben túllövések jelentkeznek, ami a fogyasztók számára beláthatatlan következményekkel járhat. A gyakorlatban ezeket a gondokat nem-, illetve nem (csak) a hibaerõsítõ kompenzációjával oldják meg. Ha a 8-22 ábrán bemutatott módon bekapcsoláskor korlátozzuk az alapjel növekedésének meredekségét, a szabályozókörnek elég ideje lesz a stabil munkapont elérésére és nem történik túllövés.

Táplálás

Kapcsolóüzemû átalakító

Kimenet

Ro

Modulátor Zc

R1

A

C1

Vref

D1

8-22 ábra: Az alapjel emelkedési meredekségének korlátozása induláskor a kimeneti feszültségtúllövések elkerülése végett.

8.2

Digitális vezérlõk és szabályzók felépítése

Mind az alkalmazott eszközök, mind a módszerek szempontjából a digitális vezérlés és szabályzás lényegesen eltér az analóg megoldásoktól. Itt általában nem céleszközökrõl van szó, hanem egy flexibilis digitális hardvert kell programozással alkalmassá tenni a feladat ellátásra.

- 280 -

8.2.1 Mikroprocesszorok, mikrovezérlõk, szignálprocesszorok A szabadon programozható vezérlõ egy olyan elektronikai készülék, amely sok más elektronikai alkatrészen kívül mikroprocesszort (mikrovezérlõt) és tárolót tartalmaz. A vezérlõ a bemeneten felvett információkat a tárolt program szerint feldolgozza és vezérli a kimenetet. A szabadon programozható vezérlõk komplett gépészeti berendezések, gyártástechnológiai készülékek, ill. termelõeszközök irányítására alkalmazhatók. A bemeneti jeleket nyomógomboktól, kézi kapcsolóktól, fénykapcsolóktól, végálláskapcsolóktól, közelítéskapcsolóktól, hõelemektõl stb. veszi át a vezérlõ. A kimenetekre kapcsolt reléken és mágneskapcsolókon keresztül motorokat indít, szelepeket nyit és zár stb. A jeleket feldolgozó programokat billentyûzeten keresztül visszük be a vezérlõegységbe. Eközben elvileg teljesen mindegy, hogy a szabadonprogramozható tartalmazza ezt a billentyûzetet, vagy pedig az egy külsõ programozókészülék, vagy hagyományos számítógép. A szabadonprogramozható vezérlõk alkalmazása a minimális programozási és a meghatározott szintû irányítástechnikai ismereteken kívül, pontos ismereteket igényel magáról a vezérlendõ folyamatról is. Valamennyi szabadon programozható vezérlõ, elvét tekintve, azonos felépítésû (8-23 ábra). Részei a következõk:  parancsbeviteli egység (billentyûzet a parancsbevitelhez és képernyõ)  információ feldolgozó egység (ez tartalmazza a mikroprocesszort és az állapottárolókat)  bemeneti/kimeneti egység. A vezérlési feladat megoldására elkészített utasításokat a parancsbeviteli egységen keresztül adjuk meg. A központi egység feldolgozza ezeket a parancsokat és vezérli a ki/bemeneti egységeket. Azokat a mûveleteket, amelyeket a hagyományos rendszerekben mágneskapcsolók, segédjelfogók, idõrelék, analóg szabályozók és azok összehuzalozásai végeztek el, most a központi egység hajtja végre. A be/kimeneti egység az információfeldolgozó egységet és az irányítandó folyamatot kapcsolja össze, és lehetõvé teszi, hogy a megkívánt mûködés a programnak megfelelõen fusson le. Azt mondhatjuk tehát, hogy a szabadon programozható vezérlõk alkalmazása esetén a mágneskapcsolóknál, jelfogóknál stb., a szükséges idõrabló szerelési és huzalozási munkák elmaradnak, mivel a kívánt kapcsolást csupán programozással hozzuk létre. Az is magától értetõdõ, hogy a gép mûködésében, pl. az üzembehelyezés alatt vagy akár késõbbi idõpontban is, a szükséges változtatásokat probléma nélkül elvégezhetjük. Annak, hogy a gépet közben teljesen átépítik, mindaddig, amíg a ki- és bemenetek száma nem változik, nincs jelentõsége. Egyszerû példaként megállapíthatjuk, hogy csupán egyféle szabadonprogramozható vezérlõvel rendkívül sokféle alkalmazási feladatot meg tudunk oldani. Egyszerû átprogramozással pl. egy présgép helyett, vezérelhetünk egy marógépet is.

- 281 -

8-23 ábra: Egy tipikus szabadonprogramozható vezérlõ felépítése. A nagy számítási igényû vezérlési feladatok megvalósításánál digitális szignálprocesszorokat (DSP processzor) alkalmaznak. Ma a fejlett technikának nincs olyan területe és eszköze ahol ne volna beépítve legalább egy DSP processzor, vagy egy vagy több eszköz amivel DSP számításokat lehet végezni. A DSP eszközök ma már nem drágák, különösen, ha azt vesszük figyelemben, hogy milyen viszonyban van a processzor ára és a megvalósított eszköz értéke. Mint korábban már említettük, a tápegységek világában a processzoros vezérlési megoldások nem jellemzõek. Villanymotor hajtásra viszont külön DSP családokat fejlesztettek ki. Ezek a processzorok a motor terhelésváltozásával és a vezérlõ algoritmussal összhangban reális idõben vezérlik a meghajtó fokozat kapcsolótranzisztorait. Ma már standard kivitelû frekvenciaváltókba is szerelnek DSP processzort. A DSP processzor képes a MHz körüli áram ellenõrzõ jeleket feldolgozni a megfelelõ reakciókat levezérelni és generálni a megfelelõ hatcsatornás PWM jelet a háromfázisú hídkapcsolás vezérlésére.

- 282 -

8.2.2 Mintavételezés, A/D és D/A átalakítás A természetes jelek általában folyamatosak, csak nagy ritkán impulzusszerûek. Ha ezeket a jeleket digitális rendszerrel, processzoros technikával akarjuk feldolgozni, a folyamatos jeleket át kell alakítani digitális jelekké vagyis számokká. A digitalizáció folyamán két fajta diszkretizáció történik még pedig elõször idõben (ún. mintavételezés), azután amplitúdó szerint (ún. kvantizáció). A digitalizáció folyamatát AD (analóg-digitális) átalakításnak nevezzük. Ezt a konverziót ún. AD konverterrel végezzük. Az AD átalakítással nyert jeleket mikroprocesszorral, mikrovezérlõvel vagy DSP processzorral dolgozzuk fel. Sok fajta mûvelet végezhetõ ezeken a jeleken. A feldolgozás után legtöbbször igény mutatkozik a feldolgozott számsorok analóg jellé való átalakítására. Ez a konverzió az ún. DA (digitális-analóg) átalakítóval valósítható meg. Egy digitális jelfeldolgozó rendszer vázlatos ábrázolása látható az 8-24 ábrán.

8-24 ábra: Digitális jelfeldolgozó rendszer vázlatos ábrázolása. A diszkrét jeleket, x(t)-t, általában folytonos jelek mintavételezésével állítjuk elõ. Ebben a szakaszban csak periódikus vagyis uniform mintavételezéssel foglalkozunk. Feltételezzük, hogy a mintavételezés ideális mintavételezõ áramkörrel történik (8-25 ábra). Az ideális mintavételezõ (8-25 ábra) tulajdonképpen egy impulzus-amplitúdó modulátor, vagy egyszerûen szorzóáramkör. Mûködését a következõ egyenlettel írjuk le: 8  6 x  t   ct xt  ahol c(t) a mintavevõ jel (egy periódikus impulzussorozat), x(t) pedig a folytonos jel amelyiket mintavételezzük. A mintavevõ jel a következõ egyenlettel írható le: 

ct  

8  7

  t  nT 

n  

ahol á(t) a Dirack impulzus.

8-25 ábra: Periódikus mintavevõ áramkör. A mintavételezett jel így a következõ kifejezéssel adott: 

x  t  

8  8

 xnT  t  nT 

n  

- 283 -

A mintavételezés folyamatát a 8-26 ábra szemlélteti

8-26 ábra: Mintavételezés folyamata folytonos jel esetén.

8.2.3 Szintillesztés, csatolásmentesítés, védelmek A digitális-, de gyakran az analóg vezérlõberendezéseket sem csatoljuk közvetlenül a teljesítményelektronikai áramkörhöz. Ennek biztonságtechnikai és zavarvédelmi okai vannak. A jelek átvitelét optocsatolókkal vagy impulzustranszformátorokkal oldjuk meg. LED és fototranzisztor kombinációjából épül fel az optocsatoló. A vezérlõjel hatására a LED fényt bocsát ki és gerjeszti a fototranzisztort. Ilyen módon különbözõ jelek galvanikus csatolás nélküli átvitele lehetséges. Több szempontból is elõnyös az optocsatolós megoldás a transzformátoros csatolásmentesítés helyett (méretek, tartósság, fogyasztás), hátrány viszont, hogy az optocsatoló mindkét oldalán táplálást kell biztosítani. Az optocsatolókat általában digitális jelek átvitelére alkalmazzuk. A digitális jelek átvitelét egyszerûsíti, ha fototranzisztor után a kimeneti oldalra beépítenek egy impulzuserõsítõt is, amely megfelelõképpen formálja a jeleket. Az analóg jelek átvitele közönséges optocsatolókkal nehézkes, mert az optocsatoló átviteli jellemzõi idõben-, hõmérsékletre stb. jelentõsen változnak. Léteznek úgynevezett optikai erõsítõk, amelyek ezeket a csúszásokat megfelelõ belsõ visszacsatolásokkal ki tudják küszöbölni. Ilyen optikai erõsítõkkel megoldható pl. a motor fázisáramainak figyelése és átvitele a vezérlõberendezésbe, galvanikus csatolás nélkül.

- 284 -

8.2.4 Beállítások, kijelzések A teljesítményelektronikai átalakítókhoz a gyártó mellékel egy használati útmutatót, amelyben az adott berendezés funkcionális gombjainak kezelése, funkcióinak ismertetése és ezek beállítási módjai találhatók. Mivel a felhasználónak ezen beállításokról visszajelzést kell nyernie, ezért ezek az átalakítók megfelelõ kijelzõt is tartalmaznak. Ezek a kijelzõk lehetnek: hétszegmensesek vagy mátrix kijelzõk, a kijelzendõ információ fajtájától és mennyiségétõl függõen.

8.3

Digitális vezérlési algoritmusok

A digitális vezérlésben és szabályzásban két hozzáállásnak lehetünk szemtanúi. Az egyik az analóg technikából ismert P, PI, PID algoritmusokat ülteti át a digitális vezérlõkbe. A másik új algoritmusok után kutat, amelyek az analóg technikában nem léteztek, vagy megvalósításuk nehézkes lenne.

8.3.1 Hagyományos algoritmusok digitalizálása A hagyományos, analóg irányítási rendszerek legjellegzetesebb információfeldolgozási feladatát a szabályozók végzik. A szabályozó a szabályozási körnek az a része, amely összehasonlítja a szabályozott jellemzõbõl származó ellenõrzõ jelet az alapjellel, és a megállapított szabályozási eltéréstõl (hibától) függõen befolyásolja a beavatkozó, illetve a módosító jellemzõt. A szabályozó bekötését és feladatát a 8-27 ábra illusztrálja.

8-27 ábra: A szabályozási kör tömbvázlata. A szabályozási kör tehát, a következõ alapvetõ funkciókat látja el:  fogadja az érzékelõ szerv által szolgáltatott, és a szabályozott jellemzõtõl függõ ellenõrzõ jelet  létrehozza az alapjel és az ellenõrzõ jel közötti különbséget,  a hibajelen olyan jelformálást végez, hogy a szabályozó kimenetén megjelenõ beavatkozó jel olyan módosítást eredményezzen a módosított jellemzõn, hogy a szabályozási rendszer megfeleljen az elõírt minõségi követelményeknek. Minden szabályozó legalább három szerkezeti egységbõl áll:  alapjelképzõ,  különbségképzõ  és jelformáló szervbõl.

- 285 -

A különbségképzõ szerv, csak olyan jellemzõket tud egymással egybevetni, csak olyan jellemzõk között tud különbséget képezni, amelyek fizikai szempontból azonosak tehát például hosszúságok, feszültségek, erõk, azonosan kódolt digitális információk stb., különbségét képezheti. A szabályozó jelformálását leíró u(e) függvénykapcsolat, általános esetben nemlineáris differenciálegyenlettel jellemezhetõ. A lineárisnak tekinthetõ szabályozott szakaszok szabályozására, többnyire relatív egyszerû felépítésû, folytonos vagy mintavételezett, lineáris vagy diszkrét kimenetû szabályozókat is alkalmazhatunk. A PID szabályozó átviteli függvénye, a következõ módon írható fel:   1 U  p Wr  p    k r 1   TD p  8  9 E p  TI p  Az ilyen átviteli függvénnyel rendelkezõ szabályozó kr, TI és TD, megfelelõen széles határok között történõ beállítási lehetõsége esetén, többnyire a szigorú minõségi követelményeket kielégítõ rendszerekhez is alkalmazható. Egyes tagok kihagyásával, a PID szabályozókból leszármaztathatók az egyszerûbb, P, I, PI és PD szabályozók. A folytonos szabályozók mûködési algoritmusa, mintavételezés, AD átalakítás és processzoros jelfeldolgozás alkalmazásával digitalizálható. Az így megvalósított szabályozó a megvalósítás módját illetõen nevezhetõ digitális szabályozónak.

8.3.2 Új algoritmusok a digitális vezérlésben Lotfi A. Zadeh a 60-as évek közepén vezette be az ún. fuzzy halmazokat, amelyek a mûszaki feladatok egy új koncepció szerinti megfogalmazását és tárgyalását tették lehetõvé. Bevezette a nyelvi változó fogalmát, mivel az emberi nyelv szavaival és mondataival történõ jellemzés egyszerûbb, tömörebb és gyorsabban kiértékelhetõ lehet. A fuzzy logika kezelni tud olyan összetett vezérlési feladatokat mint pl.: robot kar mozgatása, kémiai vagy termelési folyamatok vezérlése és ehhez nincs szüksége a vezérelt berendezés matematikai modelljére, csak a szabályozni kivánt érték(ek)re. Napjainkban a fuzzy logikák legfontosabb alkalmazási területét az irányítástechnikai berendezések képezik. A módszer elterjedése különösen olyan esetekben látványos, ahol a klasszikus módszerek a folyamat matematikai modelljének a hiányában nehézkesen alkalmazhatók. A fuzzy irányítórendszerekben az irányítás tapasztalatokból és megfigyelésekbõl nyert szabálybázison alapszik, ami nem okvetlenül kívánja meg a matematikai modell ismeretét. Fuzzy irányítási rendszer összetevõi :  FUZZYFIKÁLÁS - a fuzzyfikálást végzõ egység feladata a megfigyelt értékek fuzzy számokká történõ átalakítása.  ADATBÁZIS - feladata, hogy mind a megfigyelési, mind a következtetési univerzumok számára tartalmazza a nyelvi változók jellemzõ adatait, melyek a megfigyelések fuzzyfikálásánál és a következtetések ,,kiszámításánál” kerülnek felhasználásra.  SZABÁLYBÁZIS – az alkalmazott fuzzy következtetési módszerek elsõsorban kompozíciós általánosított modus ponens (GMP) elvre épülnek, ezért a szabálybázis: ha U, akkor V  U  V típusú szabályokat tárol. A szabálybázis feladata, hogy az összes fuzzy-szabályhoz tartalmazza a szabályt leíró valamennyi megfigyelési és következtetési nyelvi értéket. - 286 -

 A FUZZYDÖNTÉS-eket az ún. ,,döntési logikai egység” valósítja meg. Ennek a feladata, hogy az adatbázis adataival és a szabálybázis szabályaival kialakítsa a megfigyeléshez tartozó fuzzy következtetéseket.  A DEFUZZYFIKÁLÁS mûveletét végzõ ,,defuzzyfikáló egység” interfészként mûködik. Feladata, hogy a ,,döntési logiká”-ból érkezõ fuzzy halmazokat visszaalakítsa a beavatkozó jelek határozott értékeivé, melyek az irányított folyamatot a kívánt értelemben befolyásolják. A defuzzyfikálást többféle módon lehet végezni:  Maximális tagsági értékû elem keresése: Itt azt az alaphalmazbeli elemet keressük, melyhez a maximális tagsági érték maximális. A módszer hibája, hogy több alaphalmazbeli elemnek lehet ugyanolyan maximális tagsági értéke, így ezek megkülönböztetése nem egyértelmû.  Maximumok átlagolása: Itt nem a maximális tagsági értékû elemet, hanem azok átlagát választjuk a fuzzy halmaz legjellemzõbb elemének. E módszer hibája lehet például, hogy a vele kiválasztott eset nem is tagja a fuzzy halmaznak, vagy még az univerzumban sem szerepel.  Súlypont-keresési módszer: Itt a maximumok átlagolását a halmaz valamennyi elemére kiterjesztjük. A legjellemzõbb elemet a következõ képlet adja meg:  y   y y 8  10 YC    y y ahol: FOLYTATNI KELL!

- 287 -

9 Zavarok, zavarszûrés és biztonságtechnikai elõírások Ebben a részben olyan témákat vetünk fel, amelyek ismerete nélkül a teljesítményelekronikai berendezések megszerkeszthetõk és mûködtethetõk, viszont megeshet, hogy alkalmazásuk nem biztonságos a felhasználó számára, vagy törvénybe ütközõ.

9.1

Zavarok és zavarszûrés

A teljesítményelektronikai berendezések a nagy áramok és feszültségek gyors kapcsolásából eredõen üzem közben zavarokat hoznak létre. Ezek a zavarok egyrészt a vezérlõegység téves mûködését eredményezhetik, másrészt kikerülhetnek a környezetbe és más készülékekre gyakorolhatnak nemkívánatos hatást. A zavarok elektromos és mágneses jelek formájában terjednek, ezért a készülékek ilyen fajta kölcsönhatását elektromágneses interferenciának (EMI – electromagnetic interference) nevezzük, az együttes mûködés lehetõségét pedig elektromágneses kompatibilitásnak (EMC – electromagnetic compatibility). Évtizedekre visszamenõleg nemzeti és nemzetközi szabványok léteznek, amelyek a készülékek keltette zavarokat elfogadható értékre korlátozzák. A berendezés tervezõjének feladata, hogy körültekintõ munkával a zavarokat a kívánt szint alá szorítsa. Ebben a fejezetben elõször a zavarok keletkezését és terjedési módozataikat tanulmányozzuk, hogy a tervezés és a felhasználás során eredményesen felvehessük velük a küzdelmet. Ezt követõen a zavarokra vonatkozó kötelezõ érvényû elõírásokat tekintjük át, megemlítjük a témával foglakozó legfontosabb szervezeteket. A végén a zavarszûrõk szerkesztési és méretezési szabályaira térünk ki.

9.1.1 A zavarok forrásai A gyors áramváltozások induktív csatolással-, a gyors feszültségváltozások pedig kapacitív csatolással juttatnak zavarjeleket a készülék dobozára, a földelésbe és a tápvezetékekbe. A 9-1 ábrán egy flyback átalakító vázlatos rajzát adtuk meg a zavarok keletkezési helyeinek és terjedési útjainak megjelölésével. A bemeneti egyenirányítón a diódák késlekedõ kikapcsolása miatt jelentkeznek tûimpulzusszerû csúcsfeszültségek, ezek a Cp1 parazita kapacitáson keresztül juttatnak zavaráramot a készülék fémrészeibe (elsõsorban a dobozába). A transzformátor primérje és szekundérje közé elhelyezett árnyékolás (a tekercsektõl elszigetelt rézfólia) csak akkor tudja megakadályozni a kapcsolási zavarok átterjedését a szekundérbe, ha a Cp2 parazita kapacitáson keresztül belé indukálódott zavaráramot elvezetjük valamilyen állandó potenciálon levõ pont felé. Az ábrán az árnyékolást a készülék dobozára kötöttük, ezzel zavaráramokat juttattunk a védõföldelésbe, a C1 és C2 szûrõkondenzátorokon keresztül pedig a földelésbõl tápvonalakba is. C1 és C2 a hálózati zavarszûrõ részei, csak itt kiemeltük õket a magyarázat végett.

- 288 -

Szigetelõréteg Primér Fázis Nulla

Hálózati zavarszûrõ

Egyenirányító híd

+ C3

T Cp3

C1

Cp1 C2

Szekundér

Cp2 Árnyékolás (rézfólia)

Hûtõ

Védõföldelés

9-1 ábra: A zavarok forrásai és terjedésük a berendezésben. Hasonló a helyzet a kapcsolótranzisztor hûtõjével. Gyakran a készülék doboza maga a hûtõ, vagy a hûtõ a dobozra van rögzítve és vele villamos kapcsolatban van. A szigetelés rendszerint csak egy vékony szilikongumi- vagy csillám lemez, amin keresztül a tranzisztor kapacitív csatolásban van a hûtõvel (Cp3). A kapcsolásból eredõ hirtelen potenciálváltozások zavaráramokat juttatnak a hûtõbe, onnan a földelésbe és a tápvonalakba.

9.1.2 Terjedési mechanizmusok A zavarok terjedhetnek kisugárzott elektromágneses tér formájában (megtörténhet, hogy a tér elektromos- vagy mágneses komponense túlsúlyba kerül), vagy a vezetékeken jelentkezõ áramok és feszültségek által. A sugárzott zavarok mérséklését elsõsorban körültekintõ tervezéssel és szereléssel végezzük. A magasfrekvenciás-, gyorsan változó áramokat vezetõ vezetékek hosszát a minimálisra kell csökkenteni, ha ez nem lehetséges, sodrott vezetékpárt kell alkalmazni. Ügyes tervezéssel elérhetõ pl. hogy a szûrõkondenzátor, a transzformátor primérje és a kapcsolótranzisztor egymás mellé kerüljenek és minimális hosszúságú vezetékekkel összeköthessük õket. Ez nem csak a zavarok szempontjából elõnyös, hanem a kapcsolási túlfeszültségek is ilyen módon csökkenthetõk. A tekercs- és transzformátormagok légrése mágneses teret sugároz a környezetbe. A magasfrekvenciás mágneses tér lényegesen csökkenthetõ, ha a légréseket rézfóliával leárnyékoljuk. A rézfóliában jelentkezõ örvényáramok okoznak ugyan némi teljesítményveszteséget, de ez nem jelentõs, a zavarszûrõ hatás viszont kifejezett. A nagyobb teljesítményû teljesítményelektronikai berendezéseket kizárólag fémdobozban készítik, úgyszintén az árnyékolás végett. A doboz kialakításánál és szerelésénél oda kell figyelni, hogy az egyes részek galvanikus kapcsolatban legyenek. Ez nem csak a zavarvédelem miatt fontos, hanem a védõföldelés hatékonysága miatt is. A továbbiakban kizárólag a vezetékeken terjedõ zavarokkal foglalkozunk. Ha ezeket sikerül a szabványokban elõírt szint alá csökkenteni, általában a sugárzott zavarok szintje is elfogadható lesz. Az elemzés és a tervezés megkönnyítésére a vezetékes zavarokat két csoportba osztjuk: - 289 -

 különbség típusú (differenciális) zavarok és  közös jelû zavarok. A különbség típusú zavarok a tápvezetékek közötti feszültséghullámzásokban nyilvánulnak meg. A közös jelû zavarok viszont az egyes tápvezetékek és a földelés között jelentkeznek.

9.1.3 Zavarokat korlátozó szabványok Elsõsorban a fogyasztóvédelem céljából alakították ki a zavarokra vonatkozó szabványokat. A cél, hogy a különbözõ berendezések egymást ne akadályozzák a mûködésben. Az egyes alkalmazási területeken érvényes elõírások eltérnek egymástól a megengedett zavarszinteket illetõen. Legszigorúbbak a követelmények a lakóépületekben használatos berendezésekre, mert ezek más, zavarokra érzékeny készülékek (rádió, televízió) mellett kell, hogy üzemeljenek. Némileg enyhébbek a szabványok az irodagépeket illetõen. Az ipari berendezéseknél engednek meg legnagyobb zavarszinteket, mivel a nagyteljesítményû berendezéseknél a zavarok alapos szûrése tetemes anyagi ráfordítással járna. Itt az elektromágneses kompatibilitás kérdését igyekeznek a mérõ- és vezérlõberendezések zavarérzékenységének csökkentésével megoldani. A zavarjelek szintjét a készülék (bemeneti és kimeneti) csatlakozóvezetékein ellenõrzik. A szabványokban a megengedett zavarfeszültségeket az 1ìV-hoz viszonyított, decibellekben kifejezett értékekkel adják meg. Általában a 10kHz-30MHz frekvenciatartományra vonatkoznak az elõírások. A 9-2 ábrán az egyes FCC (Federal Communication Commission, az Amerikai Egyesült Államok megfelelõ hivatala) és VDE (Verband Deutscher Elektrotechniker Német Elektrotechnikai Egyesület) szabványokban definiált határértékeket adtuk meg. 100 90 80 FCC A

70 dB uV

VDE-0875N VDE-0871 A és C VDE-0871 B VDE-0875 N-12

60 50

VDE-0875N VDE-0871 A és C FCC B VDE-0871 B és VDE-0875 N-12

40 30 10kHz

30kHz

100kHz

300kHz

1MHz

3MHz

10MHz

30MHz

9-2 ábra: FCC és VDE szabványokban definiált zavarfeszültség határértékek. Az FCC A diagram az összes berendezésekre érvényes tágabb határértékeket adja meg, a B diagram pedig a lakóépületekben használt berendezésekre érvényes szigorúbb elõírásoknak felel meg.

- 290 -

A VDE-0875 és VDE-0879 elõírásokban foglalt határértékek azokra a berendezésekre vonatkoznak, amelyek nem üzemszerûen állítanak elõ magasfrekvenciás zavarjeleket( háztartási gépek, kéziszerszámok, kapcsolók, mágneskapcsolók, kisüléses lámpák, tirisztoros berendezések, gépjármûvek). A VDE-0871 és VDE-0872 elõírások azokra a berendezésekre vonatkoznak, amelyek rendeltetésszerûen állítanak elõ magasfrekvenciás jeleket és ezek a környezetbe jutva fejtik ki káros hatásukat. Ilyen berendezések a számítógépek, ultrahangos- és mikrohullámú berendezések, orvosi és ipari magasfrekvenciás készülékek, magasfrekvenciás hegesztõkészülékek, rádió és tévékészülékek. A készülékek kapcsolóüzemû tápegységeire az elõírások nem külön vonatkoznak, hanem a teljes készülékre a beépített tápegységgel. Ha a tápegység külön kereskedelmi és felhasználási egységet képez, akkor viszont rá is külön vonatkoznak ezek az elõírások.

9.1.4 A zavarok szûrése A mûszaki élet számos területén érvényes a szabály, hogy pontos munkát kell végezni, mert különben beláthatatlan (a valós feladathoz képest aránytalanul nagy) nehézségek állhatnak elõ. Fontos viszont szem elõtt tartani azt is, hogy teljesen pontos munka nincs, így számítani kell arra, hogy az esetleges kisebb hibákat valahogy kezelni kell. A zavarokat illetõen is hasonló a helyzet: leghelyesebb, ha egyáltalán nem keltünk zavarokat, illetve a készüléket úgy szerkesztjük meg, hogy a zavarokat már a keletkezésük helyén mérsékeljük. Amit így nem tudunk megoldani, azt zavarszûrõkkel kell elhárítani. Mielõtt még a zavarszûrõk szerkesztésével és méretezésével foglalkoznánk, áttekintjük, hogyan lehet a zavarokat a keletkezés helyén mérsékelni. A 9-1 ábrán a transzformátor a primérjének és a kapcsolótranzisztor fémtokjából eredõ zavaráramokat a földelés felé vezettük el. Ideális földelés esetén ez nem gond, viszont a valós esetekben jelentõs zavarfeszültségek alakulnak ki. Sokkal jobb eredménnyel jár, ha ezeket a zavaráramokat a 9-3 ábra szerint a bemeneti egyenirányító szûrõkondenzátora felé (az egyenáramú köztes kör negatív pontjához) vezetjük el. Ez a transzformátor árnyékolásánál úgy oldható meg, hogy az árnyékolást a kondenzátor negatív kivezetéséhez kötjük. Ilyenkor még egy rézfóliát be kell építeni az imént említett árnyékolás és a szekundér közé és ezt a földelésre kell kötni, hogy a felhasználót átütés esetén megvédjük az áramütéstõl. Szigetelõréteg Primér Fázis Nulla

Hálózati zavarszûrõ

Egyenirányító híd

+

C3 T Cp3

C1

Cp1 C2

Szekundér

Cp2 Árnyékolás (rézfólia)

Hûtõ

Védõföldelés

9-3 ábra: A zavaráramok elvezetése az egyenáramú köztes kör negatív pontja felé.

- 291 -

Ha a kapcsolótranzisztor hûtõje nincs kapcsolatban a készülék dobozával és el van szigetelve a tranzisztor tokozásától is, a 9-3 ábra szerint a hûtõbe indukálódott zavaráramokat elvezethetjük a köztes kör szûrõkondenzátora felé, ezzel minimálisra csökkentve a készülék dobozára és a kapcsolódó vezetékekre terjedõ zavarokat. Ha viszont a hûtõ fémes kapcsolatban van a dobozzal, a 9-4 ábrán bemutatott módon lehet korlátozni a zavarjelek kijutását. A két szigetelõréteg közé beépített fémfóliát a szûrõkondenzátor felé kötve a doboz felé létezõ kapacitás minimálisra csökkenthetõ, a zavaráramok a keletkezés helyszínén bezáródnak. Kivezetések

Szigetelõrétegek

Tranzisztor tokozás Rézfólia (A köztes kör negatív pontjához kell kötni)

Hûtõ

9-4 ábra: A tranzisztortokozás és a hûtõ közötti kapacitív csatolás megszûntetése. A zavarszûrõk tekercsekbõl és kondenzátorokból épülnek fel. A magasfrekvenciás zavarjelek terjedésének akadályozása végett a tekercseket a tápvonalakkal sorba kötjük, a kondenzátorokat viszont a tápvonalak közé (X kondenzátorok) vagy az egyes tápvonalak és a földelés közé (Y kondenzátorok) iktatjuk. Az Y kondenzátorok a tápvonalakból a kapacitásukkal arányos áramot engednek át a földelés felé. Tekintettel arra, hogy a földelés esetenként megszakadhat (rosszul kiépített hálózat), szigorú biztonságtechnikai elõírások korlátozzák a földelés felé elvezetendõ áramok nagyságát, mivel ez által a vizsgált készülékbõl veszélyes feszültség kerülhet készülék dobozára vagy a vele azonos hálózaton mûködõ készülékek fémrészeire. Ezek az elõírások korlátozzák az Y kondenzátorok maximális kapacitását. Az egyes elõírásokkal itt részleteikben nem foglalkozunk, de tudni kell, hogy az Y kondenzátorok maximális kapacitása néhány nF és néhányszor 10nF között mozoghat. Ha a szükséges szûrõhatás nem érhetõ el a kapacitás növelésével, nagyobb induktivitású tekercs alkalmazása jelenti a megoldást. A szokásos zavarszûrõ elrendezést a 9-5 ábrán láthatjuk. A közös jelû zavarok szûrését az L1 kompenzált fojtótekercs és a C1, C2 kondenzátorok (Y kondenzátorok) végzik. A kompenzált fojtótekercs jellegzetessége, hogy az egyes tekercseken áthaladó munkaáramok (amit az átalakító felvesz a forrásból üzem közben) mágneses terei megsemmisítik egymást, ha az ábrázolt módon kötjük õket be az áramkörbe. Így a munkaáramokkal szemben a kompenzált fojtótekercs elenyészõ impedanciát mutat. Ugyanakkor a közös jelû zavaráramok, mivel mindkét tekercsen azonos irányban igyekeznek átjutni, jelentõs mágneses teret hoznak létre, ami nagy impedanciát és ebbõl eredõen nagy csillapítást eredményez. Háromfázisú táplálásnál a kompenzált fojtótekercs közös magon kialakított négy vagy három tekercsbõl áll, attól függõen, hogy a készülék használja-e a nullavezetéket vagy sem.

- 292 -

Fázis L2

C1 Földelés

C3

L1

Átalakító

C2

L3

Nulla

9-5 ábra: A hálózati zavarszûrõ jellemzõ kapcsolása. Egyszerûbb zavarszûrõknél a különbség típusú zavarokat a C3-as kondenzátorral csillapítjuk. Ha túl nagy a zajszint, a kompenzált fojtótekercsekkel sorbaköthetõk az L2 és L3 tekercsek. Ezt a két tekercset is szokták közös magon kialakítani, de úgy, hogy a munkaáramok okozta terek összeadódjonak. Mind ezeknél a tekercseknél, mind a kompenzált fojtótekercsnél a melegedést illetõen a tekercseket a munkaáramra kell méretezni. Az Y kondenzátorok elhelyezhetõk a szûrõ bemeneti oldala helyett a kimeneti oldalon. Ilyen bekötést akkor szoktunk alkalmazni, ha a szûrõ elsõdleges feladata a készülék védelme a hálózatból érkezõ zavarok ellen. A teljesítményelektronikai berendezéseknél jobbára a hálózatot kell védeni a berendezésben keletkezõ zavaroktól, ezért ott a 9-5 ábrán bemutatott elrendezés a helyesebb. Szükség esetén a szûrõ mindkét oldalára köthetünk Y kondenzátorokat. A zavarszûrõ kapcsolásokat rendszerint kombináljuk a túlfeszültség levezetésére szolgáló eszközökkel (7.1.6 szakasz). A két technika ötvözése bizonyos pozitív hatásokat eredményezhet. A 9-6 ábrán egy komplex zavarszûrõ és túlfeszültség levezetõ kapcsolást mutatunk be. F

L3 L1

Fázis C1

TVS1 TVS3 C2

GT

C3

C5

VAR1 VAR3 Földelés

Átalakító TVS2

VAR2 C4 Nulla

L2

9-6 ábra: Zavarszûrõt és túlfeszültség levezetõket kombináló védõkapcsolás. A közvetlen a bementre kötött varisztorok (VAR1, VAR2, VAR3) a gyors lefolyású túlfeszültségeket korlátozzák, de a jelleggörbéjük nem elég meredek, ezért, ha a túlfeszültség tovább tart, részben át fog jutni a szûrõ kimeneti oldalára. Ott a szintén gyors nyitású túlfeszültség levezetõ diódák (TVS1, TVS2, TVS3)) végzik a sokkal precízebb feszültségkorlátozást. A nemesgáz töltésû túlfeszültség levezetõ (GT) nyitása lassúbb, ez csak akkor kezd el vezetni, ha a túlfeszültség rendkívül sokáig tart (sok ms). Ha GT nincs beépítve, a TVS diódák elvégezhetik a készülék védelmét hosszú ideig tartó túlfeszültségekre is, de idõközben õk maguk tönkremennek. Enyhítõ körülmény, hogy a TVS diódák

- 293 -

meghibásodáskor zárlatot okoznak, ezzel kiégetik a biztosítékot (F) és a fogyasztó lekapcsolódik a hálózatról, amely a veszélyes túlfeszültséget szolgáltatta. A nemesgáz töltsésû levezetõkbõl készítenek két- és három kivezetéses változatokat. A 9-6 ábrán látható háromkivezetéses levezetõ elõnye egyrészt, hogy csak egy darabra van szükség (nem háromra), másrészt bármelyik bemeneti vonalon is érkezik a túlfeszültség, mind a három vonal között zárlat alakul ki, ami jól védi a fogyasztót és csökkenti a valószínûséget, hogy a tápvonalakról a földelésre veszélyes feszültség jusson. A levezetõk vezetésekor a TVS diódák tehermentesülnek. A tápvonalakkal sorba kötött tekercsek jótékony hatással vannak a TVS diódákra is meg a nemesgáz töltésû levezetõkre is. A tekercsek soros ellenállása némileg korlátozza a TVS diódák áramát, így azok kisebb valószínûséggel mennek tönkre és szakítják meg a készülék táplálását. A nemesgáz töltésû levezetõkkel megtörténhet, hogy a túlfeszültség elmúltával, a magas hõmérséklet miatt, nem tudnak kikapcsolni. Rövid ideig tartó túlfeszültségeknél ez hátrány, mert feleslegesen szakad meg a készülék mûködése. A tekercsek áramkorlátozó hatásának köszönhetõen nagyobb a valószínûsége, hogy a levezetõ a hálózati feszültség nullaátmeneteinél kikapcsoljon. A zavarszûrõk méretezésésekor nem a szûrõtechnikában jellemzõ módszereket alkalmazzuk, hanem a szûrõt induktív-kapacitív feszültségosztónak tekintjük. Ez a hozzáállás azért indokolt, mert nem határozható meg egyértelmûen a táphálózat impedanciája (függ a csatlakozási ponttól és idõben is változik), ugyanakkor a hálózat viszonylag kis impedanciát mutat a zavarforrások pedig nagyot, ami szintén ellenkezik a szûrõtechnikában jellemzõ szimmetrikus tervezéssel. Az LC szûrõkapcsolásnak köszönhetõen a csillapítás a szûrõ rezonáns frekvenciája felett 40dB/dec meredekséggel emelkedik. Kellõ nagy LC értékek megválasztásával érjük el, hogy a frekvenciatartomány minden egyes pontjában a zavarszint a szabványos határok alatt legyen. Mint korábban említettük, az Y kondenzátorok nem választhatók nagy kapacitásúra. Mivel a kondenzátorok általában olcsóbbak, az Y kondenzátorokat a maximális megengedett kapacitásúra választjuk, a kívánt csillapítást viszont kellõ nagy induktivitású kompenzált fojtótekerccsel állítjuk be. Fázis C1

C3

S1

R1 1k

R3

Átalakító

50E Földelés R4 R2 1k

50E S2

C2

C4

Nulla

Mérõberendezés 50 Ohm-os bemenettel

9-7 ábra: A hálózati zavarok mérésénél használatos impedancia stabilizáló hálózat.

- 294 -

Ha ismertek a zavarforrások, az LC alkatrészek a szabványos zavarszintek figyelembevételével számítással méretezhetõk. Általában a zavarforrások modellezése nehéz, az eredmények bizonytalanok, ezért inkább mérésekhez folyamodunk. A hálózat és a vizsgált berendezés közé a 9-7 ábrán bemutatott módon egy impedancia stabilizáló áramkört kötünk. Az áramkör feladata, hogy csillapítsa a hálózatból érkezõ zavarokat, a berendezés felõli oldalon viszont megfelelõ terhelést biztosítson a szûrõ számára. A kapcsoló egyes állásaiban a mérõberendezés 50Ù-os bemeneti ellenállásán mért feszültségértékeket tekintjük a zavarfeszültségeknek.

9.2

Biztonságtechnikai elõírások

A teljesítményelektronikai berendezéseknek biztonságosan kell mûködniük, akkor is ha bizonyos kedvezõtlen környezeti hatások érik õket. A por lerakódása, páralecsapódás, hõmérsékletemelkedés, légköri kisülések, vibrációk stb. olyan következményekkel járhatnak, hogy a felhasználót áramütés éri, kigyullad a készülék vagy hasonló. A berendezések tervezõje, szerelõje, üzemeltetõje köteles szem elõtt tartani bizonyos törvényes elõírásokat, amelyekkel elejét lehet venni sok balesetnek és nagyobb méretû károsodásnak. Ezek az elõírások bizonyos távolságok betartására-, megfelelõ szigetelõanyagok alkalmazására-, esetleges túlmelegedések elkerülésére vonatkoznak.

9.2.1 Elõírt távolságok A korszerû szigetelõanyagok lehetõvé teszik, hogy egymáshoz képest nagy potenciálkülönbségen levõ vezetékek viszonylag közel haladjanak egymáshoz, nem jellemzõ, hogy közben részleges vagy teljes átütés történjen. A biztonságos üzemeltetéshez azonban nem elegendõ, hogy ne legyen jellemzõ az átütés, hanem annak valószínûségét nulla körüli értéken kell tartani. Tekintettel a felületek esetleges szennyezõdésére, az ideális állapothoz képest jóval nagyobb távolságokat kell tartani a nyomtatott áramkörök, transzformátorok és egyéb alkatrészek különbözõ potenciálon levõ vezetékei között. A szabványok (pl. VDE0806, UL-478) megkülönböztetik a légvonalban mért átütési távolságokat (ezen az útvonalon valószínû a szikrázás, angol elnevezése a clearance), a felületen mért kúszási távolságoktól (creepage distance). A fogalmak értelmezését a 9-8 ábrán láthatjuk, külön homorú és domború felület esetére. Fémfelületek feszültség alatt 1mm

Átütési táv

Kúszási táv

Átütési táv

Kúszási táv