DIAF_BENANTER

REPUBLIQUE ALGERIENNE DEMOCRATIQUE ET POPULAIRE MINISTERE DE L'ENSEIGNEMENT SUPERIEUR ET DE LA RECHERCHE SCIENTIFIQUE Université Kasdi Merbah–Ouargla Faculté des Sciences de Technologies et Sciences de Matières Département de génie électrique

PROJET DE FIN D’ETUDES En vue d’obtention du

Diplôme de Master en Génie électrique Filière : Génie électrique

Spécialité : Electrotechnique Industriel Présenté par :

DIAF YOUSSOUF

BEN ANTER DJAMAL

Thème

MODELISATION ET COMMANDE D’UN ONDULEUR TRIPHASE PILOTE PAR MLI A STRUCTRE MULTINIVEAUX Présenté devant le jury composé de : Nom et Prénom

Grade

Qualité

Mr F. CHEBBARA

M.A.B

Président

Ouargla

Mr Y. BOURAK

M.A.A

Examinateur

Ouargla

Mr T. BOUCHALA

M.A.B

Examinateur

Ouargla

Mr O. BOUAKEZ

M.A.A

Promoteur

Ouargla

Année universitaire : 2011/2012

Université

Remerciements Nous tenons, avant tout, à exprimer notre profonde gratitude à monsieur BOUAKAZ OUAHID, maître assistant chargé de cours à l’université d’OUARGLA, qui a assumé la direction de ce travail. Qu’il veuille bien trouver ici l’expression de notre reconnaissance pour son dévouement, sa patience, sa disponibilité, ses conseils et son aide constante qu’il nous a apporté tout au long de ce travail. Nous remercions les membres de jury qui ont accepté de juger ce travail et d’y apporter leur caution : Monsieur F. CHEBARA, maître assistant à l’université d’OUARGLA, qui nous fait le grand honneur d’accepter la présidence du jury. Monsieur BOURAK YACIN, maître assistant chargé de cours à l’université d’OUARGLA, pour l’honneur qu’il nous fait en acceptant de participer à ce jury. Monsieur BOUCHALA TARAK, maître assistant chargé de cours à l’université d’OUARGLA, pour l’honneur qu’il nous fait en acceptant également de participer à ce jury. Nous adressons notre vif remerciement à tous les enseignants qui, par leur enseignement, leur encouragement et leur aide, ont contribué à notre formation. Nos remerciements vont particulièrement aussi à tous ceux qui, par leur encouragement ou leur amitié, ont contribué à l’aboutissement de ce travail.

Avant tous, je remercie dieu le tout puissant de m’avoir donner le courage et la patience pour réaliser ce travail malgré toutes les difficultés rencontrées. Je dédie ce modeste travail : A mes très chers parents, que dieu les garde et les protège pour leurs soutien moral et financier, pour leurs encouragements et les sacrifices qu’ils ont endurés. A mes frères A mes sœurs A ma grande famille Aux chers amis Ahmed, Taki, Adel, Khaled A tous les amis (es) d’études surtout ceux d’électrotechnique promotion 2012

DJAMEL

Avant tous, je remercie dieu le tout puissant de m’avoir donner le courage et la patience pour réaliser ce travail malgré toutes les difficultés rencontrées. Je dédie ce modeste travail : A mes très chers parents, que dieu les garde et les protège pour leurs soutien moral et financier, pour leurs encouragements et les sacrifices qu’ils ont endurés. A mes frères A ma sœur A beau-frère Ahmed chaibe A ma grande famille Aux chers amis Ahmed, Taki, kadour, fethi, Amar,Oussama A tous les amis (es) d’études surtout ceux d’électrotechnique promotion 2012 Youssouf

Sommaire SOMMAIRE Introduction générale Chapitre I : Modélisation de la machine asynchrone triphasée 1-1-Introduction

1

1-2- Constitution et principe de fonctionnement

1

1-2-1-Stator = inducteur

1

1-2-2-Rotor=induit

2

1-2-3-Rotor bobiné

3

1-2-4-Courants induit

3

1-2-5-Entrefer

3

1-2-6-Glissement

3

1-3-Modélisation de la machine asynchrone

4

1-3-1-Hypothèse de simplification

4

1-3-2-Equation général

5

1-3-3-Equation électrique

5

1-3-4-Equation magnétique

5

1-3-5-Equation mécanique

6

1-4-Modélisation dans le repère de PARK

7

1-4-1-Equation électrique

8

1-4-2-Equation magnétique

8

1-4-3-Equation mécanique

8

1-5-Représentation d’état

9

1-6-Simulation et interprétation

10

1-6-1-Schéma bloc de simulation de moteur

10

1-6- 2-Démarrage a vide

11

1-6-3-Démarrage en charge

12

1-6-4-Interprétation des résultats

13

1-7-Conclusion

13

Chapitre 2 : Association machine asynchrone-onduleur 2-1-Introduction

14

2-2-Modélisation de l’onduleur de tension

14

2-3-Classification des onduleurs

14

2-3-1-onduleur autonome

14

Sommaire 2-3-2-onduleur non autonome

15

2-4-Choix des composants

15

2-5-Choix de variateur de vitesse

16

2-5-1-facteur technique

16

2-5-2-facteur économique

16

2-6-Déférentes type d’onduleur pour l’alimentation des MAS

16

2-6-1-Onduleur de courant

17

2-6-2-Onduleur de tension

17

2-7-Modélisation de l’alimentation de la machine par l’onduleur

18

2-8-Analyse harmonique de tension de sortie de l’onduleur

20

2-8-1-Origine d’harmonique

20

2-8-2-Déformation d’un signal sinusoïdal

20

2-8-3-Mode de représentation le spectre en fréquence

21

2-8-4-L’harmonique mesure en pratique

21

2-9-Paramètre de performance de l’onduleur

21

2-9-1Facteur la nième harmonique

21

2-9-1-Distorsion d’harmonique total THD et le facteur DF

22

2-10-Les technique de commande de l’onduleur tréphasé

25

2-10-1-Généralité sur MLI

25

2-10-2-Objectif de la technique MLI

25

2-11-Les technique de commande MLI

26

2-12-Simulation de l’association onduleur-MAS en plein onde

27

2-13-Simulation de la MAS piloté a un onduleur MLI

33

2-14-conclusion

38

Chapitre3 : Les convertisseurs multiniveaux

3-1-Introduction

39

3-2- Principe de l’onduleur multiniveaux

40

3-3-Les déférentes topologies des onduleurs multiniveaux

41

3-3-1-Onduleur de tension à diodes bouclage 3-3-2-Onduleur de tension à condensateurs flotteurs 3-3-3-Onduleur multiniveaux en cascade

41 42 42

Sommaire 3-4-Autres topologies

44

3-5-Comparaison entre les trois principaux convertisseurs multiniveaux

44

3-6-Les différentes stratégies de modulation

45

3-7-conclusion

46

Chapitre 4 : commande de l'onduleur à structure NPC et commande DTC

4-1- Introduction

47

4-2- Modélisation d’un onduleur à trois niveaux à structure NPC

47

4.2.1 Structure de l’onduleur à trois niveaux à structure NPC

47

4-2-2- Modélisation du fonctionnement d’un bras d’onduleur NPC à trois

48

niveaux 4-2-3- Les différentes configurations d’un bras d’onduleur à trois niveaux

49

4-2-4- Hypothèse

51

4-2-5- Commande complémentaire pour l’onduleur à trois niveaux

51

4-2-5-1- Fonction de connexion

51 52

4-2-5-2- Modélisation aux valeurs instantanées 4-2-5-3- Modèle de connaissance 4-3- Les différentes stratégies de l'onduleur à trois niveaux

52

54

4-3-1- Commande à pleine onde

54

4-3-2- Commande par MLI

59

4-4-Principe de contrôle direct de couple

63

4-5- Contrôle de flux et de couple électromagnétique

63

4-5-1- Contrôle du flux statorique

63

4-5-2-Contrôle du couple électromagnétique

65

4-5-3- Le fonctionnement et le choix de la séquence de commande

66

4-6- Les estimateurs

67

Sommaire 4-6-1- Estimation du flux statorique 4-6-2- Estimation du couple électromagnétique 4-7- Elaboration du vecteur de commande 4-7-1- Contrôleur de flux

68 69 69 69

4-7-2- Contrôleur de couple

70

4-7-2-1- Contrôleur de couple par la méthode classique

71 72

4-7-2-2- La DTC utilisant l’onduleur à trois-niveaux de tension de type NPC 4- 8- Structure générale du contrôle direct de couple

73

4- 9- résultats de simulation

74

4 -10- La DTC pour onduleur 3 niveaux NPC

77

4-11-conclusion

81

TABLE DES NOTATIONS ET SYMBOLES

1. Machine asynchrone a, b, c d, q [P] a (rad )

Axes liés aux enroulements triphasés. Axes de référentiel de Park. Matrice de Park. Angle entre le stator et le rotor. Grandeurs électriques et magnétiques au stator

Vs (V ) V (V ) sabc Vsdq (V )

Tension statorique.

I s (A)

Courant statorique. Courant statorique phase a, b ou c.

Tension statorique phase a, b ou c. Tension statorique sur l'axe d ou q.

isabc (A) isdq (A)

Courant statorique sur l'axe d ou q.

Rs (W) l s (H ) M s (H ) Ls ( H ) = ls - M s

j sabc (Wb) j sdq (Wb)

Résistance statorique par phase. Inductance propre statorique par phase. Inductance mutuelle entre deux phases statoriques. Inductance statorique par phase. Flux statorique phase a, b ou c. Flux statorique sur l'axe d ou q.

Grandeurs électriques et magnétiques au rotor

Vr (V ) Vrabc (V ) Vrdq (V )

Tension rotorique.

I r (A)

Courant rotorique.

irabc (A) irdq (A)

Courant rotorique phase a, b ou c.

Rr (W) lr ( H ) M r (H ) Lr ( H ) = lr - M r

Résistance rotorique par phase. Inductance propre rotorique par phase.

j rdq (Wb)

Flux rotorique sur l'axe d ou q.

Tension rotorique phase a, b ou c. Tension rotorique sur l'axe d ou q.

Courant rotorique sur l'axe d ou q.

Inductance mutuelle entre deux phases rotoriques. Inductance rotorique par phase.

TABLE DES NOTATIONS ET SYMBOLES M = (3 / 2).M sr ( H ) Inductance mutuelle entre le stator et le rotor.

P

Maximum de l'inductance mutuelle entre une phase du stator et une phase du rotor, il est obtenu lorsque les axes sont aligné Nombre de pôles.

w (rad / s)

r W (rad / s) r s = 1 - (M 2 / Lr Ls ) Tr = Lr / Rr (s)

Pulsation électrique rotorique.

Ts = Ls / Rs (s) J (kg.m2 )

Constant de temps statorique.

f ( Nm.s.rad -1) Ce ( N .m)

Coefficient de frottements visqueux.

Cr ( N .m)

Couple résistant.

M

sr

(H )

Vitesse mécanique rotorique. Coefficient de dispersion. Constant de temps rotorique. Moment d'inertie des parties tournantes.

Couple électromagnétique.

2. Onduleur MLI NPC U c (V )

Modulation de Largeur d'Impulsion. Neutral Point Clamping Source de tension continue de l'onduleur.

VABCM (V ) V ABC (V ) Vréf 123 (V )

Tension de demi-bras A, B ou C Tension de sortie de l'onduleur A, B ou C.

Vm (V ) V p (V )

Amplitude de la tension de référence.

V pm (V )

Amplitude de la porteuse triangulaire.

w (rad / s) f réf (Hz)

Pulsation électrique.

f p (Hz)

Fréquence de la porteuse triangulaire. Indice de modulation. Taux de modulation. Harmonique fondamental. Harmonique de rang n.

Tension de références 1, 2 ou 3 (sinusoïdal). Porteuse triangulaire.

Fréquence de la tension de référence.

m r Hf (V ) hn (V ) i

THD =

å hn2 n =3

Hf

Taux de distorsion harmonique.

TABLE DES NOTATIONS ET SYMBOLES

3. Commande DTC DT, Df : Erreurs du couple et du flux. ef , eT

: Bandes d’erreur du flux et du couple.

K f, K T

: Sorties de contrôle du flux et du couple.

FC : Contrôleur du flux. TC : Contrôleur du couple. VI : Onduleur de tension. Vdc : Tension d’alimentation continues de l’onduleur de tension. ES : Estimateur du couple et du flux. TE : Estimateur du couple. FE : Estimateur du flux. ST : Table de commutation.

Introduction générale

Introduction générale : Les actionneurs électriques tournants jouent un rôle très important dans l’industrie et particulièrement en traction électrique. Les performances demandées à ces actionneurs sont de plus en plus élevées, tant du point de vue de la dynamique de la vitesse que de la précision du couple délivré. La machine à courant continu a été la plus utilisée pour réaliser cet actionneur vu la simplicité de sa commande. Néanmoins, la machine à courant continu présente plusieurs inconvénients liés à son collecteur mécanique. En revanche, les machines à courant alternatif (synchrone et asynchrone) possèdent de nombreux avantages. L’absence de collecteur leur permet d’avoir un encombrement réduit, une fiabilité accrue et une vitesse de fonctionnement élevée. L’alimentation de ce moteur par un convertisseur de fréquence et les circuits de réglage et de commande sont plus compliqués que ceux du moteur à courant continu. Pour ce type d’applications, le transfert d’énergie électrique entre la source et la machine asynchrone s’opère à travers un convertisseur de puissance tel que l’onduleur. Pour un fonctionnement optimal de la machine asynchrone, les performances requises de ces convertisseurs statiques sont de plus en plus élevées : tant de point de vue de la puissance délivrée que de la qualité de la tension générée. Néanmoins, l’alimentation en créneaux par l’onduleur à deux niveaux utilisé à ce jour présente des inconvénients tels que : la limitation en puissance et le taux d’harmoniques élevé, qui limite considérablement le développement du domaine des entraînements alternatifs. Actuellement, l’étude des machines asynchrones alimentées par des convertisseurs statiques constitue un vaste thème de recherche dans les laboratoires d’électrotechnique. Ces travaux de recherche ont conduit à l’apparition de nouvelles structures de convertisseurs de puissance destinées pour les applications de haute tension appelées convertisseurs multi-niveaux. Grâce à leur topologie, les onduleurs multi-niveaux permettent une association série de plusieurs cellules de commutation, ce qui permet une augmentation du niveau de tension appliqué et également la puissance transitée. Cette structure permet aussi d’avoir

Introduction générale une tension de sortie proche de la sinusoïde; grâce aux plusieurs niveaux de tension fournis par ce convertisseur. Alors l’utilisation de ce type de convertisseur dans les domaines de forte puissance et/ou haute tension permet de résoudre simultanément les difficultés relatives à l’encombrement et à la commande des groupements d’onduleurs à deux niveaux généralement utilisés dans ce type d’applications. Afin de satisfaire certains critères d’optimisation à savoir la réduction des harmoniques, plusieurs types de commande sont développés, poussés par le besoin et les progrès technologiques. Le Contrôle Direct du Couple (DTC) prend sa place parmi ces techniques de commande. Il repose principalement sur l’estimation des grandeurs à contrôler que sont le couple électromagnétique et le flux statorique à partir des seules grandeurs liées au stator. Le premier chapitre sera consacré à l’étude et la modélisation de moteur à induction. On commencera par une description générale du moteur asynchrone puis on présentera le modèle mathématique du moteur établi dans un référentiel (d, q) qui est immobile par rapport au stator, basé sur des hypothèses simplificatrices, et la transformation de Park. Ensuit la réalisation du modèle de simulation du moteur asynchrone à cage dans l’environnement MATLAB/SIMULINK. On terminera par la présentation des résultats obtenus par simulation. Le deuxième chapitre sera consacré à un exposé détaillé de la modélisation de l’association convertisseur statique-moteur asynchrone commande en plein onde et des différentes stratégies de la modulation de largeur d’impulsion (MLI). Le troisième chapitre présente les différentes topologies des onduleurs multiniveaux et Les différentes stratégies de modulation. Enfin

pour le dernier chapitre présente quelque stratégies de commande

(plein onde et commande a dent scie) de l'onduleur à trois niveaux à structure NPC, la commande de la MAS par DTC alimentée par onduleurs à deux niveaux et trois niveaux. Nous terminons ce chapitre par les résultats de simulations et une comparaison des performances pour les deux onduleurs à deux, et à trois niveaux. Nous terminons à la fin par une conclusion générale, qui est la synthèse de notre mémoire.

Modélisation de la machine asynchrone triphasée

Chapitre 1

1. 1 Introduction : La modélisation des machines électriques est une phase primordiale pour l’élaboration de la loi de commande. En effet, aborder la commande des machines électriques nécessite l’emploi d’une méthode de modélisation adaptée à la commande. Il s’agit d’une application simple des méthodes de la modélisation à la machine asynchrone qui présente des spécificités propres qui ne sont pas nécessairement communes à d’autres processus physique Il est donc évident que cette étape de modélisation soit un passage obligatoire pour étudier le comportement de la machine dans tous les cas de fonctionnement A cet effet, le point de départ qu’on a considéré pour la modélisation de la machine asynchrone est la machine généralisée et les équations d’état qui lui sont associées. Ces équations seront traduites sous forme de schéma-blocs de manière à être simulés à l’aide (du logiciel MATLAB (SIMULANK sous MATLAB). La simulation de la machine asynchrone triphasée à diverses alimentations nous permettra de retrouver des résultats classiques et de valider nos modèles du type schémablocs.

1.2. Constitution et principe de fonctionnement

Les moteurs asynchrones, appelles moteur à induction, sont pratiquement tous des moteurs triphasés. Ils sont basés sur l’entraînement d’une masse métallique par l’action d’un champ tournant. [1]

1.2.1. Stator = inducteur Il est constitué de trois enroulements (bobines) parcourus par des courants alternatifs triphasés et possède p paires de pôles.

Electrotechnique. Ouargla 2012

Page 1

Modélisation de la machine asynchrone triphasée

Chapitre 1

ሬԦͳ tournant à la Les courants alternatifs dans le stator créent un champ magnétique 

pulsation de

Synchronisme :

1.2.2. Rotor = induit Le rotor n’est relié à aucune alimentation il tourne à la vitesse de rotation W. Rotor à cage d’écureuil Il est constitué de barres conductrices très Souvent en aluminium. Les extrémités de ces barres sont réunies par deux couronnes également conductrices. On dit que le rotor est en court-circuit. Sa résistance électrique est très faible.

Schéma de principe d’une cage d’écureuil Electrotechnique. Ouargla 2012

Page 2

Modélisation de la machine asynchrone triphasée 1.2.3. Rotor bobiné Les tôles de ce rotor sont munies d’encoches où sont placés des conducteurs formant des bobinages. On peut accéder à ces bobinages par l’intermédiaire de trois bagues et trois balais. Ce dispositif permet de modifier les propriétés électromécaniques du moteur.

1.2.4. Courants induits Des courants induits circulent dans le rotor.

1.2.5. Entrefer L’entrefer est l’espace entre le stator et le rotor.

1.2.6. Glissement Le rotor tourne à la vitesse Ω plus petite que la vitesse de synchronisme Ωs. On dit que le rotor «"glisse"» par rapport au champ tournant. Ce glissement g va dépendre de la charge.

Electrotechnique. Ouargla 2012

Page 3

Chapitre 1

Modélisation de la machine asynchrone triphasée

Chapitre 1

1.3. Modélisation de la machine asynchrone 1. 3.1 Hypothèses simplificatrices On suppose que la saturation du circuit magnétique n’est pas considérée, ni son hystérésis, ce qui entraîne un champ magnétique sinusoïdal. On suppose que la construction mécanique est parfaitement équilibrée, l’entrefer est lisse, et la dispersion du champ magnétique aux deux bouts de la machine est négligeable. Au niveau de la méthode de modélisation mathématique, nous considérerons une machine à une paire de pôles, le passage à plusieurs paires de pôles s’effectuant de manière simple en divisant alors les angles par ce nombre de paires de pôles, on parle alors d’angle électrique. Le stator sera composé de trois bobines identiques (A, B et C) régulièrement déphasées de 2π/3 radians électriques, la phase A sera prise comme référence angulaire. Le rotor sera considéré comme équivalent à trois bobines identiques (a, b et c) court-circuitées sur elles- mêmes également régulièrement déphasées de 2π/3 radians électriques. [2]

B b Vbs Vbr

Var

a Vcs

α Vas

C

A Vcr

c

Figure (1.1) Représentation schématique d'une machine asynchrone triphasée.

Electrotechnique. Ouargla 2012

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Modélisation de la machine asynchrone triphasée

Chapitre 1

1.3.2 Equations générales Le comportement de la machine asynchrone est entièrement défini par trois types d'équations à savoir : ·

Les équations électriques.

·

Les équations magnétiques.

·

Les équations mécaniques. [3]

1.3.3 Equations électriques Nous pouvons à présent écrire le système matriciel électrique suivant dans le repère a, b, c :

éVsa ù é Rs êV ú ê 0 ê sb ú ê êVsc ú ê 0 ú=ê ê êVra ú ê 0 êVrb ú ê 0 ú ê ê êëVrc úû êë 0

0 Rs 0 0 0 0

0 0 Rs 0 0 0

0 0 0 Rr 0 0

0 0 0 0 Rr 0

0 ù éisa ù éF sa ù ú ê êF ú ú 0 ú êisb ú ê sb ú 0 ú êisc ú d ê F sc ú ú ú.ê ú + .ê 0 ú êira ú dt êF ra ú êF rb ú 0 ú êirb ú ú ê úê ú Rr úû êëirc úû êë F rc úû

(1.01)

Ou de manière plus raccourcie :

[Vsabc ] = [Rs ][. isabc ] + (d / dt )[F sabc ]

(1.02)

[Vrabc ] = [Rr ].[irabc ]+ (d / dt )[Frabc ]

(1.03)

1.3.4 Équations magnétiques Maintenant, nous devons exprimer les grandeurs magnétiques au stator et au rotor, toujours dans le repère a, b, c :

éF sa ù é l s êF ú ê M ê sb ú ê s ê F sc ú ê M s ú=ê ê êF ra ú ê M 1 êF rb ú ê M 2 ú ê ê êë F rc úû êë M 3

Ms ls Ms M3 M1 M2

Ms Ms ls M2 M3 M1

M1 M2 M3 lr Mr Mr

M3 M1 M2 Mr lr Mr

Pour l’écriture condensée, on met :

Electrotechnique. Ouargla 2012

Page 5

M 2 ù éi sa ù M 3 úú êêi sb úú M1 ú êi sc ú ú.ê ú M r ú êira ú M r ú êirb ú úê ú l r úû êëirc úû

(1.04)

Modélisation de la machine asynchrone triphasée é ls [Lss ] = êêM s êë M s

Ms ls Ms

Msù ú Msú l s úû

(1.05)

é lr [Lrr ] = êêM r êë M r

Chapitre 1 Mr lr Mr

Mr ù ú Mr ú l r úû

(1.06)

On aura : cos(a ) cos(a + 2p / 3) cos(a - 2p / 3) ù é ê t [M sr ] = [M rs ] = M sr êcos(a - 2p / 3) cos(a ) cos(a + 2p / 3)úú êëcos(a + 2p / 3) cos(a - 2p / 3) úû cos(a )

(1.07)

On aura finalement :

[Vsabc ] = [Rs ][. isabc ] + (d / dt )([Lss ][. isabc ] + [M sr ][. irabc ])

(1.08)

[Vrabc ] = [Rr ].[irabc ] + (d / dt )([Lrr ].[irabc ] + [M rs ][. isabc ])

(1.09)

1.3.5 Équations mécaniques Pour étudier les phénomènes transitoires électromécaniques avec une vitesse rotorique variable (par exemple le démarrage, le freinage, la variation de la charge à l’arbre, etc.…), il faut ajouter l’équation de mouvement au système d’équations différentielles.

J.

dWr = Ce - Cr - f .Wr dt

(1.10)

Notons que la vitesse électrique du rotor est donnée par l'expression suivante :

w r = p.Wr

(1.11)

Remarque Cette modélisation triphasée présente un inconvénient majeur pour notre application. Les matrices

[M sr ]et [M rs ] dépendent de l’angle de rotation mécanique, et nécessitent donc

d'être recalculées à chaque pas d’échantillonnage.

Electrotechnique. Ouargla 2012

Page 6

Modélisation de la machine asynchrone triphasée

Chapitre 1

1.4. Modélisation dans le repère de Park A présent, nous devons effectuer une transformation de notre repère triphasé en un repère biphasé. Nous avons classiquement le choix entre trois repères. Le premier se situe sur le champ statorique et est communément appelé αβ, le second se place quant à lui sur le champ tournant et est appelé dq, et le dernier se place sur le champ électromagnétique est appelé XY. La modélisation en αβ voit des grandeurs sinusoïdales alternatives tournant à la fréquence statorique. Celle en dq voit par contre des grandeurs continues car elle est située sur le champ tournant. Cette transformation des équations de phase en un système équivalent biphasé est effectuée grâce à la matrice de transformation de Park. Dans la théorie de Park, on utilise la transformation unique pour les courants, tensions et flux. [4,5]

é ê cos q ê [P] = 2 ê- sin q 3ê ê 1 êë 2

4p ù 2p ) cos(q - ) ú 3 3 2p 4p ú - sin(q - ) - sin(q - )ú 3 3 ú 1 1 ú úû 2 2 cos(q -

(1.12)

B d

b q

Vdr Vqr Vds

Vqs

a θ s C

α A

c

.

Figure (1.2) Représentation du passage d'un système triphasé à celui biphasé

Electrotechnique. Ouargla 2012

Page 7

Modélisation de la machine asynchrone triphasée

Chapitre 1

1.4.1 Équations électriques dF ds

Vds = Rs .ids +

Vqs = Rs .iqs +

- w s .F qs

.

(1.13)

+ w s .F ds

.

(1.14)

dF dr - (w s - wr ).F qr = 0. dt

(1.15)

dt dF qs

Vdr = Rr .idr +

Vqr = Rr .iqr +

dt

dF qr dt

+ (w s - w r ).F dr = 0

(1.16)

1.4.2 Equations magnétiques F ds = Ls .ids + M .idr .

(I.17)

F dr = Lr .idr + M .ids .

(1.18)

F qs = Ls .iqs + M .iqr .

(I.19)

F qr = Lr .iqr + M .iqs .

(1.20)

1.4.3 Équations mécaniques dW r = Ce - Cr - f .W r dt Ce = (3 / 2). p.M .(ird .isq - .isd .irq ). J.

(1.21)

w r = p.W r . Avec :

J : Moment d’inertie du rotor. f : Coefficient de frottement visqueux.

Ce : Couple électromagnétique. Cr : Couple résistant. P : Nombre de paires de pôles

N.B : pour notre étude, nous avons choisi le référentiel lié au stator parce qu’il est mieux adapté à notre étude.

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Page 8

Modélisation de la machine asynchrone triphasée

Chapitre 1

1.5. Représentation d'état é X ' ù = [A][ . X ] + [B][ . U ]. êë úû

[X ]

(1.22)

[

: Vecteur d’état, avec [X ] = ids

iqs

[A]

: Matrice d’évolution d’état du système.

[B]

: Matrice de la commande.

[U]

: Vecteur du système de commande.

é 1 ê ê s .Ts ê 2 ê- M .w r [A] = êê s .Ls .Lr M ê ê s .Lr .Ts ê M .w r ê s L . r ëê

M 2 .w r Ls .Lr

M s .Ls .Tr

1 s .Ts M .w r s .Ls M s .Lr .Ts

-

[U ] = [Vds

0 0t

Vqs

1 é ê s .L s ê ê 0 ê [B] = ê M êê s .Ls .Lr ê 0 ê ë

-

M .w r s .Ls 1 s .Tr

wr s

(1.23)

M .w r ù ú s .Ls ú ú M ú s .Ls .Tr ú w r úú s. ú 1 ú ú s .Tr ûú

(1.24)

]

0 1 s .Ls 0 -

M s .Ls .Lr

Electrotechnique. Ouargla 2012

]

iqr t .

idr

(1.25)

ù 0 0ú ú 0 0ú ú ú 0 0ú ú ú 0 0ú û

Page 9

(1.26)

Modélisation de la machine asynchrone triphasée 1.6 Simulation et interprétation : 1.6.1 Schéma bloc de simulation du moteur :

Figure (1.3): block de simulation d'un MAS

Electrotechnique. Ouargla 2012

Page 10

Chapitre 1

Modélisation de la machine asynchrone triphasée

Chapitre 1

1.6.2 Démarrage à vide La machine étant alimentée par un système de tensions sinusoïdales, Va , Vb et Vc . Pour un démarrage à vide ( Cr = 0 N.m), 15

10 8 6 4 courant rotorique Ira

courant statorique Isa

10

5

0

2 0 -2 -4

-5

-6 -8

-10

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1 1.2 temps (s)

1.4

1.6

1.8

-10

2

0

0.2

Figure(1.4): Courant statorique Isa

0.4

0.6

0.8

1 1.2 temps (s)

1.4

1.6

1.8

2

Figure(1.5):courant rotorique Ira

35

350

30

300

25 250

la vitesse W

couple Ce

20 15 10

150

100

5

50

0 -5

200

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1 1.2 temps (s)

1.4

1.6

1.8

2

Figure (1.6):Couple électromagnétique Ce

0

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1 1.2 temps (s)

1.4

Figure(1.7): la vitesse n

Les Résultats de la simulation du démarrage à vide du moteur asynchrone

Electrotechnique. Ouargla 2012

Page 11

1.6

1.8

2

Modélisation de la machine asynchrone triphasée

Chapitre 1

1.6.3 Démarrage en charge (Cr=6N.m) La machine étant alimentée par un système de tensions sinusoïdales, Va , Vb et Vc .Pour un démarrage en charge ( Cr = 6 N.m),

15

10 8

10

6

courant rotorique Ira

courant statorique Isa

4 5

0

2 0 -2 -4

-5

-6 -8

-10

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1 1.2 temps (s)

1.4

1.6

1.8

2

-10

0

35

350

30

300

25

250

20

15

0.6

0.8

1 1.2 temps (s)

1.4

1.6

1.8

2

200

150

100

10

50

5

0

0

0.4

Figure(1.9): Courant statorique Ira

la vitesse W

couple Ce

Figure(1.8): Courant statorique Isa

0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1 1.2 temps (s)

1.4

1.6

1.8

2

Figure (1.10):Couple électromagnétique Ce

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1 1.2 temps (s)

1.4

1.6

Figure(1.11):la vitesse de rotation n

Les Résultats de la simulation du démarrage en charge (Cr=6N.m) à l'instant t=0.6s

Electrotechnique. Ouargla 2012

Page 12

1.8

2

Modélisation de la machine asynchrone triphasée

Chapitre 1

1.6.4 Interprétation des résultats Lors du démarrage, on constate des pics de courant importants qui s’atténuent avec l’évolution du régime transitoire.

v La vitesse : En régime transitoire, on remarque un croissement linéaire de vitesse, avec une tendance à osciller à couse de l’inertie des masses tournantes et du coefficient d’amortissement du aux faibles valeurs des flux.

v Le couple électromagnétique : L’évolution du couple dans l’intervalle de temps 0 et 0.6 est une allure caractéristique type de tous les moteurs asynchrones à cage. Celui-ci présente aux premiers instants des pulsations très important. Pendant le régime transitoire. Le couple est fortement pulsatoire, puis se stabilise en fin du régime. On remarque que le passage d’un régime à vide vers un régime en charge à l’instant t=0.6s (ou bien d’un régime en charge vers un autre) s’établit presque instantanément, sens oscillation, avec un très fiable dépassement.

1.7 Conclusion Dans ce chapitre nous avons présenté la modélisation du moteur asynchrone alimenté par une source de tension sinusoïdal triphasée et équilibrée à fréquence constante établi sous des hypothèses simplificatrices. Après, nous avons utilisé la transformation du Park pour éviter la complexité des équations différentielles. Cette transformation permet le changement du système triphasé réel au système biphasé linéaire équivalent de cette machine ce qui signifie une facilité de résolution et de simulation.

Electrotechnique. Ouargla 2012

Page 13

Association machine asynchrone-onduleur

Page 13

CHAPITRE 2

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

2.1 Introduction Le monde industriel a été dominé pendant longtemps par les machines à courant continu puisqu'elles répondent le mieux aux exigences demandées des actionneurs vu la simplicité de leur commande car les deux grandeurs couple- flux sont physiquement découplées. La machine asynchrone présente l’avantage d’être robuste, peu coûteuse et de construction simple. Cette simplicité s’accompagne toute fois d’une grande complexité physique liée aux interactions électromagnétique entre le stator et le rotor. Par ailleurs, pour étudier une machine électrique, le but de l’électrotechnicien est d’élaborer un modèle aussi fin que possible afin qu’il puisse se rendre compte de la réalité. La conception d’une chaîne de commande passe par une phase de modélisation afin de dimensionner et valider les stratégies retenues. Mais, on ne peut parler de la commande de la machine asynchrone, sans qu’on parle du convertisseur qui lui est associé, de son alimentation et de sa commande. Dans ce chapitre, nous présenterons la modélisation de l’alimentation de la machine constituée d’un onduleur de tension contrôlés par la technique MLI. Nous traiterons la modélisation de l’association convertisseur –machine ou on présentera un modèle générale associant la machine asynchrone à son alimentation.

2.2 Modélisation de l’onduleur de tension : L’onduleur de tension est un convertisseur statique qui permet de fournir une tension alternative d'amplitude et de fréquence réglables à partir d’une source de tension continue. L’onduleur de tension est constitué de cellule de commutation généralement à transistor ou thyristor pour les grandes puissances. [6]

2.3 Classification des onduleurs : Il existe plusieurs centaines de schémas d`onduleurs, chacun correspondant à un type d`application déterminé ou permettant des performances recherchées. Les onduleurs sont en général classés selon les modes de commutation de leurs interrupteurs.

2.3.1 Onduleur autonome : C’est un système qui nécessite des composants commandés à la fois à la fermeture et à l’ouverture, de fréquence variable, dont les instants de commutations sont imposés par des circuits externes la charge est quelconque cet onduleur n'est pas réversible.

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Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

2.3.2 Onduleur non autonome : Dans ce cas, les composants utilisés peuvent être de simples thyristors commandés uniquement à la fermeture et la commutation est «naturelle » contrairement à l'onduleur autonome. L'application principale de ce type d'onduleur se trouve dans les variateurs pour moteurs synchrones de très forte puissance où les thyristors sont souvent les seuls composants utilisables.

2.4. Choix des composants : Les composants de l’électronique de puissances (interrupteurs) sont déterminés par les niveaux de la puissance et la fréquence de commutation. En règle générale, plus les composants sont rapides, plus la puissance commutée est faible et inversement. A titre indicatif, les transistors MOSFET, sont considérés comme des composants très rapides mais de puissance relativement faible. Les transistors bipolaires sont moins rapides que les transistors MOSFET mais d'avantage plus puissants (quelques kHz à une dizaine de kW). Les transistors IGBT sont des composants de gamme standard (jusqu'à 20 kHz à une des dizaines de kW). Les thyristors GTO commutent très lentement les grandes puissances. Ces composants sus indiqués sont du type commandable à l’ouverture et à la fermeture; ce qui n’est pas le cas pour le thyristor classique [7, 8].

Figure (2.1) : Choix des composants selon la puissance et la fréquence

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Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

2.5. Choix du variateur de vitesse : Les technologies d’entraînements à vitesse variable pour moteurs asynchrones sont nombreuses et viennent compléter les technologies disponibles pour les moteurs à courant continu et les moteurs synchrones. Le choix de la technologie et de la structure du convertisseur dépend de nombreux facteurs liés à l’application visée.

2.5.1 Facteurs techniques Parmi les principaux facteurs techniques de choix figurent : ·

la puissance et la vitesse nominales.

·

le régime d’utilisation (utilisation en régime permanent ou intermittent).

·

la plage de variation de vitesse et le domaine de fonctionnement dans le plan puissance-vitesse (1 quadrant, 2 quadrants, 4quadrants).

·

le type de machine entraînée (inertie, caractéristique de couple résistant selon la vitesse).

·

la précision de contrôle de couple et de vitesse.

·

la tension du réseau d’alimentation.

·

les contraintes d’installation (place disponible, degrés de protection, etc.).

2.5.2 Facteur économique Enfin, un critère essentiel est bien sûr le coût total d’investissement de l’entraînement comprenant le coût du variateur, du moteur et de leur installation. Le coût d’exploitation de l’entraînement (maintenance, coût d’indisponibilité, pertes énergétiques) est un critère économique supplémentaire de choix.

2.6 Différents type d’onduleur pour l’alimentation des machines asynchrones : Pour fonctionner, un onduleur a besoin d’une source à courant continu que l’on peut obtenir en redressant la tension du réseau triphasé. La sortie à courant continu du redresseur et l’entrée à courant continu de l’onduleur sont reliées par un circuit intermédiaire. On utilise deux types de liaisons : les liaisons à source de courant et les liaisons à source de tension. Un onduleur associé à un redresseur est alors appelé onduleur de courant ou de tension.

Page 16

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

L’onduleur est la dernière partie du variateur de vitesse située avant le moteur. Il fournit des grandeurs électriques variables au moteur. Dans tous les cas, l’onduleur est composé de

semi-conducteurs disposés par paires en trois bras. Les semi-conducteurs

de l’onduleur commutent sur des signaux en provenance du circuit de commande. [13]

2.6.1 Onduleur de courant Lorsqu’il fonctionne en source de courant, le redresseur fournit un courant constant à l’onduleur ; une inductance de lissage L'aide à maintenir le courant constant. La figure (2.2) représente un convertisseur avec un onduleur de courant.

Figure (2.2) : convertisseur avec onduleur de courant

2.6.2 Onduleur de tension Lorsqu’il fonctionne en source de tension, le redresseur fournit une tension constante à l’onduleur. La présence d’un condensateur dans le circuit de liaison aide alors à maintenir une tension constante à l’entrée de l’onduleur. Pour réaliser des onduleurs destinés à alimenter une charge ordinaire d’impédance très variable à partir d’un redresseur, on choisit des onduleurs de tension Figure (2.3).

Figure (2.3) : redresseur - onduleur de tension

Page 17

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

Les raisons sont multiples : ·

le fonctionnement de l’onduleur de tension est fort affecté par les imperfections de la source continue, peu par celle de la charge. Pour l’onduleur de courant, c’est l’inverse.

·

les deux onduleurs ne délivrent pas directement une tension de sortie sinusoïdale, donc il faut utiliser un filtre de sortie. Avec l’onduleur de tension on sait exactement ce qu’on a à filtrer (la tension à filtrer est imposée par la source continue). Avec l’onduleur de courant, la tension à filtrer dépend de la charge

2.7 Modélisation de l’alimentation de la machine par onduleur La figure 2.4 montre le schéma d’un onduleur triphasé alimentant le MAS

T2

T1 D1

T3

D3

D2

vd c

M.AS

T2¢

T1¢

T3¢

D2¢

D1¢

D3¢

Figure (2.4) : Schéma de l’onduleur de tension. L’onduleur de tension est constitué de trois bras de commutation à transistors. Chaque bras composé de deux cellules comportant chacune une diode et un transistor. Tous ces éléments sont considérés comme des interrupteurs idéaux. [9] En mode commandable, le bras est un commutateur à deux positions qui permet d’obtenir à la sortie deux niveaux de tension. Un bras de l’onduleur est représenté par la figure (2.5).

I

I

T1

D1

k1

i

vd c

T1¢

vd c

k1¢

D1¢

Figure (2.5) : Schéma d’un bras de l’onduleur

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Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

Le schéma équivalent de l’onduleur est représenté par la figure (2.6)

k1 a

vd c

k2 uab

k3

ubc

uca b

v as

ibs ic s

vbs v cs

c k 3¢

k 2¢

k1¢

ia s

Figure (2.6) : Schéma équivalent de l’onduleur. L’onduleur est modélisé en associant à chaque bras une fonction logique F qui détermine sont états de conduction : ì1 si k1 fermé et k1¢ ouvert F1 = í î0 si k1¢ fermé et k1 ouvert ì1 si k 2 fermé et k 2¢ ouvert F2 = í î0 si k 2¢ fermé et k 2 ouvert

ì1 si k 3 fermé et k 3¢ ouvert F3 = í î0 si k 3¢ fermé et k 3 ouvert

Ainsi les tensions de ligne sont donnée par :

u a b = v a s - vb s = v d c ( F1 - F2 )

(2.1)

u b c = vb s - vc s = v d c ( F2 - F3 )

(2.2)

u c a = vc s - v a s = v d c ( F3 - F1 )

(2.3)

Dans l’hypothèse on a les tensions va s , vb s , vc s forment un system de tensions triphasées équilibrées alors De (2.1)-(2.3) en trouve

va s =

vd c 3

(2 F1 - F2 - F3 )

Page 19

(2.4)

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

De (2.1)-(2.2) en trouve

vb s =

vd c 3

(2 F2 - F1 - F3 )

(2.5)

De (2.2)-(2.3) en trouve

vc s =

vd c 3

(2 F3 - F1 - F2 )

(2.6)

æ 2 -1 ç 2 ç -1 ç -1 -1 è

(2.7)

Donc : æ va s ö ç ÷ v ç vb s ÷ = d c ç ÷ 3 ç vc s ÷ è ø

- 1ö æ F1 ö ÷ç ÷ - 1 ÷ ç F2 ÷ 2 ÷ø çè F3 ÷ø

v d c : C’est la tension d'alimentation continue de l'onduleur.

2.8 Analyse harmonique de la tension de sortie de l’onduleur 2.8.1 Origine des harmoniques Les récepteurs non linéaires tels que fours à arc, éclairages, convertisseurs, redresseurs, absorbent des courants non sinusoïdaux qui traversent les impédances du réseau et provoquent ainsi une déformation de la sinusoïde de tension d'alimentation. La déformation de la forme d'onde est caractérisée par l'apparition de fréquences harmoniques de tension [10].

2.8.2 Déformation d’un signal sinusoïdal Une tension déformée Y(t) de période T (T = 20 ms à f = 50 Hz) peut donc s'écrire de la façon suivante :

Y(t) = Y0 + σ݊ൌλ ݊ൌͳ ܻ݊ ξʹsin (nwt – ln) Un signal déformé est la résultante de la superposition des différents rangs d’harmoniques

Page 20

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

2.8.3 Mode de représentation : le spectre en fréquence Le spectre est un histogramme fournissant l’amplitude de chaque harmonique en fonction de son rang et son importance [11].

Figure (2.7) : Spectre d’harmonique

2.8.4 L’harmonique mesuré en pratique Les harmoniques les plus fréquemment rencontrés dans le cas des réseaux triphasés, sont les harmoniques de rangs impairs. Au-delà du rang 50, les courants harmoniques sont négligeables et leur mesure n’est plus significative. Une bonne précision de mesure est obtenue en considérant les harmoniques jusqu’au rang. Et les harmoniques de rang 3, 5, 7, 9, 11 et 13 sont les plus surveillé. La compensation des harmoniques jusqu’au rang 13 est impérative, une bonne compensation prendra également en compte les harmoniques jusqu’au rang 25.

2.9 Paramètre de performance de l’onduleur La qualité de l’énergie fournit par un onduleur est évaluée suivant les paramètres de performance suivant [12] :

2.9.1 Facteur de la nième harmonique C’est la mesure de la contribution individuelle des harmoniques définit comme suit :

HFN =

ܸ݂݂݁݊

ܸ݂݂݁ ͳ

Page 21

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

2.9.2 Distorsion d’harmonique total THD et le facteur DF Le taux de distorsion, encore appelé distorsion harmonique totale est défini comme le rapport de la valeur efficace globale des harmoniques (c'est-à-dire leur somme quadratique) à la valeur efficace de la composante fondamentale.

THD =

ට‫ ʹ ʹܪ‬൅‫ ʹ ͵ܪ‬൅‫ڮ‬ ‫ͳܨ‬

On va couramment jusqu’au 40eme ou 50eme rang d’harmoniques. Cette grandeur permet d’évaluer à l’aide d’un nombre unique la perturbation d’un courant ou d’une tension en un point d’un réseau, voire de comparer deux réseaux sujets à des harmoniques de rangs différents. Le THD représente sensiblement l’augmentation de l’effet Joule dans les lignes et les dispositifs. Un appareil de mesure qui n’effectue pas une analyse spectrale ne mesure pas le THD mais une valeur approchée appelée le facteur de distorsion, ou DF. Ce facteur, inférieur à 100 %, est défini par le rapport de la valeur efficace des harmoniques à la valeur efficace du signal total.

DF =

ට‫ ʹʹܪ‬൅‫ ʹ ͵ܪ‬൅‫ڮ‬

ට‫ ͳܨ‬൅‫ ʹ ʹܪ‬൅‫ ʹ͵ܪ‬൅‫ڮ‬

Lorsque la distorsion est faible, les deux valeurs THD et DF sont équivalentes. Si DF dépasse les 15 %, il est possible de corriger la mesure pour obtenir le taux de distorsion harmonique total.

THD =

‫ܨܦ‬

ξͳെ‫ʹ ܨܦ‬

Un bon appareil d’analyse de réseaux donne la valeur efficace du signal puis le compare à celle du signal sans son fondamental. Mais certains appareils ne mesurent que la valeur moyenne des signaux redressés et non pas les valeurs efficaces. La mesure peut être alors inférieure à DF, et aucune correction ne permet de retrouver THD. La distorsion de l’onde de tension est proportionnelle à l’impédance du réseau et à l’amplitude des courants harmoniques.

Page 22

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

La précision de son calcul n’est limitée que par l’incertitude de l’impédance du réseau. Le taux de distorsion du réseau électrique est presque partout inférieur à 2% en HTB, 5% en HTA et 7% en BT. C’est la mesure de la similitude de la forme d’onde réelle avec sa composante fondamentale :

THD =

ͳ

ܸ݂݂݁ ͳ

§ Harmoniques de courant

ʹ ͳȀʹ ሾσλ ݊ൌʹǡ͵  ܸ݂݂݁݊ሿ

Les harmoniques de courant sont à l'origine de pertes joules qui représentent une grande partie des pertes de la machine. La valeur efficace des harmoniques de courant est donnée par : ͳ

Š”• = ට ‫׬‬ሾ‹ሺ–ሻ െ  ‹ͳ ሺ–ሻሿʹ  Ǥdt 

i(t) étant le courant de phase, et i1(t) son fondamental. Ne permet cependant pas d'évaluer les performances d'une MLI puisqu'elle dépend aussi des impédances de la machine. Pour éliminer cette dépendance, on introduit le facteur de distorsion harmonique d, qui correspond à I hRMS normalisée par sa valeur pour un fonctionnement en pleine onde IhRM_PO avec la même machine : d=

Š”•

Š”• ̴ܱܲ

Le facteur de distorsion d permet ainsi de caractériser la qualité d'une séquence de MLI en termes de minimisation de distorsion harmonique de courant, indépendamment de la charge connectée à l'onduleur. Les pertes joules dans la charge sont proportionnelles au carré du facteur de distorsion, aussi pouvons nous utiliser "le facteur de perte" d2 comme critère de comparaison.

§ Spectre des harmoniques de courant Le facteur d donne une information globale de la distorsion harmonique. Il est souvent utile de connaître la contribution individuelle de chaque fréquence à la distorsion totale. L'analyse par FFT (Fast Fourier Transformation) du courant donne son spectre

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Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

harmonique, qui est une caractéristique plus détaillée que le facteur de distorsion harmonique global. Le spectre harmonique typique des MLI à fréquence de commutation constante présente des raies d'amplitude importante autour de cette fréquence et de ses multiples. Ceci entraîne des problèmes de bruit acoustique, pouvant être amplifié par des phénomènes de résonances mécaniques. Certaines techniques de MLI (MLI aléatoire par exemple) cherchent à éviter cette concentration d'énergie harmonique autour de certaines fréquences, en la répartissant sur toute la bande de fréquence. Pour évaluer et comparer les performances de MLI, le spectre harmonique de courant s'avère être le critère principal.

§ Ondulation du couple Les ondulations du couple électromagnétique d'une machine créée par une séquence de MLI peut être caractérisée par : ∆‫  ݔܽ݉݁ܥ( = ݁ܥ‬- ‫ ) ݕ݋݉݁ܥ‬/ ‫ ݉݋݊݁ܥ‬

Désigne respectivement le couple maximal, le couple moyen et le couple nominal.

Certaines applications imposent une ondulation de couple faible. Il existe des MLI optimisées dans ce sens. §

Pertes à la commutation Elles dépendent de la tension E du bus continu, du courant dans la charge, et de

la fréquence de commutation. C'est pour cela qu'en forte puissance, le nombre de commutations par période du fondamental est obligatoirement faible. Les pertes à la commutation dépendent aussi, pour certaines MLI, du facteur de puissance de la charge (Déphasage tension/courant). Des techniques optimisées pour minimiser ces pertes visent à imposer aux semiconducteurs l'état passant ou bloqué (c'est à dire sans commutations) pendant les intervalles de temps ou le courant qui les traverse est maximal (ou minimal) .

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Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

2.10 Les Techniques de commande de l’onduleur triphasée : 2.10.1 Généralités sur les MLI : Le choix d'une technique dépend du type de machine à commander, de la gamme de puissance, des semi-conducteurs utilisés pour l'onduleur et de la simplicité d'implantation de l'algorithme. Ce sont finalement des critères de coût et de performance qui vont déterminer ce choix. Les critères de performances permettent d'évaluer et de comparer les qualités des différentes techniques de MLI. [14] [16]

2.10.2 Objectif de la Technique MLI : Les objectifs principaux d'une MLI sont les suivants: Ø Obtenir dans la charge électrique des courants dans la variation est proche de la sinusoïdale par le contrôle de l'évolution des rapports cycliques et grâce à une fréquence élevée des commutations des interrupteurs par rapport à la fréquence des tensions de sortie Ø Imposer à l'entrée de l'onduleur un courant de type continu avec des composantes alternatives d'amplitudes réduites et de fréquences élevées. Ø Permettre un contrôle fin de l'amplitude du fondamentale des tensions de sortie généralement sur la plus grande plage possible et pour une fréquence de sorties larges variable Les paramètres essentiels de MLI sont par conséquent: La fréquence de modulation : fm ; L'indice de modulation :

m= fm/fs

Où fs est la fréquence des fondamentaux des grandeurs de sortie de l'onduleur; Coefficient de réglage:

‫ݎ‬ൌ

‫ݎܿݎݑ݈݁ܽݒ‬±‫ݐ݄݅ܽݑ݋ݏ݁݃ݎ݄ܽܿ݁݀݊݋݅ݏ݊݁ݐ݈݈ܽ݁݀ܽݐ݊݁݉ܽ݀݊݋݂ݑ݀݁ݐ‬±݁ ‫ݎܿݏ݁݀݁݀ݑݐ݈݅݌݉ܣ‬±݊ܽ‫݁݅ݐݎ݋ݏ݁݀݊݋݅ݏ݊݁ݐ݈ܽ݁݀ݔݑ‬

On cherche généralement à obtenir une valeur maximale de "r" la plus élevée possible.

Page 25

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

2.11 LES TECHNIQUES DE COMMANDE MLI : 2.12 Structures de MLI La technique de modulation de largeur d’impulsion (MLI) permet de commander la tension de sortie de l’onduleur en amplitude et en fréquence à partir des signaux de commandes des interrupteurs de l’onduleur tout en limitant l’effet des harmoniques. Il existe différentes structures de Modulation de Largeur d'Impulsion permettant de gérer les trois courants d’alimentation de la machine asynchrone à partir des courants de référence calculés au niveau de la commande .Trois types de MLI sont généralement utilisés [15]: Ø La MLI précalculée : consiste à calculer les instants de commutation des interrupteurs de puissance de manière à éliminer certaines harmoniques non désirables. Ces séquences sont alors enregistrées dans une mémoire et restituées cycliquement pour assurer la commande des interrupteurs. L'implantation de cette technique de MLI sur circuit intégré spécifique est alors envisageable. Plusieurs travaux d'intégration ont d'ailleurs été réalisés pour ce type de structure. Ø La MLI dent scie : est basée sur la comparaison entre une onde modulante, de forme sinusoïdale à faible fréquence, et une autre onde porteuse de forme dent scie à fréquence plus élevée. Les points d’intersection entre la porteuse et la modulante déterminent les instants de commutation. Ce genre de MLI est surtout bien adapté al’ électronique analogique mais est difficilement utilisable en numérique. En effet, il est, par exemple, difficile de reproduire une tension de référence sinusoïdale parfaite à partir d'informations numériques. Ø La MLI vectorielle : utilisée dans les commandes modernes des machines asynchrones pour obtenir des formes d’ondes arbitraires non nécessairement sinusoïdales. Le principe de la MLI vectorielle consiste à reconstruire le vecteur tension statorique Vs à partir de huit vecteur tension. Chacun de ces vecteurs correspond à une combinaison des états des interrupteurs d'un onduleur de tension triphasé, Cette méthode de MLI peut désormais être implantée dans des circuits intégrés numériques. Elle nécessite toute fois des calculs numériques rapides et précis. De ce fait, la fonction MLI est séparée des fonctions de "commande algorithmique" et implantée dans un circuit intégré spécifique.

Page 26

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

2.13 Simulation de l’association onduleur-MAS en pleine onde Dans cette partie d’étude nous avons associe à la MAS un onduleur de tension qui fonctionne en pleine onde pour cela nous avons provoqué un couple de charge à l’instant t=0.6 S de valeur Cr=6N.m. Schéma block :

Figure (2.8) : schéma bloque de la machine asynchrone associée à un onduleur de tension

Résultat de Simulation de l’association onduleur-MAS en pleine onde

Figure (2.9) : Signal de commande Ka

Page 27

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

Figure (2.10) : tension de phase Van de l’onduleur tension

Figure (2.11): Spectre harmonique de tension Van

-alimentés à vide

Figure (2.12) : le courant statorique Isa à vide

Page 28

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

15

10

isa

5

0

-5

-10

-15 0.42

0.44

0.46 temps

0.48

0.5

0.52

Figure (2.13) : zoom de courant statorique Isa

Figure (2.14) : Courant statorique Isa et leur spectre harmonique

15

10

courant rotorique Ira

5

0

-5

-10

-15

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

Figure (2.15) : le courant rotorique ira à vide

Page 29

0.9

1

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

60

50

40

couple Ce

30

20

10

0

-10

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

0.9

1

Figure (2.16) : le Couple électromagnétique Ce à vide

1600 1400 1200

la vitesse W

1000 800 600 400 200 0 -200

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

0.9

1

Figure (2.17) : la vitesse de M.AS à vide

-alimentés en charge 15

courant statorique Isa

10

5

0

-5

-10

-15

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

0.9

Figure (2.18) : le courant statorique isa en charge

Page 30

1

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

15

5

0

-5

-10

-15

0.72

0.74

0.76

0.78 temps (S)

0.8

0.82

0.84

Figure (2.19) : zoom de courant statorique Isa

Figure (2.20) : spectre harmonique de courant Isa en charge

15

10

courant rotorique Ira

zoom courant statorique Isa

10

5

0

-5

-10

-15

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

Figure (2.21) : le courant rotorique ira en charge

Page 31

0.9

1

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

60

50

couple Ce

40

30

20

10

0

-10

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

0.9

1

Figure (2. 22) : le Couple électromagnétique Ce en charge

1600 1400 1200

la vitesse W

1000 800 600 400 200 0 -200

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

0.9

1

Figure (2.23) : la vitesse de M.AS en charge

Interprétation des résultats : D’après les résultats de simulation de l’onduleur- machine asynchrone qui ont montrés que la vitesse en régime permanent se stabilise à une valeur proche de la vitesse du synchronisme, exactement comme dans le cas de la MAS alimentée directement par le réseau triphasé. En régime transitoire, le couple est pulsatoire avec une valeur maximale de l’ordre de 50N.m, et il est ondulé autour du zéro en régime permanent . La forme de courant statorique est presque le même que celle dans le cas sans onduleur sauf qu’ici les valeurs maximales ont diminué avec une présence d’harmoniques.

Page 32

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

2.14 Simulation de la MAS commandé un onduleur MLI Dans cette partie d’étude nous avons associe à la MAS un onduleur de tension sous une commande MLI pour une fréquence fp=50 Hz à fin de visualisé l’effet de la fréquence de commutation pour cela nous avons provoqué un couple de charge à l’instant t=0.6 s de valeur Cr=6 N.m.

Schéma de block :

Figure (2.24) : Bloque fonctionnel sous une commande à MLI Résultat de simulation pour Fp = 1.2 KHZ:

1 0.8 0.6 0.4

vref

0.2 0 -0.2 -0.4 -0.6 -0.8 -1

0

0.005

0.01

0.015

0.02

0.025

0.03

0.035

temps

Figure (2.25) : représentation de la porteuse et la modulante

Page 33

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

400

300

200

Vabn

100

0

-100

-200

-300

-400

0

0.01

0.02

0.03 temps

0.04

0.05

0.06

Figure (2.26) : les tensions vabc de la sortie de l'onduleur

400 300 200

Van

100 0 -100 -200 -300 -400

0.06

0.08

0.1

0.12 temps

0.14

0.16

0.18

Figure (2.27) : la tension de phase Van de l’onduleur à MLI

Figure (2.28) : Spectre harmonique de tension Van

Page 34

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

· à vide 15

5

0

-5

-10

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 temps (S)

0.7

0.8

0.9

Figure (2.29) : les courants Isa à vide

4

zoom courant statorique Isa

courant statorique Isa

10

2

0

-2

-4

-6

0.59

0.6

0.61

0.62 temps (S)

0.63

0.64

Figure (2.30) : zoom des courants Isa à vide

Figure (2.31) : Spectre harmonique de courant Isa

Page 35

1

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

10 8 6

2 0 -2 -4 -6 -8 -10

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 temps (S)

0.7

0.8

0.9

1

0.8

0.9

Figure (2.32) : les courants Ira à vide

35 30 25

couple Ce

20 15 10 5 0 -5

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

1

Figure (2.33) : le couple ce à vide

1600 1400 1200 1000

la vitesse W

courant rotorique Ira

4

800 600 400 200 0 -200

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 temps (S)

0.7

0.8

Figure (2.34) : la vitesse n à vide

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0.9

1

Association machine asynchrone-onduleur

En charge : 15

courant statorique Isa

10

5

0

-5

-10

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

0.9

1

Figure (2.35) : les courants Isa en charge

10 8 6

courant rotorique Ira

4 2 0 -2 -4 -6 -8 -10

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

0.9

1

Figure (2.36) : les courants Ira en charge

35 30 25 20

couple Ce

·

CHAPITRE 2

15 10 5 0 -5

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

Figure (2.37) : le couple Ce en charge

Page 37

0.9

1

Association machine asynchrone-onduleur

CHAPITRE 2

1600 1400 1200

la vitesse W

1000 800 600 400 200 0 -200

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 temps (S)

0.6

0.7

0.8

0.9

1

Figure (2.38) : la vitesse n en charge

Interprétation des résultats : Les premières remarques est que les temps de réponse de vitesse ainsi le couple pour une MAS alimenté par un réseau triphasé à celle alimenté par un onduleur de tension à cause d’une diminution de la valeur efficace de tension qui alimente la machine. La vitesse en régime permanent se stabilise à une valeur proche de la vitesse du synchronisme. Exactement comme dans le cas de la MAS alimentée directement par le réseau triphasé seulement que la réponse est plus lent. La forme du courant statorique est presque la même que celle dans le cas sans onduleur sauf Qu’ici les valeurs maximales ont diminué On note que la variation de la fréquence de commutation permet d’augmenter les pertes joules ce qui provoque l’échauffement des composants de puissance.

Conclusion Dans ce chapitre : on à étudié la machine asynchrone associée à un onduleur de tension à pleine onde et à MLI, ont été présentés. Les résultats obtenus par simulation montrent que l'alimentation de la MAS par un onduleur de tension à onde dent scie présente des ondulations sur le courant et le couple ce qui entraîne la saturation de la MAS, alors que l'alimentation par un onduleur à MLI permet la réduction de ces ondulations. Donc il est clair que la MLI est nettement meilleure que l'onde à dent scie.

Page 38

Les convertisseurs multiniveaux

CHAPITRE 3

3.1 Introduction : La technologie de conversion de l’énergie du continu vers l’alternatif en utilisant les convertisseurs statiques est une partie de l’électronique de puissance en pleine croissance. Cela tient essentiellement à deux raisons [16] : La première est l’étendue du domaine de leurs applications ; La seconde vient de l’amélioration des performances des semi-conducteurs de puissance et de l’apparition de nouveaux composants permettant l’implantation de nouvelles stratégies de commande plus performantes. La demande en puissance des applications industrielles a augmenté considérablement ces dernières années, jusqu’à atteindre l’ordre de quelque mégawatts (de l’ordre de 10MW) pour les basses et moyennes tensions. L’utilisation de convertisseurs conventionnels à deux niveaux, à grandes fréquences de commutation, est limitée à ce niveau de puissance à cause des pertes non négligeables engendrées par la commutation des interrupteurs. En plus on se trouve obligé d’associer plusieurs interrupteurs en série et en parallèle afin de respecter les limites physiques des interrupteurs utilisés. Donc l’utilisation des convertisseurs multiniveaux dans les applications de moyenne et haute puissances est proposée comme une solution à l’handicap technologique des semi-conducteurs. Le concept de convertisseurs multiniveaux a été mis en place depuis 1975. Le terme multiniveaux a commencé avec les convertisseurs à trois niveaux. Ultérieurement, plusieurs topologies de convertisseurs multiniveaux ont été développées. L’onduleur multiniveaux présente plusieurs avantages, parmi lesquels on peut mentionner : Ø La qualité d’onde : les convertisseurs multiniveaux peuvent non seulement générer les tensions de sortie avec une distorsion très faible, mais peut aussi réduire le dV/dt souligne, donc certains problèmes de compatibilité électromagnétique (CEM) peuvent être réduits. Ø La tension de mode commun : les convertisseurs multiniveaux produisent une tension de mode commun plus réduite, donc une durée de vie des moteurs plus importante quand ils sont utilisés pour les entraînements électriques. En outre, la tension de mode commun peut être éliminée en utilisant des stratégies de modulation avancées telles que celle proposée dans. Ø Courant d’entrée : les convertisseurs multiniveaux peuvent tirer un courant d'entrée avec une faible distorsion. Electrotechnique. Ouargla 2012

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Les convertisseurs multiniveaux

CHAPITRE 3

Ø Fréquence de découpage : les convertisseurs multiniveaux peuvent fonctionner à la fois à la fréquence fondamentale et à une fréquence de découpage élevée (MLI). Il convient de noter qu’une faible fréquence de commutation signifie généralement des pertes réduites, donc un gain plus élevé dans le rendement du convertisseur. Malheureusement, inconvénients.

les

convertisseurs

multiniveaux

présentent

quelques

Un désavantage particulier est un plus grand nombre de semi-

conducteurs de puissance nécessaires, par rapport aux convertisseurs classiques.

3.2 Principe de l’onduleur multiniveaux : Ce paragraphe a pour but d'introduire le principe général du comportement multiniveaux. La figure 3.1 aide à comprendre comment travaillent les convertisseurs multiniveaux [2, 3]. Un convertisseur à deux niveaux est représenté à la figure 3.1.a, dans laquelle les commutateurs semi-conducteurs ont été remplacés par un interrupteur idéal. La tension de sortie ne peut prendre que deux valeurs: 0 ou Vdc1. Sur la figure 3.1.b, la tension de sortie de trois niveaux peut prendre trois valeurs: 0, Vdc1 ou Vdc1 + Vdc2. Dans la figure 3.1.c le cas général de m niveaux est présenté [17].

Figure (3.1) : Onduleur à niveaux multiples à deux (a), à trois (b) et à m niveaux (c)

En général, les convertisseurs multiniveaux peuvent être vus comme des synthétiseurs de tension, dans lesquels la tension de sortie est synthétisée à partir de plusieurs niveaux de tension discrets.

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Page 40

Les convertisseurs multiniveaux

CHAPITRE 3

3.3 Les différentes topologies des onduleurs multiniveaux : La figure 3.2 représente les topologies des onduleurs multiniveaux les plus récentes

Figure (3.2) : Différentes topologies des convertisseurs multiniveaux

3.3.1 Onduleur de tension à diodes de bouclage : La première topologie, et la plus pratique, de l’onduleur de tension multiniveaux est la structure NPC (Neutral-Point-Clamped). Elle a été proposée, la première fois, par Nabae et al. en 1981. L’onduleur NPC à trois et à cinq niveaux est donné par la figure 3.3. Les diodes son utilisées pour réaliser la connexion avec le point de référence R. Pour l’obtention d’une tension de m niveaux, m-1 capacités sont nécessaires. Les tensions aux bornes des condensateurs sont toutes égales à Vdc / m1, Vdc étant la tension totale appliquée. Les deux interrupteurs dans un même bras sont commandés de façon complémentaire.

Figure (3.3) : Onduleur NPC à trois (a) et à cinq niveaux (b)

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Page 41

Les convertisseurs multiniveaux

CHAPITRE 3

3.3.2 Onduleur de tension à condensateurs flotteurs La topologie de l’onduleur multiniveaux à condensateur flotteur (Flying Capacitor Multilevel Inverter), donnée par la figure 3.4 a été proposée par T. Meynard et H. Foch en 1992. Cette structure est proposée pour résoudre d’une part le problème de l’équilibre des tensions, et d’autre part pour réduire le nombre excessif de diodes. Dans cette topologie, les capacités remplacent les diodes, d’où l’appellation « onduleur à condensateur flotteurs » ; malheureusement dans cette variante un grande nombre de capacités est exigé, contrairement au premier cas qui ne nécessite que (m-1) capacités seulement.

Figure (3.4) : Onduleur à condensateur flotteurs à trois (a) et à cinq niveaux (b)

3.3.3 Onduleurs multiniveaux en cascade : En1975, dans les auteurs ont proposé un convertisseur multiniveaux en cascade qui consistait en la mise en série de plusieurs ponts à deux niveaux monophasé ; ces ponts étant connectés à des sources de tension continues séparées. La figure 3.5 Montre le schéma de base d’un convertisseur N niveaux en cascade formé par l’association en série de N-1/2 ponts à deux niveaux. La tension Vs en sortie d’une telle structure est donnée par la somme des N-1/2 tensions en sortie des ces ponts. Une autre alternative consiste à envisage de mettre en série plusieurs ponts monophasé alimentés par une même source de tension continue Ec figure (3.6). Cette

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Page 42

Les convertisseurs multiniveaux

CHAPITRE 3

structure est appelée polygonale et l’utilisation d’un transformateur d’isolement à la sortie de chaque pont est obligatoire pour connecter les sortie alternative de chaque pont. Il est à notre cependant que pour ces deux structure, l’encombrement (et par conséquent l’augmentation du cout) de l’installation reste des handicapes pénalisants. En effet, pour l’obtention d’une tension de sortie à N niveaux, il faudra disposer de (N-1)/2 pont monophasé par bras. Chaque à la valeur doit être dimensionné pour le courant de charge et pour une tension continue égale à la valeur maximal de la tension en sortie du bras divisée par N '(ceci est valable dans le cas des onduleurs polygonaux pour un rapport de transformation unitaire).

Figure (3.5) : structure d’un convertisseur N niveaux en cascade

Figure (3.6) : structure d’un convertisseur polygonale N niveaux

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Page 43

Les convertisseurs multiniveaux

CHAPITRE 3

3.4 Autres topologies : Outre les trois topologies de base discutées précédemment, d'autres topologies de convertisseurs multiniveaux ont été proposées, mais la plupart d'entre elles sont à base de circuits "hybrides", combinaisons de deux topologies de base ou de légères variations de celles-ci. Ces topologies sont : a) Le convertisseur asymétrique hybride, b) Le convertisseur avec des ponts en cascade et sources CC/CC avec isolement, c) Le convertisseur avec des topologies multiniveaux en cascade, d) Le convertisseur avec commutation douce, e) Les convertisseurs reliés par transformateur, f) Le convertisseur Diode/Capacitor-Clamped : variante de l’onduleur NPC, g) Le convertisseur New Diode-Clamped : autre variante de l’onduleur NPC, h) Le convertisseur multiniveaux généralisé.

3.5 Comparaison entre les trois principaux convertisseurs multiniveaux On peut trouver dans la littérature des descriptions intéressantes des trois topologies de base, avec leurs avantages et inconvénients, comme celle offerte par Lai et Peng dans ou par Shakwek et Lewis dans. Le tableau 3.1 montre, de manière résumée, les principales caractéristiques des trois topologies multiniveaux de base pour un convertisseur de m niveaux. La sélection de la topologie multiniveaux la plus adéquate pour chaque application n'est pas évidente, jusqu'à présent c'est un défi non résolu dans la littérature.

Tableau (3.1): Comparaison entre les trois topologies de base des convertisseurs multiniveaux

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Page 44

Les convertisseurs multiniveaux

CHAPITRE 3

Du point de vue du nombre de composants, l’onduleur en cascade paraît être la solution multiniveaux la plus avantageuse, surtout lorsque le nombre de niveaux devient important. Dan la suite de notre étude, on utilisera cette topologie.

3.6 Les différentes stratégies de modulation A la sortie d'un onduleur, alimenté par une source de tension continue, on obtient une tension alternative formée de créneaux rectangulaires. Le filtrage de cette tension rectangulaire permet son approximation a une tension sinusoïdale. Si la tension a filtrée est a la fréquence industrielle, le filtrage sera lourd, couteux et le résultat obtenus seront médiocres. D’où la nécessité d'une technique permettant le découpage d'une alternance en plusieurs créneaux. La modulation de largeur d'impulsion (MLI) est introduite pour résoudre se problème. Cependant, l'essor de la modulation MLI n'a été possible que grâce aux progrès sur les semi-conducteurs. La modulation MLI consiste alors à former chaque alternance d'une tension de sortie d'une succession de créneaux de largeur convenable, en adaptant une fréquence de commutation supérieure à la fréquence des grandeurs de sortie de l'onduleur. Ainsi, elle permet de repousser, vers des fréquences élevées, les harmoniques de la tension de sortie; ce qui facilite. Aussi, la multiplication du nombre des impulsions, formant chacune des alternances d'une tension de sortie, offre la possibilité de moduler la forme de cette tension et d'obtenir une forme d'onde approximant au mieux la sinusoïde. La génération des signaux de commande de la modulation MLI se fait le plus souvent en temps réel. On détermine ainsi les instants d'ouverture et de fermeture des interrupteurs à l'aide d'une électronique de commande analogique ou numérique ou éventuellement une combinaison des deux. Pour assurer la détermination en temps réel des instants de fermeture et d'ouverture des interrupteurs, on distingue deux techniques de modulation de largeur d'impulsion : la modulation sinusoïdale et la modulation vectorielle. La modulation sinusoïdale consiste à utiliser les intersections d'une onde de référence ou modulante, généralement sinusoïdale, avec une onde de modulation ou porteuse, généralement triangulaire. Cette technique exige une commande séparée pour chacune des phases de l'onduleur.

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Page 45

Les convertisseurs multiniveaux

CHAPITRE 3

La modulation vectorielle consiste à représenter la tension sinusoïdale de sortie que l'on désire par un seul vecteur. La transformation de Clarke permet d'approcher au mieux ce vecteur pendent chaque intervalle de modulation. La génération des signaux de commande des interrupteurs se fait de façon à suivre au mieux le vecteur défini par la composante de Clarke du système de tensions de sortie de l'onduleur. Contrairement à la modulation sinusoïdale la modulation vectorielle permet d'assurer, d'une manière globale, la commande de l'ensemble des interrupteurs constituant l'onduleur.

3.7 Conclusion Il existe plusieurs topologies

d’onduleur, dont chacun correspond à un type

d’application déterminer ou permettent d’atteindre des performances recherchées. Dans ce chapitre, on à différentes structure de base d’onduleur de tension multiniveaux ou nous avons donné leurs avantages et leurs inconvénients. On à aussi présenté les différentes technique de modulation Le chapitre suivant sera consacré à l’étude de l’onduleur de tension à diode de bouclage. L’étude d’un cas d’onduleur triphasé à trois niveaux (NPC) sera exposée.

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Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

Page 46

CHAPITRE 4

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

4.1 Introduction : Les onduleurs de tension constituent une fonction incontournable de l’électronique de puissance. Ils sont présents dans des domaines d’application les plus variés, dont le plus connu est sans doute celui de la variation de vitesse des machines à courant alternatif. La forte évolution de cette fonction s’est appuyée, d’une part, sur le développement de composants à semi-conducteurs entièrement commandables ,puissants, robustes et rapides, et d’autre part, sur l’utilisation quasi-généralisée des techniques dites de modulation de largeurs d’impulsions .Dans les applications de fortes puissances, la structure des onduleurs à trois niveaux est plus adaptée, par rapport à la structure classique, du fait que les tensions et courants de sortie présentent un taux d’harmoniques nettement inférieur. La tension aux bornes de chaque interrupteur est divisée par deux et la fréquence de hachage est plus basse. Les méthodes de contrôle direct du couple (DTC) des machines asynchrones sont apparues dans la deuxième moitié des années 1980, introduite par I. TAKAHASHI et M. DEPENBROCK, comme concurrentielles des méthodes classiques. Les méthodes de contrôle direct du couple (DTC) consistent à commander directement la fermeture et l’ouverture des interrupteurs de l’onduleur selon l’évolution des valeurs du flux stator et du couple électromagnétique de la machine. Dans ce chapitre, nous présentons, dans la première partie, la structure ainsi que le modèle de l’onduleur de tension à trois niveaux à structure NPC. Ensuite, dans la deuxième partie, nous présenterons de commande par DTC.

4.2 Modélisation d’un onduleur à trois niveaux à structure NPC 4.2.1 Structure de l’onduleur à trois niveaux à structure NPC La structure choisie dans cette étude est celle de l’onduleur de tension triphasé à trois niveaux à structure NPC. Plusieurs études sont faites sur les onduleurs à deux niveaux, aussi bien du point de vue modélisation que stratégie de commande. On va essayer surtout d’approfondir les partiesconcernant les onduleurs multi-niveaux. Et plusieurs structures sont possibles pour l’onduleur à trois niveaux. Nous avons choisi d’étudier la structure NPC (Neutral Point Clamping), cet onduleur est dit à trois niveaux parce qu’il délivre trois niveaux de tension (+Uc, 0, -Uc). Cette structure est présentée à la figure (4.1) [17].

Page 47

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

Figure (4.1) : Structure de l’onduleur triphasé à trois niveaux à structure NPC

4.2.2. Modélisation du fonctionnement d’un bras d’onduleur NPC à trois niveaux L’onduleur à trois niveaux a une structure symétrique. Donc on procède par bras (figure (4.2)), ainsi, on défini en premier lieu un modèle global d’un bras sans à priori sur la commande.

Figure (4.2) : Structure d’un bras d’onduleur triphasé à trois niveaux

Page 48

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

4.2.3 Les différentes configurations d’un bras d’onduleur à trois niveaux A fin d’élaborer un modèle du fonctionnement de ces onduleurs à trois niveaux sans a priori sur la commande ; on représente chaque paire transistor diode par un seul interrupteur bidirectionnel (figure (4.3)) et on procède par bras (grâce à la symétrie de l’onduleur triphasé) [18] [17].

Figure (4.3) : Interrupteur bidirectionnel équivalent de la paire diode-transistor

Une analyse topologique d’un bras montre cinq configurations possibles pour ce dernier. Ces différentes configurations sont présentées à la figure (4.4). Les grandeurs électriques caractérisant chacune de ces configurations sont données dans le tableau (4.4) (avec M origine des potentiels et Vk le potentiel du nœud k du bras k). Pour les configurations E0 le potentiel Vk dépend de la source d'énergie alternative.

La configuration

La grandeur électrique

E0

ik= 0

E1

vk=UC1=UC

E2 vk=0 E3

vk=-UC2=-UC

E4

vk=0

Tab (4.1) : Grandeurs électriques correspondantes pour chacune des configurations d'un bras k.

Page 49

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

La configura tion E1

La configuration E0

La configura tion E2

La configura tion E3

Page 50

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

La configuration E4 Figure (4.4) Les différentes configurations possibles pour un bras d’onduleur à trois niveaux

4.2.4 Hypothèse : Les tentions d’entrée de l’onduleur sont supposées parfaites. En pratique, cela se traduit par le fait que, quel que soit le courant ik, délivré par cette alimentation, la tension à ses bornes reste constante UC1=UC2. La chute de tension aux bornes des semi-conducteurs est négligeable devant la tension d’alimentation qui est de l’ordre de quelques centaines de volts. [19].

4.2.5. Commande complémentaire pour l’onduleur à trois niveaux : Pour un onduleur triphasé à trois niveaux en mode commandable, et pour éviter le court-circuit des sources de tension par conduction de plusieurs interrupteurs, on définit la commande complémentaire suivante

തതതതത ‫ ܤ‬ൌ ‫ܤ‬ ݇Ͷ
൜ ݇ͳ തതതതത ‫ ʹ݇ܤ‬ൌ ‫ܤ‬ ݇͵

(4.2)

Avec ‫ ݏ݇ܤ‬, commande de base du transistor ܶ݇‫ ݏ‬d'un bras k.

Remarque : un convertisseur statique est dit en mode commandable si les transitions entre les différentes configurations dépendent uniquement de la commande externe

4.2.5.1 Fonction de connexion : On défini les fonctions de connexion de demi bras F bk1, Fbk0 comme suit :

Fbk1 = Fk1. F k2 Fbk0 = Fk3. Fk4



Avec k est le numéro du bras k=1, 2,3 ; et On désigne par Page 51

(4.3)

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

1: le demi-bras de haut 0 : le demi-bras de bas

4.2.5.2 Modélisation aux valeurs instantanées Les potentiels des nœuds A, B, C de l'onduleur triphasé à trois niveaux, par rapport au point M de la source de tension d'entrée, sont donnés par le système suivant, avec Uc1=Uc2=Uc :

Vam = F11F12UC1 - F13 F14 UC2 = ( F11F12 - F13 F14) UC Vbm = F21F22UC1 – F23 F24 UC2 = ( F21F22 – F23 F24) UC

(4.4)

Vcm = F31F32UC1 – F33 F34 UC2 = ( F31F32 – F33 F34) UC On constate d'après le système (3.3), que l'onduleur de tension à trois niveaux est équivalent à deux onduleurs à deux niveaux en série. „ = F11F12 ͳͳ

„ =F13 F14 ͳͲ

„ ʹͳ = F21F22 „ ʹͲ =F23 F24

„ ͵ͳ = F31F32

„ ͵Ͳ =F33 F34

(4.5)

En introduisant L’expression de ces dernières dans les tensions d’entrée on aboutit à : „ „ „ „ Vam = ͳͳ UC1 - ͳͲ UC2 = ( ͳͳ - ͳͲ ) UC

„ „ „ „ Vbm = ʹͳ UC1 - ʹͲ UC2 = ( ʹͳ - ʹͲ ) UC

(4.6)

„ „ „ „ UC1 - ͵Ͳ UC2 = ( ͵ͳ - ͵Ͳ ) UC Vcm = ͵ͳ

Les tensions composées sont données par :

UAB = Vam – Vbm = (F11F12 - F21F22) UC1 = (F13 F14 - F23 F24) UC2 UBC = Vbm – Vcm = (F21F22 – F31F32) UC1 = (F23 F24 – F33 F34) UC2 UCA = Vcm – Vam = (F31F32 - F11F12) UC1 = (F33 F34- F13 F14) UC2

3.2.5.3 Modèle de connaissance En utilisant la fonction de connexion des demi-bras Fks, on obtient:

Page 52

(4.7)

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC „

„

͵ͳ

͵Ͳ

CHAPITRE 4

ͳͲ ͳͳ  ͳ െ ͳͲ „ ൥ ൩ =൥Ͳͳ െ ͳ ൩ .൦ ʹͳ ൪ UC1 െ ൦ „ʹͲ൪ UC2  െͳͲͳ „ „

(4.8)

Les tensions simples sont données comme suite „

„

͵ͳ

͵Ͳ

ͳͲ ͳͳ ‫ܣ‬ ʹ െ ͳ െ ͳ ͳ „ ൥ ൩ = ൥െͳʹ െ ͳ ൩ .൦ ʹͳ ൪ UC1 െ ൦ „ʹͲ൪ UC2 ͵  െͳ െ ͳʹ „ „

(4.9)

Dans le cas où Uc1=Uc2=Uc, la relation (3.9) s’écrirait comme suit : „

„

ͳͳ െ ͳͲ ‫ܣ‬ ʹ െ ͳ െ ͳ ͳ ൥ ൩ = ൥െͳʹ െ ͳ ൩ .൦ „ʹͳ െ „ʹͲ ൪ .UC ͵  െͳ െ ͳʹ „ „

(4.10)

͵ͳ െ ͵Ͳ

Les courants d’entrée id1 et id2 en fonction des courants de charge i1 i2 i3 sont donnés par le système (3.11) ci-dessous : „ „ „ .‹ͳ + ʹͳ Ǥ ‹ʹ + ͵ͳ Ǥ ‹͵ ‹݀ͳ = ͳͳ

(4.11)

„ „ „ ‹݀ʹ = ͳͲ .‹ͳ + + ʹͲ Ǥ ‹ʹ + ͵Ͳ Ǥ ‹͵

Cette relation montre une analogie du point de vue des courants d’entrée des onduleurs à trois

niveaux et deux niveaux, ainsi pour l’onduleur à trois niveaux

tout se passe, comme si le courant id1 était le courant d’entrée de l’onduleur à deux niveaux du haut, et i d2 celui de l’onduleur à deux niveaux du bas. D’après la figure (3.2) et en appliquant la loi des nœuds, on aura :

‹݀Ͳ = ( ‹ͳ +‹ʹ +‹͵ ) – (‹݀ͳ +‹݀ʹ )

(4.12)

En introduisant la relation (3.11) dans l’équation (3.12) on obtient (3.13): „ „ „ „ „ „ ‹݀Ͳ = (1- ( ͳͳ + ͳͲ )).‹ͳ + ( 1- ( ʹͳ + ʹͲ ))‹ʹ +(1- ( ͵ͳ + ͵Ͳ ) ).‹͵

D’où on aura les relations de conversion suivantes : 

Page 53

(4.13)

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

‫ܣ‬ ܿͳ ‫ې ۍ‬  ‫ۍ‬ …ʹ ‫ې‬ ‫ێ‬ ‫ۑ‬  ‫ێ‬ ‫ۑ‬  ‫ۑ ێ‬ ‹ ‫ۑ‬ ‫ێ‬ ሾܰሺ‫ݐ‬ሻሿ = . ͳ ‫ۑ ͳ݀‹ێ‬ ‫ۑ ‹ێ‬ ‫ۑ ‹ێ‬ ‫ۑʹ ێ‬ ݀ʹ ‫ێ‬ ‫ۑ‬ ‫ے ͵‹ ۏ‬ ‫ے Ͳ݀‹ ۏ‬

Avec

(4.14)

(4.15)

Remarque : un convertisseur statique est dit en mode commandable si les transitions entre les différentes configurations dépendent uniquement de la commande externe

4.3. Les différentes stratégies de l'onduleur à trois niveaux Dans cette partie, nous élaborons quelques stratégies de commande de l'onduleur à trois niveaux qui permettent de générer une source de tension la plus sinusoïdale possible et qui sont: Ø La commande en plein onde. Ø La commande par modulation de largeur d’impulsion (MLI) [20]

4.3.1. Commande à pleine onde : Principe : La commande en pleine onde est une commande classique souvent utilisé pour la commande des onduleurs. Plusieurs cas qui se différencient par les manières d’élabore la séquence de commande des interrupteurs et de régler la valeur de la tension à la sortie de l’onduleur pour alimenter la machine asynchrone.

Page 54

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

Plusieurs commandes pleines ondes sont possibles pour cet onduleur. Cette stratégie consiste à générer un système de tension dans les fondamentaux constituent un système triphasées équilibre. Schéma block :

Figure (4.9) : schéma block de commande en pleine onde

Figure (4.10) Signal de commande

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Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

Figure (4.11) : spectre harmonique de Signal La Tension Van :

Figure (4.12) : la tension Van

Figure (4.13) : spectre harmonique de tension

Page 56

CHAPITRE 4

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

A vide :

Courant statorique Isa

Courant rotorique Ira

Le couple Ce

La vitesse n

Figure (4.14) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse à vide

Page 57

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

En charge :

Courant statorique Isa

Courant statorique Ira

Le couple Ce

La vitesse n

Figure (4.15) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse en charge

Page 58

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

4.3.2. Commande par MLI: Pour : Signal deux porteuse décalée a (+Tp/2)

Figure (4.16) : Schéma block

1 0.8 0.6 0.4 0.2 0 -0.2 -0.4 -0.6 -0.8 -1

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

1.6

1.8 -3

x 10

Figure (4.17) : Signal deux porteuse décalée a (Tp/2)

Page 59

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

Figure (4.18) : La Tension Van

Figure (4.19) : spectre des Harmonique de tension A vide :

Courant statorique Isa

Courant statorique Ira

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Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

Le couple Ce

CHAPITRE 4

La vitesse n

Figure (4.20) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse a vide En charge :

Courant statorique Isa

Courant statorique Ira

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Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

Le couple Ce

CHAPITRE 4

La vitesse n

Figure (4.20) : les courant statorique et rotorique le couple et la vitesse à vide

Interprétation Les figures (4.18) et (4.10) montrent les allures des tensions simples et les tensions de chaque bras à la sortie de l’onduleur trois états où on remarque une nette amélioration de la forme de tension Va en forme d’escalier par rapport à celle de l’onduleur conventionnel.

Les figures (4.20) représentent les courbes de vitesse, du couple et la forme du courant respectivement à vide et en charge de Cr= 6 N.m à t= 0.6 s. une diminution de la vitesse et le couple oscille autour de la charge appliquée à l’arbre de la machine. Une nette amélioration de la forme de courant.

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Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

4.4 Principe de contrôle direct de couple Le contrôle direct de couple (DTC) d’une machine à induction, est basé sur la détermination de la séquence de commande à appliquer aux interrupteurs de l’onduleur de tension à chaque instant de commutation. Pour chacune des grandeurs contrôlées, flux stator et couple électromagnétique, on définit une ou plusieurs bandes ; La valeur estimée de chaque grandeur est comparée avec une valeur de référence à l’aide d’un régulateur à hystérésis. La séquence de commande est choisie selon [21], ·

Le signal de sortie du régulateur à hystérésis du couple électromagnétique ;

·

Le signal de sortie du régulateur à hystérésis du flux stator ;

·

Le signal informant sur la position du vecteur flux stator. L’objectif de ce choix est de déterminer le vecteur de tension optimal pour le

contrôle de l’amplitude du flux et du couple, et les maintenir dans leurs bandes d’hystérésis. Ce type de commande se classe donc dans la catégorie des commandes en amplitude le contrôle direct de couple est caractérisé par [22] : ·

Généralement d’excellentes réponses dynamiques ;

·

La sélection des vecteurs de tension optimaux pour l’onduleur assure le contrôle direct de couple et de flux et indirectement le contrôle de la tension et de courant statoriques

·

La fréquence de commutation de l’onduleur est variable et dépend des régulateurs à hystérésis utilisés;

·

L’existence des oscillations de couple entrainant la variation du niveau sonore ;

·

Nécessité à des fréquences d’échantillonnage très élevées (>20KHz).

4.5 Contrôle de flux et de couple électromagnétique 4.5.1 Contrôle du flux statorique : Le contrôle direct du couple est basé sur l’orientation du flux statorique ; De l’équation (1.1) on déduit l’expression du flux statorique dans le référentiel (d, q) lié au stator de la machine asynchrone, et est donnée par l’équation suivante [23] : ‫ݐ‬ തതതത തതതതത ‫( ݏ׎‬t) = ‫ Ͳ׬‬ሺ ‫ݒ‬ തതത-ܴ ‫ )ݏ‬dt + ‫Ͳݏ׎‬ ‫݅ ݏ ݏ‬ഥ

(4.15)

Pendant une période d’échantillonnageܶ݁ , soit un intervalle de temps Page 63

Commande de l’onduleur à 3 niveaux à structure NPC et commande DTC

CHAPITRE 4

[0,ܶ݁ ] durant lequel on applique un vecteur de tension non nul à la machine, en

négligeant la chute de tension due à la résistance statorique (ܴ‫ ݏ‬Ǥ ݅‫ )ݏݒ