Armonici-Filtre

Universitatea din Piteşti Facultatea de Electronică Comunicaţii şi Calculatoare Specializarea Sisteme de conversia a energiei

Anul universitar 2013-2014

CALITATEA ENERGIEI

ARMONICI - FILTRE

Masterand: prof.ing. Leonard Cristian DOBRESCU

Titular de lucrare: Sef lucrari Mariana IORGULESCU

1

CUPRINS 1. SURSE DE PERTURBAŢII

5

1.1. SURSE DE PERTURBAŢII DE JOASĂ FRECVENŢĂ --------------------------------------------------- 5 1.1.1. Perturbaţii permanente (întreţinute, continue) prin conducţie la joasă frecvenţă 6 1.1.1.1. Flickerul -------------------------------------------------------------------------------------- 6 1.1.1.2. Variaţii de frecvenţă ale reţelei electrice ---------------------------------------------- 6 1.1.1.3. Armonice------------------------------------------------------------------------------------- 7 1.1.1.4. Interarmonice ------------------------------------------------------------------------------- 8 1.1.2. Perturbaţii tranzitorii prin conducţie la joasă frecvenţă --------------------------------- 9 1.1.2.1. Fluctuaţii de tensiune ---------------------------------------------------------------------- 9 1.1.2.2. Goluri de tensiune -------------------------------------------------------------------------- 9 1.1.2.3. Supratensiuni lente---------------------------------------------------------------------- 10 1.1.2.4. Supratensiuni sinusoidale amortizate------------------------------------------------ 11 1.1.2.5. Trăsnetul ----------------------------------------------------------------------------------- 11 1.1.2.6. Curenţii tranzitorii ------------------------------------------------------------------------ 12 1.1.3. Perturbaţii permanente (întreţinute, continue) prin radiaţiede joasă frecvenţă - 12 1.1.3.1. Câmpul de dispersie al transformatoarelor --------------------------------------- 12 1.1.3.2. Cuptoarele de inducţie ------------------------------------------------------------------ 13 1.1.3.3. Radiaţiile liniilor aeriene de transport a energiei electrice ---------------------- 13 1.1.3.4. Curenţii de scurgere (de fugă) la pământ ------------------------------------------ 14 1.1.4. Perturbaţii tranzitorii prin radiaţie de joasă frecvenţă -------------------------------- 14 1.1.4.1. Scurtcircuite ------------------------------------------------------------------------------- 14 1.1.4.2. Conectarea (anclanşarea) liniilor electrice aeriene de înaltă tensiune -------- 15 1.1.4.3. Flash electronic produs de aparate foto --------------------------------------------- 15 1.1.4.4. Trăsnetul ----------------------------------------------------------------------------------- 15 1.2. PERTURBAŢII DE ÎNALTĂ FRECVENŢĂ ------------------------------------------------------------- 15 1.2.1. Perturbaţii permanente (întreţinute) de înaltă frecvenţă, prin conductive -------- 16 1.2.1.1. “Zgomotul” de comutaţie al motoarelor cu colector------------------------------- 16 1.2.1.2. Convertizoarele statice ----------------------------------------------------------------- 16 1.2.2. Perturbaţii tranzitorii de înaltă frecvenţă, prin conducţie ----------------------------- 16 1.2.2.1. Deconectarea bobinelor ---------------------------------------------------------------- 17 1.2.2.2. Descărcările electrostatice ------------------------------------------------------------ 17 1.2.3. Perturbaţii permanente (întreţinute), de înaltă frecvenţă, prin radiaţie ------------ 19 1.2.3.1. Maşinile de tip ISM----------------------------------------------------------------------- 19 1.2.3.2. Emiţătoarele de comunicaţii ----------------------------------------------------------- 20 1.2.4. Perturbaţii tranzitorii de înaltă frecvenţă, prin radiaţie -------------------------------- 20 1.2.4.1. Descărcările electrostatice ------------------------------------------------------------- 20 1.2.4.2. Arcurile electrice -------------------------------------------------------------------------- 20 1.2.4.3. Impulsul electromagnetic nuclear (NEMP) ----------------------------------------- 21 2. METODE ŞI MIJLOACE ANTIPERTURBATIVE LA CUPLAJELE PRIN CONDUCŢIE 22

2.1. GENERALITĂŢI ---------------------------------------------------------------------------------------- 22 2.2. FILTRE ------------------------------------------------------------------------------------------------- 22 2.2.1. Structura filtrelor CEM ----------------------------------------------------------------------- 22 2.2.2. Frecvenţa de rezonanţă a filtrelor --------------------------------------------------------- 25 2.2.3. Dielectrici şi materiale magnetice cu pierderi ------------------------------------------- 26 2.2.3.1. Dielectrici cu pierderi -------------------------------------------------------------------- 26 2.2.3.2. Materiale fero – şi feromagnetice cu pierderi ------------------------------------- 28 2.3. TIPURI DE FILTRE ------------------------------------------------------------------------------------- 29 2.3.1. Filtru trece-jos ---------------------------------------------------------------------------------- 29 2.3.2. Filtru trece-sus --------------------------------------------------------------------------------- 29 2.3.2.1. Filtru trece-bandă ------------------------------------------------------------------------ 30 2.3.2.2. Filtru taie-bandă -------------------------------------------------------------------------- 30 2.3.3. Filtre de armonice în electroenergetică -------------------------------------------------- 30 2.3.3.1. Măsuri pentru limitarea regimului deformant -------------------------------------- 31 2.3.3.2. Filtre de intrare ---------------------------------------------------------------------------- 32 2.3.3.2.1. Reducerea armonicilor de curent prin introducerea reactanţelor de linie 2

------------------------------------------------------------------------------------------------------- 32 2.3.4. Tipuri de filtre de armonice------------------------------------------------------------------ 36 2.3.4.1. Filtre pasive ------------------------------------------------------------------------------- 36 2.3.4.2. Filtre active -------------------------------------------------------------------------------- 37 2.3.4.3.Filtre mixte sau hibride ------------------------------------------------------------------ 39 2.3.5. Limitatoare de supratensiuni --------------------------------------------------------------- 39 2.3.5.1. Diode în avalanşă ----------------------------------------------------------------------- 40 2.3.5.2. Varistoare---------------------------------------------------------------------------------- 40 2.3.5.3. Eclatoare----------------------------------------------------------------------------------- 41 2.3.5.4. Scheme hibride--------------------------------------------------------------------------- 43 2.3.6. Simetrizoare şi rejecţia de mod comun -------------------------------------------------- 43 2.3.7. Izolarea galvanică ----------------------------------------------------------------------------- 44 2.3.7.1. Transformatoare de separare --------------------------------------------------------- 44 2.3.7.2. Transformatoare de izolare ------------------------------------------------------------ 44 2.3.7.2.1. Filtrele passive ---------------------------------------------------------------------- 45 2.3.7.2.2. Elemente de bază ------------------------------------------------------------------ 46 2.3.7.2.3. Compensarea puterii reactive---------------------------------------------------- 49 2.3.7.2.4. Instalaţii combinate pentru compensare şi filtrare --------------------------- 49 2.3.7.2.5. Experienţe simple ------------------------------------------------------------------ 51 2.3.7.3. Optocuploare şi cabluri din fibră optică --------------------------------------------- 56 3. CALCULUL BATERIILOR DE CONDENSATOARE. 58

3.1. METODELE DE CONCEPERE ALE FILTRULUI ARMONIC -------------------------------------- 58 3.2. SELECTAREA FRECVENŢEI PENTRU ACORDAREA FILTRULUI ------------------------------- 58 3.3. CALCULUL DE DIMENSIONARE A BOBINEI DE COMPENSARE A FILTRULUI ---------------- 60 3.4. EVALUAREA COMPORTAMENTULUI FILTRULUI LA FUNCŢIONAREA ÎN SARCINĂ NOMINALĂ -------------------------------------------------------------------------------------------------- 61 3.4.1. Calculul comportamentului în cazul funcţionării în regim armonic -------------- 62 3.4.2. Evaluarea comportamentului în cazul funcţionării în regim maxim ---------- 63 3.4.3. Evaluarea bateriei de condensatoare comparând cu valori standardizate - 63 3.5. EVALUAREA COMPORTAMENTULUI FILTRULUI LA FRECVENŢA ARMONICĂ --------------- 64 FIGURI Figura 1. 1Clasificarea surselor de interferenţe electromagnetice după spectrul de frecvenţe. ............................................................................................................................ 5 Figura 1. 2 Exemplu de variaţie a tensiunii în cazul unui flicker. .......................................... 6 Figura 1. 3 Curenţii armonici de rang 3 în cele trei faze ale sistemului trifazat. ..................... 8 Figura 1. 4 Forme reale şi idealizate ale unor goluri de tensiune ....................................... 10 Figura 1. 5 Supratensiuni la anclanşarea unei baterii de condensatoare în reţea. ............. 10 Figura 1. 6 Supratensiune produsă de topirea fuzibilului, tip fir, a unei siguranţe fuzibile. .... 11 Figura 1. 7 Unda sinusoidală amortizată ........................................................................... 11 Figura 1. 8 Unda de tensiune normalizată care se utilizează pentru studiul fenomenului de trăsnet............................................................................................................................... 11 Figura 1. 9 Reducerea câmpului de dispersie la un transformator de alimentare .............. 13 Figura 1. 10 Repartiţia celor trei faze pentru cabluri de forţă unipolare, în cazul ................. 14 Figura 1. 11 Evacuarea curentului de mod comun lCM, la şasiu (masă)............................ 16 Figura 1. 12 Schema echivalentă - bobină comandată printr-un contactor uscat. ............... 17 Figura 1. 13 Variaţia tensiunii în cazul unei salve de impulsuri produse la deschiderea contactelor unui contactor.................................................................................................. 17 Figura 1. 14 Schema electrică echivalentă a unui corp uman încărcat electrostatic şi valori tipice pentru momentul descărcării electrostatice .............................................................. 19 Figura 1. 15 Unda de current de descărcare ..................................................................... 19 Figura 1. 16 Clasificarea emiţătoarelor de comunicaţii (LORAN=LOng Range Navigation). ......................................................................................................................................... 20 Figura 2. 1 Pierderea de inserţie şi funcţia de transfer a unui filtru. ................................... 23 3

Figura 2. 2 Scheme de filtre elementare şi atenuările reale corespunzătoare ................... 24 Figura 2. 3 Montarea filtrului într-un circuit cu impedanţă mică ......................................... 24 Figura 2. 4. Montarea filtrului într-un circuit cu impedanţă mare ........................................ 24 Figura 2. 5 Filtru aval si amonte ........................................................................................ 25 Figura 2. 6 Cazul unui filtru reciproc, dar ireversibil. .......................................................... 25 Figura 2.7 Efecte de rezonanta ......................................................................................... 26 Figura 2. 8 Schema echivalentă a unui condensator cu pierderi. ...................................... 27 Figura 2. 9 Schema electrică echivalentă a unei bobine cu pierderi .................................. 28 Figura 2. 10 Modul de legare în serie la un cablu coaxial a unui filtru trece-sus ................ 29 Figura 2. 11 Modul de definire a factorului de formă al unui filtru trece-bandă................... 30 Figura 2. 12. Montarea unui filtru de armonice pentru limitarea curentului deformant:....... 31 Figura 2. 13 Modul de realizare a unui filtru refulant ......................................................... 36 Figura 2. 14 Filtre absorbante ........................................................................................... 37 Figura 2. 15 Filtre absorbante pentru eliminarea simultană a două sau trei armonice ....... 37 Figura 2. 16 Filtru de armonici activ................................................................................... 38 Figura 2. 17 Limitarea supratensiunilor cu ajutorul unui divizor de tensiune ...................... 39 Figura 2. 18 Comportarea unei diode în avalanşă la impulsuri de supratensiuni. .............. 40 Figura 2. 19 Schema electrică echivalentă simplificată a unui varistor .............................. 41 Figura 2. 20 Varistor limitare impulsurile de supratensiuni rapide, respectiv lente. ........... 41 Figura 2. 21 Caracteristica de tensiune la funcţionarea eclatorului.................................... 42 Figura 2. 22 Comportarea unui eclator la impulsuri de supratensiuni ................................ 42 Figura 2. 23 Conectarea în serie cu un eclator a unui varistor .......................................... 43 Figura 2. 24 Conectarea în paralel a unui eclator “hard” cu un varistor “soft. .................... 43 Figura 2. 25 Protecţia în cascadă, la supratensiuni. .......................................................... 43 Figura 2. 26 Rejecţia de mod comun. ............................................................................... 43 Figura 2. 27 Separarea galvanică ..................................................................................... 44 Figura 2. 28. Ecran montat între înfăşurările transformatorului de separare şi pus la pământ.............................................................................................................................. 44 Figura 2. 29 Transformator de izolare triunghi- stea ........................................................ 45 Figura 2. 30 Filtru de armonici pasiv tip paralel ........................................................... 45 Figura 2. 31 Filtre pasive serie şi paralel ........................................................................... 45 Figura 2. 32 Apariţia armonicilor la receptor şi propagarea lor în sens invers, spre sursa de alimentare .................................................................................................................... 47 Figura 2. 33 Puterea reactivă pe fundamentală Figura 2. 34 Puterea pe armonici ......................................................................................................................................... 51 Figura 2. 35 Tensiunea şi curentul electric la o lampă cu incandescenţă de 200 W ............ 53 Figura 2. 36 Combinaţie de circuite de filtre ...................................................................... 55 Figura 2. 37 Circuit refulant contra pierderii semnalului audio.......................................... 56 Figura 2. 38 Modul de funcţionare a unui optocuplor ........................................................ 57 Figura 2. 39 Transmisie prin fibră optică ........................................................................... 57 Figura 3. 1. Exemplu de configuraţie filtru pentru joasă tensiune ....................................... 59 TABELE Tabel 1 ............................................................................................................................. 33 Tabel 2 Efectul reactanţei de linie asupra armonicilor ........................................................ 34 Tabel 3 ............................................................................................................................. 64

4

1. SURSE DE PERTURBAŢII Sursele de perturbaţii (surse de interferenţe electromagnetice) se găsesc în tot spectrul electromagnetic şi pot fi de origine naturală (cosmos, atmosferă, zgomot termic etc.) sau create de om (man made). Există mai multe moduri de clasificare a surselor de perturbaţii. Electroniştii preferă clasificarea surselor de perturbaţii după spectrul de frecvenţă, astfel: » surse de bandă îngustă; » surse de bandă largă. În Figura 1. 1Clasificarea surselor de interferenţe electromagnetice după spectrul de frecvenţe. se prezintă, schematic, clasificarea surselor de perturbaţii după spectrul de frecvenţe.

Figura 1. 1Clasificarea surselor de interferenţe electromagnetice după spectrul de frecvenţe. Inginerii de curenţi tari clasifică sursele de perturbaţii electromagnetice după trei criterii pe care le combină între ele, adică:   

după nivelul de frecvenţă: Perturbaţii de joasă frecvenţă; Perturbaţii de înaltă frecvenţă.

  

după suportul de propagare Perturbaţii conduse; Perturbaţii radiante.

  

după durată (natura temporală): Perturbaţii permanente; Perturbaţii tranzitorii.

Combinarea celor trei criterii permite o mai bună cunoaştere a măsurilor antiperurbative care trebuie adoptate. 1.1. Surse de perturbaţii de joasă frecvenţă Prin perturbaţii de joasă frecvenţă se înţeleg toate tipurile de “paraziţi” a căror gamă de frecvenţă este inferioară la 1 MHz. Frecvenţa de 1 MHz nu este o limită absolută, ci este o limită convenţională sub care fenomenele electrice se comportă într-un mod suficient de intuitiv, ele putând să fie analizate pornindu- se de la scheme electrice echivalente simple şi cunoscute, formate din rezistenţe, inductivităţi proprii şi mutuale şi capacităţi. Limita de 1 MHz se justifică prin faptul că până la această frecvenţă cuplajele prin radiaţie sunt încă foarte slabe, izolaţiile se comportă încă foarte bine, lungimea cablurilor de masă nu se apropie de valoarea critică şi echipotenţialitatea de poziţie reprezintă obiectivul fundamental spre care se tinde. De asemenea, pentru conductoarele de lungime obişnuită, curentul care le străbate poate fi considerat constant. Peste limita de 1 MHz totul se complică în mod progresiv. Conductoarele devin antene eficace, câmpurile devin puternic perturbatoare, cablurile încep să intre în rezonanţă, 5

etc.Pentru conductoarele cu lungimi de câteva sute de metri trebuie să se reducă limita convenţională a frecvenţei joase. Spre exemplu, pentru un conductor cu lungimea de 100 m, limita până la care se consideră joasa frecvenţă este de 100 kHz deoarece peste această valoare, conversia mod comun/ mod normal nu mai are sens fizic. 1.1.1. Perturbaţii permanente (întreţinute, continue) prin conducţie la joasă frecvenţă Prin definiţie o perturbaţie la joasă frecvenţă are o durată lungă (de câteva zeci de microsecunde). Caracteristic pentru o perturbaţie de joasă frecvenţă este faptul că ea poate fi măsurată cu mijloace convenţionale. Într-adevăr se măsoară uşor o diferenţă de potenţial sau un curent de joasă frecvenţă care are o abatere de cca. 0,2 %. Prin perturbaţii întreţinute se înţelege ansamblul de “paraziţi” a cărui durată depăşeşte 1 secundă, spre deosebire de fenomenele tranzitorii, sub formă de impuls, care se manifestă într-un interval de timp foarte scurt şi cu pauze relativ lungi între două apariţii succesive. Toate perturbaţiile întreţinute prin conducţie la joasă frecvenţă afectează reţeaua de alimentare cu energie electrică şi echipamentele electronice de joasă tensiune. Câteva perturbaţii întreţinute, prin conducţie, la joasă tensiune, vor fi prezentate în continuare: 1.1.1.1. Flickerul Acesta este un fenomen de scădere uşoară, dar frecventă, a tensiunii reţelelor electrice de alimentare a unor consumatori datorită unor scurtcircuite (tăieri rapide) ale curentului provocate de funcţionarea normală sau în avarie a altor consumatori învecinaţi. În industrie, sursele fenomenului de flicker sunt, în general, pornirile marilor motoare electrice, pornirea cuptoarelor electrice cu rezistoare şi cuptoarelor de inducţie, funcţionarea cuptoarelor cu arc electric în faza de topire, sudarea cu arc electric, funcţionarea laminoarelor, a pompelor şi compresoarelor cu piston etc. În Figura 1. 2 Exemplu de variaţie a tensiunii în cazul unui flicker. este prezentată Figura 1. 2 Exemplu de variaţie a tensiunii în cazul unui flicker. variaţia tensiunii reţelei de joasă tensiune în cazul unui flicker. Flickerul poate fi şi aleator, dar în general este periodic. Efectele fenomenului de flicker asupra receptoarelor sunt următoarele: Variaţia vizibilă a fluxului luminos emis de lămpile de iluminat, fenomen ce se produce, în special, în domeniul frecvenţelor de 1 ÷ 20 Hz şi care determină o senzaţie de jenă fiziologică a ochiulu omenesc care conduce la oboseală, scăderea randamentului muncii, creşterea riscului de eroare în procesele productive, etc.);  Deformarea imaginii la televizoare;  Deranjamente în funcţionarea echipamentelor electronice. În studiile şi proiectele care vizează racordarea într-un nod al reţelei electrice a unor receptoare perturbatoare (generatoare de flicker) trebuie să se determine probabilitatea apariţiei fenomenului de flicker şi să se prevadă măsuri şi mijloace tehnice pentru eliminarea sau limitarea acestui fenomen, astfel încât să nu afecteze buna funcţionare a celorlalte receptoare (consumatori) racordate în acel nod sau în nodurile vecine. 1.1.1.2. Variaţii de frecvenţă ale reţelei electrice Originea acestui fenomen este producerea energiei electrice de către un grup electrogen a cărui frecvenţă de antrenare (dată de viteza de rotaţie a maşinii primare) nu este perfect constantă. Cele mai multe cazuri le reprezintă grupurile electrogene ale căror sarcină este variabilă. Motoarele diesel obişnuite, care antrenează grupurile electrogene, sunt mai puţin 6

stabile în frecvenţă ca turbinele cu gaz sau cu abur. Normativele prevăd că toate echipamentele electronice trebuie să suporte variaţii de frecvenţă de pe o durată de 10 minute. Echipamentele electronice moderne alimentate de la surse de alimentare tip chopper sunt insensibile la variaţii de frecvenţă. Într-o reţea electrică puternică şi buclată, puterea electrică este practic, infinită. La o astfel de reţea frecvenţa instantanee are întotdeauna o abate mai mică de 1 % şi în mod curent, această abatere este mai mică de 0,1%. 1.1.1.3. Armonice Orice sarcină neliniară consumă un curent nesinusoidal care este compus dintr- un curent fundamental (la frecvenţa de 50 Hz în Europa) şi din mai mulţi curenţi armonici având frecvenţe, multipli întregi ai frecvenţei curentului fundamental. Sunt luate în considerare până la 40 de armonici (armonica de rang 40 are frecvenţa de 2 kHz). Într-un sistem electroenergetic, sursele de armonici pot fi grupate în: Surse interne, reprezentând neliniarităţile anumitor parametrii electrici, ai elementelor sistemului electroenergetic, cum ar fi: fenomenul corona în cazul liniilor electrice de înaltă tensiune şi saturaţia circuitelor magnetice ale transformatoarelor şi maşinilor electrice. Surse externe, cauzate de neliniarităţile impedanţelor unor receptoare sau consumatori electrici ca: atelierele de sudură electrică, transportul electrificat, cuptoarele cu arc electric, electronica de putere, instalaţiile de electroliza cuprului, calculatoarele electronice, televizoarele, lămpile fluorescente etc. Pentru consumatorii de mică putere, efectul armonicelor de curent asupra formei sinusoidale a tensiunii este neglijabil, dar pentru marii consumatori, efectul de distorsiune a undei de tensiune poate deveni foarte important. Distorsiunea undei de tensiune se exprimă în procente şi este deranjantă pentru celelalte echipamente electrice din zonă. Distorsiunea undei de tensiune este proporţională cu curenţii armonici (care reprezintă sursa de perturbaţii) şi cu impedanţa reţelei (cuplajul galvanic), care se comportă ca o impedanţă comună a sursei şi a receptoarelor. Distorsiunea tensiunii în reţelele de înaltă tensiune este slabă (sub 1%). Ea, însă, nu mai poate fi neglijată în aval de transformatoarele MT/JT. Efectul distorsiunii de tensiune este încălzirea suplimentară a marilor motoare electrice la care, de exemplu, o distorsiune de (3 ÷ 4)%) poate crea serioase probleme. În cazul unor săli echipate cu calculatoare electronice, o distorsiune de tensiune de 5% poate fi considerată normală, deoarece toate echipamentele electronice sunt astfel construite încât să suporte un factor global de distorsiune de 8%. Armonicele pare de curent sunt slabe şi sunt, în principal, generate de sarcinile care consumă o componentă continuă a curentului. Trebuie avut în vedere că prezenţa unei componente continue a curentului produce saturarea rapidă a fierului transformatoarelor. Circuitul magnetic al unui transformator de putere clasic ajunge la saturaţie pentru un curent continuu de valoare mult mai mică decât cea a curentului alternativ nominal. Un transformator saturat de un curent continuu generează o mulţime de armonice pare. Cea mai mare parte a sarcinilor neliniare nu generează decât armonice impare. Sarcinile trifazate echilibrate şi alimentate fără conductor neutru nu generează armonica de ordinul 3 şi nici armonice multipli de 3. Curenţii armonici de ordinul 3 şi multipli de 3 pun o problemă specială : Chiar şi în cazul echilibrului sarcinilor monofazate pe cele 3 faze ale reţelei trifazate de distribuţie, curenţii armonici de rangul 3 se adună în conductorul neutru. Se poate spune că curenţii armonici de rang 3 se comportă ca şi componentele homopolare de curent. În această situaţie, valoarea curentului prin conductorul neutru poate să depăşească valoarea curentului din faze. Frecvenţa curenţilor armonici de rang 3 fiind de 3x50Hz=150 Hz, ei produc în conductorul neutru o încălzire suplimentară (datorită efectului pelicular), care poate deveni periculoasă. De aceea, la proiectarea instalaţiilor electrice ale birourilor, sălilor de calculatoare şi a iluminatului fluorescent trebuie să se prevadă pentru conductorul neutru o 7

secţiune adecvată trecerii acestor curenţi homopolari, fără să se producă efecte nedorite. În Figura 1. 3 Curenţii armonici de rang 3 în cele trei faze ale sistemului trifazat., se prezintă modul în care curenţii armonici de rang 3 ai celor trei faze se comportă în conductorul neutru ca nişte curenţi homopolari (se adună).

Figura 1. 3 Curenţii armonici de rang 3 în cele trei faze ale sistemului trifazat. Observaţii:  curentul armonic de rang 3 oscilează de 3 ori mai repede decât curentul fundamental;  armonicele de rangul 3 sunt în fază;  armonicele de rang 3 se adună în conductorul neutru ca şi componentele de secvenţă homopolară;  în conductorul neutru, curentul armonic de rang 3 devine, astfel, mai mare ca valoarea efectivă a curentului de fază;  curentul armonic de rang 3 încălzeşte cablurile de alimentare. Un alt tip de problemă care poate să apară în reţelele electrice de distribuţie datorită prezenţei curenţilor armonici este legată de existenţa bateriilor de condensatoare pentru compensarea circulaţiei de putere reactivă şi îmbunătăţirea factorului de putere în întreprinderi. Bateria de condensatoare – cu un pronunţat caracter capacitiv – este legată în paralel cu transformatorul de MT/JT care alimentează cu energie electrică întreprinderea. Ansamblul transformator-baterie de condensatoare formează un circuit oscilant paralel de tip L - C, care are o impedanţă foarte mare la frecvenţa de rezonanţă. Dacă un curent armonic este generat la frecvenţa de rezonanţă a circuitului oscilant L - C paralel, se produce o distorsiune de tensiune deosebit de periculoasă. Pentru a se evita acest fenomen există două soluţii: fie se măreşte sau se micşorează numărul de condensatoare ale bateriei (cu riscul de a se realiza o compensare imperfectă), fie se adaugă o bobină în serie cu bateria de condensatoare realizându-se un filtru refulant. 1.1.1.4. Interarmonice Un curent interarmonic este un curent a cărui frecvenţă nu este multiplu întreg al frecvenţei reţelei electrice. Se disting două tipuri de interarmonice: interarmonice adevărate, care sunt generate la frecvenţe discrete; interarmonice cu frecvenţe în spectru continuu. Interarmonicele adevărate sunt create de anumite convertizoare de frecvenţe statice (convertizoare ciclice cunoscute sub denumirea de cicloconvertoare şi utilizate pentru antrenarea motoarelor electrice la viteze reduse). Unele motoare asincrone cu rotorul cu poli aparenţi (proeminenţi) produc interarmonice de frecvenţe multipli ai frecvenţei de rotaţie. Pe termen lung, interarmonicele pot conduce la încălziri excesive ale instalaţiilor şi echipamentelor electrice, dar nu perturbă în mod periculos echipamentele electronice. Riscul principal al interarmonicelor este de a perturba sistemele de telecomandă centralizate, în banda de frecvenţe de 110 Hz – 2 kHz. În acest caz, nivelul de interarmonici, în general tolerat la 0,5 % din Un, trebuie să fie redus la mai puţin de 0,1 % din Un. 8

1.1.2. Perturbaţii tranzitorii prin conducţie la joasă frecvenţă Perturbaţiile tranzitorii de joasă frecvenţă sunt mult mai puţin deranjante decât perturbaţiile întreţinute (continue) de aceeaşi amplitudine. 1.1.2.1. Fluctuaţii de tensiune O fluctuaţie de tensiune este o variaţie rapidă a tensiunii de alimentare, cuprinsă în plaja normală de variaţie a acesteia (± 6% ÷ 10%) Un, în timpul funcţionării normale a reţelei electrice de alimentare (distribuţie). Fluctuaţiile de tensiune sunt produse de variaţiile de sarcină: porniri de motoare electrice mari, cuptoare cu arc electric, reglajul de tensiune cu ploturi la transformatoare etc. Ele nu sunt permanente, dar au, adesea, amplitudini mai mari ca ale flicker-ului. Perturbaţiile produse de fluctuaţiile de tensiune sunt, în general, slabe. Ele pot, uneori, afecta buna funcţionare a echipamentelor electronice sensibile, cum ar fi: regulatoarele de putere de mare precizie, calculatoarele din generaţiile mai vechi şi tuburile fluorescente de mare randament. Un echipament electronic modern poate suporta fluctuaţii de tensiune de ± 8% Un. 1.1.2.2. Goluri de tensiune Un gol de tensiune reprezintă scăderea bruscă a amplitudinii sau a valorii efective a tensiunii într-un anumit nod al reţelei electrice până la o valoare ce poate atinge 20% din Un şi care durează mai puţin de 3 secunde. Limita minimă de 0,2 Un s-a ales în funcţie de pragul de sensibilitate al aparatelor de măsură, iar limita maximă de timp, de 3 secunde, ia în considerare performanţele echipamentelor electrice care asigură revenirea tensiunii la valoarea normală. Cauzele golurilor de tensiune sunt fie diferite defecte care apar în instalaţiile sistemului electroenergetic (De exemplu: vânt puternic, furtuni, defecte pe liniile electrice sau în sistemele vecine etc.), fie conectări directe în reţea a unor agregate care necesită curenţi mari de pornire. Golurile de tensiune pot apărea oricând şi oriunde în reţelele electrice, ele fiind inevitabile şi aleatoare. Aceasta impune ca studiul lor să se facă pe baze statistice. Orice gol de tensiune este un proces tranzitoriu în timp, între momentul apariţiei sale şi momentul revenirii tensiunii la valoarea sa nominală. Golurile de tensiune nu afectează întotdeauna toate cele trei faze ale sistemului trifazat. De aceea, există goluri de tensiune simetrice şi nesimetrice (mono- sau bifazate). Deoarece cauzele apariţiei golurilor de tensiune sunt multiple, şi alura curbei tensiunii în timp diferă de la un gol la altul. De aceea, pentru simplificarea studierii golurilor de tensiune s-au conceput câteva forme idealizate ale acestora, ale căror expresii matematice sunt simple şi cunoscute. Astfel de forme idealizate, mai des întâlnite, sunt date în Figura 1. 4 Forme reale şi idealizate ale unor goluri de tensiune Forme reale şi idealizate ale unor goluri de tensiune: gol de tensiune dreptunghiular, real; idealizat; gol de tensiune exponenţial, real; idealizat.

9

Figura 1. 4 Forme reale şi idealizate ale unor goluri de tensiune

Consecinţa cea mai gravă a unui gol de tensiune poate fi pierderea alimentării cu energie electrică a consumatorilor racordaţi la linia electrică în care acesta apare. De aceea, distribuitorii de energie electrică fac eforturi pentru a limita nivelul de scădere a tensiunii golurilor de tensiune şi pentru a reduce riscurile de întreruperi prin buclarea reţeaua de medie tensiune. 1.1.2.3. Supratensiuni lente Supratensiunile care afectează reţeaua de alimentare se manifestă ca perturbaţii de mod normal (diferenţial) la bornele consumatorilor. Cauzele apariţiei acestor supratensiuni sunt multiple, dintre acestea vom exemplifica următoarele: Anclanşarea unei baterii de condensatoare la reţeaua de alimentare. În momentul anclanşării se formează un circuit L – C paralel care are o frecvenţă de rezonanţă, joasă. Tensiunea tranzitorie are, după anclanşare, o valoare de vârf de peste două ori mai mare faţă de valoarea de vârf a tensiunii reţelei. De exemplu, la un circuit monofazat de 230 V, tensiunea de vârf atinge peste 500 V, dar are energia de doar câteva sute de joule.

Figura 1. 5 Supratensiuni la anclanşarea unei baterii de condensatoare în reţea.

Topirea fuzibilului unei siguranţe. La o siguranţă fuzibilă, în cazul unui scurtcircuit net, fuzibilul se topeşte într-o milisecundă, când curentul atinge câţiva kA. Supratensiunea care urmează întreruperii fuzibilului depăşeşte, adesea, 1000 V. Această supratensiune, având o energie de câteva sute de joule poate distruge un echipament electronic sensibil montat în paralel pe aceeaşi bară. Astfel, deşi curentul a fost întrerupt, un echipament s-a distrus. 10

Figura 1. 6 Supratensiune produsă de topirea fuzibilului, tip fir, a unei siguranţe fuzibile.

1.1.2.4. Supratensiuni sinusoidale amortizate Orice manevră în reţeaua electrică de MT (închiderea sau deschiderea întrerupătoarelor, contactoarelor, disjunctoarelor) produce ceea ce se numeşte “şoc de manevră” şi care perturbă linia printr-un impuls de tensiune cu front abrupt, ca în Figura 1. 7 Unda sinusoidală amortizată.

Figura 1. 7 Unda sinusoidală amortizată

Acest fenomen este asemănător celui de anclanşare a unei baterii de condensatoare, dar cu o frecvenţă de rezonanţă superioară şi cu mai puţină energie. Riscul de distrugere de echipamente este foarte redus, mult mai redus ca cel datorită supratensiunilor lente. 1.1.2.5. Trăsnetul Trăsnetul este o descărcare electrică de mare energie între nor şi pământ. Fenomenul, privit din unghi de vedere electric, se manifestă ca un generator de curent perfect. Amplitudinea medie a curentului de trăsnet este de cca 25 kA, dar pentru calcule de protecţie, în 95% din cazuri se ia în considerare un curent de 100 kA, iar pentru o şi mai mare siguranţă, în 99% din cazuri se consideră un curent de trăsnet de 200 kA.

Figura 1. 8 Unda de tensiune normalizată care se utilizează pentru studiul fenomenului de trăsnet.

11

Pentru un coeficient de încredere de 95%, panta curentului de trăsnet se adoptă de l / t= 160 kA/s, iar pentru un coeficient de încredere de 99%, se alege. l / t = 300 kA/s. Fenomenul de trăsnet rămâne ca fenomen perturbativ de joasă frecvenţă deoarece, frecvenţa sa este inferioară megahertz-ilor. Frecvenţa zilelor de furtună, pe an, într-un anumit loc, permite să se determine nivelul isokeraunic, care uneşte prin curbe de nivel, toate zonele de pe pământ cu aceeaşi frecvenţă a furtunilor. 1.1.2.6. Curenţii tranzitorii Conectarea sarcinilor generează un impuls scurt de curent cu caracter de perturbaţie de mod normal, care afectează uşor şi tranzitoriu, tensiunea de alimentare. Astfel, conectarea unui simplu tub fluorescent cu balast generează un impuls de curent de peste 10 A la vârf. Mai periculos este, însă, impulsul de mod comun care însoţeşte conectarea. Un astfel de proces tranzitoriu, chiar dacă are o amplitudine redusă (vârful de câţiva amperi) este perturbativ pentru că frontul său este foarte abrupt şi se ştie că toate perturbaţiile de mod comun care au frontul abrupt se cuplează în mod eficient cu conductoarele circuitelor vecine. De aceea, pentru a evita astfel de perturbaţii este bine să se păstreze o distanţă mai mare de 30 cm între conductoarele de semnal şi conductoarele de alimentare de la reţea. 1.1.3. Perturbaţii permanente (întreţinute, continue) prin radiaţiede joasă frecvenţă La joasă frecvenţă numai câmpul magnetic poate crea probleme, dar numai în vecinătatea imediată a “victimei”. Ecranarea câmpului magnetic la joasă frecvenţă fiind foarte dificilă (sub 10 kHz), reducerea cuplajului magnetic este singura soluţie practică de protecţie. Măsurarea perturbaţiilor întreţinute în câmp magnetic este simplă şi uşor reproductibilă. Pentru aceasta este nevoie doar de o buclă închisă de circuit şi de un osciloscop. 1.1.3.1. Câmpul de dispersie al transformatoarelor Transformatoarele de forţă funcţionează, în cele mai multe situaţii, în apropiere de zona de saturaţie magnetică a fierului. Valoarea de vârf a inducţiei magnetice în fier depăşeşte 1,5 T, iar în unele cazuri (la transformatoarele care funcţionează în regim intermitent) poate să atingă 2 T. La un astfel de nivel al inducţiei magnetice, fierul este saturat, iar intensitatea câmpului magnetic poate depăşi 100 A/m în apropierea transformatorului. Consecinţa cea mai frecventă a unui astfel de câmp magnetic este deformarea imaginii tuburilor catodice (jocul imaginii, ondularea imaginii cu frecvenţa de baleiaj, modificarea culorilor imaginii etc.,). Trebuie precizat că tuburilor catodice neecranate suportă intensităţi ale câmpului magnetic de valori în jurul a 1 A/m, la joasă frecvenţă. Alte consecinţe ale prezenţei unui astfel de câmp magnetic intens sunt: o inducţie de zgomot în capetele magnetice de citire (magnetofoane, derulatoare de bandă, cititoare de diskete) şi inducţii în buclele de cupla. Câmpul magnetic de joasă frecvenţă radiat de un transformator şi, în general , de 3 sursele localizate, descreşte foarte rapid cu distanţa după o lege a lui 1 / D . Spre exemplu în cazul unui transformator de sector care are la distanţa de 25 cm de el, o intensitate a câmpului magnetic de dispersie de 3A/m, la distanţa de 1 m câmpul magnetic va avea o intensitate de 0,05 A/m. Un câmp atât de slab nu va putea perturba nici un circuit electronic. Rezultă că cea mai simplă şi mai eficientă metodă de protecţie este aceea de a depărta echipamentele electrice şi electronice sensibile de sursa de perturbaţii magnetice. În această idee, niciodată nu trebuie instalat un tub catodic la o distanţă mai mică de 5 m de un transformator de forţă dintr-un post de transformare. 12

Şi în cazul curenţilor slabi, transformatoarele de alimentare generează câmpuri magnetice de dispersie la joasă frecvenţă (frecvenţa reţelei de alimentare de 50 Hz sau de 60 Hz). În acest caz, o soluţie de protecţie a circuitelor electrice şi electronice vecine este de a blinda (ecrana) câmpul de dispersie printr-o centură din cupru care să placheze înfăşurările transformatorului la exterior ca în Figura 1. 9 Reducerea câmpului de dispersie la un transformator de alimentare. Prin aceasta se realizează o reducere a câmpului radiant de dispersie de până la 10 ori.

Figura 1. 9 Reducerea câmpului de dispersie la un transformator de alimentare

Dacă pentru transformatorul de alimentare al circuitelor (schemelor) electronice se foloseşte o construcţie toroidală a miezului feromagnetic, câmpul de dispersie rămâne între bobinaje, interiorul torului. Câmpul magnetic de dispersie la un transformator cu miez feromagnetic toroidal este foarte slab, dar capacitatea înfăşurării primare faţă de cea secundară este mult mai mare ca a unui transformator obşnuit (de cca 10 ori). 1.1.3.2. Cuptoarele de inducţie O sursă localizată foarte intensă de câmp magnetic o reprezintă inductorul cuptoarelor de inducţie industriale de mare putere. Aceste cuptoare se utilizează pentru topirea şi menţinerea în stare caldă a metalelor feroase şi neferoase în vederea turnării în forme sau pentru tratamente termice de suprafaţă ale oţelurilor. Frecvenţa curentului prin bobina inductoare este cuprinsă între frecvenţa industrială şi câteva zeci de kilohertzi, iar puterea lor variază între 10 kW şi câţiva megawatt; Descreşterea intensităţii câmpului magnetic se face ca şi la transformatoare, după curba 3 corespunzătoare legii 1/D , deci foarte rapid cu distanţa faţă de inductor. Efectele câmpului magnetic de dispersie sunt cele cunoscute: perturbaţii vizuale ale tuburilor catodice, modificarea culorii imaginilor TV etc. Ecranarea sursei fiind imposibilă, iar cea a “victimei” fiind, şi ea, dificilă, cea mai bună soluţie de evitare a efectelor câmpului magnetic este depărtarea “victimei” de sursa de perturbaţii. Trebuie precizat că cuptoarele moderne utilizează pentru reglaj semiconductoare de mare putere care generează perturbaţii prin conducţie.

1.1.3.3. Radiaţiile liniilor aeriene de transport a energiei electrice Liniile de alimentare a tracţiunii electrice, precum şi liniile electrice aeriene de înaltă tensiune reprezintă antene lungi şi eficace de câmp magnetic. Bucla radiantă este suprafaţa cuprinsă între conductoarele de dus şi de întors. O linie aeriană de medie tensiune de 20 kV suportă, în mod constant, un curent de 500 A; o linie de 110 kV suportă peste 1000 A, iar o linie de 400 kV suportă în jur de 2000 A. În industrie, însă, unele bare de joasă tensiune suportă curenţi superiori la 10 kA. În toate cazurile, câmpul radiant al unei linii lungi echilibrate descreşte cu distanţa 2 după o lege de forma 1 / D . Această descreştere, deşi rapidă, este totuşi mai lentă ca cea 13

corespunzătoare unei surse de câmp localizată. Efectul acestui câmp radiant, în afară de a deforma imaginile tuburilor catodice este de a induce tensiuni perturbatoare în buclele circuitelor electrice vecine şi de a perturba liniile aeriene de comunicaţii. Acest ultim efect este deranjant pentru liniile telefonice. Şi în acest caz, soluţia cea mai eficientă este de a distanţa posibilele “victime” de linia perturbatoare. Sub o linie de 220 kV sau de 400 kV, câmpul magnetic la sol atinge 10 A/m sau chiar mai mult. Pentru a nu se depăşi 1 A/m este necesară o depărtare de câteva sute de metri. Pentru distribuţia energiei electrice în industrie unde se utilizează cabluri unipolare la frecvenţă joasă (50 Hz), montarea alăturată a 2,3 sau chiar 4 cabluri reduce suprafaţa buclelor şi deci şi radiaţia magnetică. Este bine, însă, să se grupeze cablurile 3 câte 3 faze şi nu să se grupeze cablurile pe faze, ca în Figura 1. 10 Repartiţia celor trei faze pentru cabluri de forţă unipolare, în cazul

Figura 1. 10 Repartiţia celor trei faze pentru cabluri de forţă unipolare, în cazul grupării cablurilor.

Cazul a) din Figura 1. 10 Repartiţia celor trei faze pentru cabluri de forţă unipolare, în cazul, trebuie evitat pentru că în caz de scurtcircuit, apar forţe electrodinamice care îndepărtează cablurile parcurse de curenţi de acelaşi sens. 1.1.3.4. Curenţii de scurgere (de fugă) la pământ În jurul unui conductor care este legat la pământ (conductori de tip PE şi PEN) şi este parcurs de un curent de fugă la pământ se generează un câmp magnetic care descreşte cu distanţa după o lege de forma 1 / D. Din acest motiv, îndepărtarea căilor de cabluri nu este, adeseori, eficientă. În acest caz o soluţie mai eficientă este de a se adăuga un transformator de izolare care să alimenteze separat echipamentele generatoare de curenţi de fugă (curenţi homopolari sau armonice de rang 3; 9 etc.) îndepărtând astfel “victimele” prin mărirea distanţei între ele şi sursele de perturbaţii. O altă problemă gravă a curenţilor de fugă este aceea că ei pot declanşa protecţiile diferenţiale sensibile. De aceea nu trebuie niciodată protejată alimentarea sistemelor informatice prin protecţii diferenţiale sensibile. 1.1.4. Perturbaţii tranzitorii prin radiaţie de joasă frecvenţă Câmpurile tranzitorii de joasă frecvenţă nu sunt perturbatoare decât dacă sunt de foarte mare amplitudine. Ca şi în cazul tuturor impulsurilor şi în acest caz riscul esenţial este de a perturba funcţionarea echipamentelor electronice mai puţin cunoscute sau prost cablate. 1.1.4.1. Scurtcircuite Scurtcircuitele pe liniile electrice se manifestă prin următoarele etape: prin conducţie, tensiunea liniei cade la zero cel puţin pe durata necesară eliminării defectului; prezenţa curentul de scurtcircuit generează un câmp magnetic tranzitoriu de valoare mult mai mare decât cea a câmpului nominal; intrarea în funcţiune a întrerupătoarelor poate crea impulsuri cu front abrupt (cazul întrerupătoarelor de la înaltă tensiune) sau supratensiuni energetice (cazul topirii fuzibilului cu fir al unei siguranţe). Pentru o reţea electrică, un scurtcircuit generează un curent de 5 până la 50 de ori 14

mai mare decât curentul nominal. În reţelele de joasă tensiune, curentul de scurtcircuit nu depăşeşte, însă, valoarea de 25 In, iar un factor de 15 reprezintă un caz tipic realist. Câmpul magnetic radiant pe durata scurtcircuitului nu este, probabil, deranjant decât pentru echipamentele electronice sensibile la care timpul de răspuns este inferior câtorva milisecunde la joasă tensiune, respectiv câteva sute de milisecunde la medie tensiune, adică corespunzător timpului de intervenţie a protecţiei reţelei electrice. 1.1.4.2. Conectarea (anclanşarea) liniilor electrice aeriene de înaltă tensiune O linie lungă, în gol, determină apariţia la extremitatea în gol, a unei supratensiuni care poate atinge valoarea dublă a tensiunii liniei (efectul Ferrantti). În cazul unei linii defecte, la reanclanşare, între conductorul de dus şi întors circulă un curent oscilatoriu, durata fiecărei treceri a curentului fiind funcţie numai de distanţa până la defect şi având valoarea între 10 μs şi câteva milisecunde. Efectul unui astfel de curent este apariţia, prin inducţie, a unei tensiuni electromotoare în toate buclele de masă vecine liniei defecte. Pentru o linie de 20 kV vecină, tensiunea electromotoare de indusă poate depăşi 1 kV, la vârf. 1.1.4.3. Flash electronic produs de aparate foto Câmpul magnetic radiant produs de flash-ul unui aparat foto provoacă, prin inducţie, o tensiune electromotoare indusă în buclele de cablaj ale echipamentelor electronice. Astfel, la distanţa de 2 m de un flash câmpul magnetic produs reprezintă un impuls magnetic sinusoidal amortizat de intensitate de 0,1 A/m, la vârf şi o frecvenţă de câteva sute de kilohertzi. Există două soluţii de protecţie a “victimelor”: Să nu se fotografieze cu flash echipamentele lectronice neautorizate CEM; Să se reducă suprafeţele buclelor de masă. 1.1.4.4. Trăsnetul Pe lângă fenomenul de conducţie descris anterior, canalul ionizat al trăsnetului se comportă ca un conductor lung care conduce curenţi de fugă la pământ de zeci de kA, întrun timp mai scurt decât o microsecundă, între două reamorsări. Câmpul magnetic radiant descreşte cu distanţa după legea 1/D. Acest fenomen induce tensiuni electromotoare parazite, de ordinul kilovolţilor, în buclele de masă ale instalaţiilor electrice şi electronice. Aceste tensiuni induse pot distruge componentele de interfaţă ale acestor instalaţii. Astfel de distrugeri s-au observat şi la o distanţă de 1 km faţă de locul de impact al trăsnetului. 1.2. Perturbaţii de înaltă frecvenţă Prin perturbaţii de înaltă frecvenţă se înţeleg toate tipurile de “paraziţi” al căror spectru semnificativ de frecvenţe se întinde dincolo de frecvenţa de 1 MHz. La aceste frecvenţe ale perturbaţilor electromagnetice izolaţiile galvanice devin ineficiente, lungimile conductorilor de masă sunt critice şi toate conductoarele devin antene eficace (chiar şi conductoarele scurte pot intra în rezonanţă). Aici predomină perturbaţiile de mod comun, fapt ce permite o înţelegere mai facilă a fenomenelor. Perturbaţiile de înaltă frecvenţă sunt dificil de măsurat. Este interesantă, în acest sens, evoluţia pragului de sensibilitate a măsurărilor la înaltă frecvenţă, odată cu dezvoltarea tehnicilor de măsurare. Astfel, în anii 1970 se considera că perturbaţiile industriale la înaltă frecvenţă sunt semnificative până la frecvenţa de 30 MHz. În anii 1980, odată cu apariţia osciloscoapelor de peste 100 MHz, s-a generalizat ideea că perturbaţiile industriale sunt semnificative din punct de vedere al CEM până la 100 MHz. (Este de remarcat faptul că în 1981, cu ajutorul unui osciloscop de 350 MHz, s-a măsurat timpul de amorsare a arcului electric, inferior unei nanosecunde). În prezent se consideră că pentru perturbaţiile de înaltă frecvenţă, limita de 7 GHz este suficientă pentru problemele CEM. 15

Fenomenele produse la înaltă frecvenţă sunt importante, foarte frecvente, severe şi puţin intuitive. De aceea studierea lor este foarte dificilă. 1.2.1. Perturbaţii permanente (întreţinute) de înaltă frecvenţă, prin conductive Fenomenele de conducţie se complică mult dincolo de pragul de 1 MHz. Dacă se detectează înfăşurătoarea unui semnal de înaltă frecvenţă întreţinut, acest semnal “se vede” ca un semnal continuu. 1.2.1.1. “Zgomotul” de comutaţie al motoarelor cu colector Motoarele cu colector generează scântei la colector în timpul funcţionării. O scânteie se comportă ca un întrerupător foarte rapid. Conductorii de alimentare devin suportul curenţilor de înaltă frecvenţă, cu un front de creştere de ordinul câtorva zeci de nanosecunde, uneori chiar mai puţin. Efectul acestor perturbaţii de înaltă frecvenţă, de mod comun, este de a perturba direct sistemele de reglare precum şi conductoarele vecine. Soluţia cea mai bună de protecţie este de a filtra fiecare conductor în raport cu masa. La motoarele cu colector utilizate în echipamentele şi aparatele electrocasnice este suficient, pentru aceasta, să se amplaseze un condensator de antiparazitare cu capacitatea de câţiva nanofarazi între fiecare perie colectoare şi statorul (masa) motorului. 1.2.1.2. Convertizoarele statice Toate convertizoarele statice generează curenţi de mod comun de înaltă frecvenţă, cu care se închid între partea de alimentare şi partea de ieşire a convertizoarelor, ca în Figura 1. 11 Evacuarea curentului de mod comun lCM, la şasiu (masă).

Figura 1. 11 Evacuarea curentului de mod comun lCM, la şasiu (masă).

Curenţii de mod comun sunt formaţi din impulsuri sinusoidale amortizate de valoare cuprinsă între câţiva miliamperi şi câteva sute de miliamperi. Frecvenţa lor proprie este de 5 ÷ 50 MHz; Efectul acestor curenţi este bruiajul echipamentelor electronice sensibile (camere video, monitoare de mare rezoluţie, skanere, receptoare optice, etajele de frecvenţă intermediară a radioreceptoarelor, aparatele de ecografie medicală etc.). Soluţia de eliminare a acestor bruiaje este de a filtra toate conductoarele convertizorului prin filtre de înaltă frecvenţă, care să aibă, toate, aceeaşi referinţă de potenţial sau acelaşi plan de masă. 1.2.2. Perturbaţii tranzitorii de înaltă frecvenţă, prin conducţie Frontul de durată foarte scurtă (sub 10 ns) nu se propagă prea departe în conductoare pentru că radiaţia în “mod comun” este amortizată. În “mod normal” (diferenţial), se produce o degradarea rapidă a frecvenţelor foarte înalte, care se transformă în căldură. Rezultă că cuplajele prin conducţie la înaltă frecvenţă sunt, în mod esenţial, locale. Impulsurile de înaltă frecvenţă, prin conducţie, sunt, în mod particular, foarte grave pentru electronica numerică. Un semnal de câţiva volţi, chiar dacă durează câteva nanosecunde, este comparabil cu un semnal real. 16

1.2.2.1. Deconectarea bobinelor Acest fenomen este, practic, inevitabil deoarece în sistemul electroenergetic există foarte multe sarcini inductive: relee, contactoare, bobina, electrovalve, motoare, transformatoare, etc. Fenomenul se desfăşoară astfel: Când o sarcină inductivă este alimentată cu energie electrică, energia reactivă inductivă este stocată în bobinaj. Dacă un contactor întrerupe curentul de alimentare, energia reactivă inductivă din bobinaj încarcă capacităţile condensatoarelor în serie formate între spirele bobinei, care apoi se descarcă brusc. Apare o supratensiune importantă la bornele bobinei, care, practic, se manifestă între contactele contactorului.

Figura 1. 12 Schema echivalentă - bobină comandată printr-un contactor uscat.

Creşterea tensiunii este lentă, iar frecvenţa de rezonanţă a circuitului oscilant L – C este cuprinsă între câţiva kilohertzi şi sute de kilohertzi. Teoretic, tensiunea care apare la bornele bobinei, practic, la bornele contactorului, este de ordinul kilovolţilor. La această valoare a tensiunii, între contactele care se deschid se amorsează un arc electric. Apariţia arcului electric generează un front rapid şi abrupt de câmp magnetic într-un timp de ordinul nanosecundelor, care se acumulează în bobină sub formă de energie reactivă inductivă. Tensiunea între contacte cade, dar când arcul se stinge, tensiunea creşte din nou şi se produce o nouă amorsare a arcului electric. Fenomenele se succed de un număr mare de ori şi astfel, se generează o salvă de impulsuri pe o durată de cca o milisecundă până când contactele se îndepărtează suficient de mult unul de celălalt încât, tensiunea reziduală să nu mai fie suficient de mare ca să reionizeze spaţiul de arc şi astfel, arcul să nu se mai poată reaprinde. În figura 3.13 se prezintă variaţia tensiunii într-o salvă de impulsuri la bornele contactelor care se deschid. Acest fenomen este normalizat de CEI prin norma 1000-4-4. Efectul salvei de impulsuri perturbă puternic circuitele numerice fără un plan de masă sau prost conectate la masă. Pentru a limita acest efect este suficient să se plaseze un limitator de supratensiuni în paralel cu bobina. (varistor, diodă Zener, diodă supresoare etc.).

Figura 1. 13 Variaţia tensiunii în cazul unei salve de impulsuri produse la deschiderea contactelor unui contactor.

1.2.2.2. Descărcările electrostatice Fenomenele electrostatice sunt cunoscute încă din antichitate. Cauzele electrizării, adică a deplasării sarcinilor electrice spre un corp izolat de pământ, sunt multiple şi anume: prin frecare (triboelectricitate); prin contact (transfer direct de sarcini electrice); prin influenţă (prin câmp electric); prin ionizare (emisii de ioni la tensiune înaltă); prin baloelectricitate (agitaţie de particule într-un gaz); prin clivaj sau prin fragmentare (când se sfărâmă zahărul într-un mojar); 17

prin congelare; prin efect termo- sau fotoelectric etc. Singură triboelectricitatea, adică frecarea unui obiect izolant nelegat la pământ, este suficientă pentru a explica cea mai mare parte a fenomenelor de descărcare electrostatică (DES) care apar în mediile industriale. Aceste fenomene sunt, practic, inevitabile. În cazul corpului uman, capacitatea acestuia faţă de mediul înconjurător este de cca 200pF. În câteva secunde, o persoană care se deplasează se încarcă, astfel la câţiva kilovolţi. Tensiunea maximă la care se poate încărca o persoană este de cca 20 kV. Această tensiune depinde, însă, de umiditatea relativă a aerului, de natura solului şi de materialul încălţămintei. Diferenţa de potenţial a corpului uman faţă de pământfluctuează în funcţie de sarcina electrică totală colectată, adică: [V] (1. 1) fluctuează în funcţie de sarcina electrică totală colectată, adică: Energia electrostatică acumulată de corpul uman se poate determina cu relaţia:

(1. 2) În cazul corpului uman, această energie eliberată la o DES este de ordinul milijoule, deci este neglijabilă, dar ea poate provoca dezastre în cazul componentelor electronice miniaturale. Din punct de vedere al încărcării electrostatice, corpul uman se modelează printr-o schemă electrică ce conţine trei parametri: capacitatea în raport cu pământul, rezistenţa corpului uman şi diferenţa de potenţial faţă de pământ în stare încărcată electrostatic. În medie, aceşti parametri au următoarele valori medii înaintea unei descărcări: C=200 pF; R=1 kΩ; U=10 kV.

18

Figura 1. 14 Schema electrică echivalentă a unui corp uman încărcat electrostatic şi valori tipice pentru momentul descărcării electrostatice

În momentul descărcării electrostatice, DES, se produce un curent electric de descărcare de cca 10 A, într-un interval de timp de descărcare de 200 ns. Frontul curentului de descărcare este, însă, foarte abrupt şi se desfăşoară în cca 1 ns, mai ales atunci când persoana ţine în mână un obiect metalic (o cheie) prin intermediul căreia are loc descărcarea electrostatică. În Error! Reference source not found. se prezintă forma undei de curent de descărcare a corpului uman prin intermediul unui obiect metalic.

Figura 1. 15 Unda de current de descărcare

O persoană încărcată electrostatic se poate descărca complet prin atingerea unui corp conductor chiar dacă acesta este izolat de pământ. Astfel este posibilă distrugerea, prin atingere, a unui card. Fenomenul este reciproc, adică o persoană descărcată, prin atingerea unui card încărcat, dar izolat, se poate încărca electrostatic generând o DES care descarcă cardul. Protecţia împotriva DES este, în primul rând, o problemă de concepţie a instalaţiilor industriale. Măsurile care trebuie luate sunt: ecranările conductoarelor şi ale cardurilor, filtraje etc. Riscul DES se poate limita şi menţinând în încăperi o umiditate relativă în jurul a 50%. Acest lucru este posibil în sălile de informatică, în sălile de testări şi verificări (control), în laboratoarele de electronică etc. 1.2.3. Perturbaţii permanente (întreţinute), de înaltă frecvenţă, prin radiaţie Toate perturbaţiile radiante sfârşesc, după cuplaj, sub forma de perturbaţii prin conducţie. 1.2.3.1. Maşinile de tip ISM Un ISM este un aparat Industrial, Ştiinţific sau Medical. În industria modernă se utilizează astfel de echipamente, care emit radiaţii electromagnetice de putere pentru a ceda căldură în materialele care trebuie prelucrate. Este vorba de instalaţii cu jet de plasmă, maşini de sudat plasticul, de uscare a lemnului, de polimerizare a răşinilor, de deshidratare a legumelor etc. Toate aceste maşini au puteri de emisie de peste 1 kW, depăşind uneori 100 kW. Frecvenţa lor de funcţionare este cuprinsă între 1MHz – 3 GHz şi numeroase ISM-uri utilizează frecvenţe autorizate de 13,56 MHz sau 27,12 MHz. Aceste aparate trebuie să fie 19

ecranate pentru a limita câmpul radiativ. 1.2.3.2. Emiţătoarele de comunicaţii Aceste instalaţii produc energie electromagnetică în mod intenţionat pe care o radiază în mod controlat, în mediul înconjurător în scopul transmiterii sau culegerii de informaţii. Emiţătoare de telecomunicaţii Radar Emiţătoare comerciale Radio TV

Radio relee Comunicaţii satelit Comunicaţii testere

Radio telefoane Auto Poliţie Amatori Industrie

Aerian Naval Auto Supraveghere spaţiu

Navigaţie Aeriană Navală Radio far LORAN

Figura 1. 16 Clasificarea emiţătoarelor de comunicaţii (LORAN=LOng Range Navigation).

Puterile de emisie permise pentru diferite frecvenţe de emisie sunt stabilite în funcţie de zona geografică, de timpii de emisie şi directivitatea radiaţiei în înţelegere cu Uniunea Internaţională de Telecomunicaţii (ITU) şi cu organismele naţionale pentru managementul spectrului electromagnetic. Emisiile emiţătoarelor de comunicaţii sunt, de regulă, în bandă îngustă şi constau dintr-o frecvenţă purtătoare, benzile laterale şi armonici de ordin superior, inevitabile. Câmpul electric radiant al unui emiţător de comunicaţii se poate estima printr-o relaţie simplă, independentă de frecvenţă, şi anume: √ (1. 3) unde: E – câmpul electric P – puterea radiantă a emiţătorului, în [W]; G – câştigul numeric de putere al antenei (G=1,5); D – distanţa între antenă şi punctul de măsură, în [m]. 1.2.4. Perturbaţii tranzitorii de înaltă frecvenţă, prin radiaţie 1.2.4.1. Descărcările electrostatice Simultan cu curentul de descărcare la pământ, un echipament electronic trebuie să suporte şi un câmp electromagnetic intens de cca 8 A/m şi 3 kV/m (câmp măsurat la distanţa de 25 cm de punctul de descărcare) Metoda de protecţie faţă de un astfel de câmp perturbator este aceeaşi ca şi în cazul perturbaţiilor prin conducţie şi anume: un ecran bine echipotenţializat, în jurul echipamentelor electronice. 1.2.4.2. Arcurile electrice Amorsarea unui arc electric între pantograf şi linia de contact în cazul tracţiunii electrice reprezintă o sursă de perturbaţii tranzitorii de înaltă frecvenţă care perturbă recepţia radio şi TV locală. 20

Alte surse de perturbaţii tranzitorii de înaltă frecvenţă sunt: efectul corona al liniilor aeriene de înaltă tensiune, posturile de sudură electrică şi tuburile catodice. 1.2.4.3. Impulsul electromagnetic nuclear (NEMP) Eliberarea bruscă a energiei nucleare printr-o explozie este însoţită de un impuls intens de radiaţie, format din fotoni (radiaţie Roentgen de înaltă energie în domeniul MeV), care se propagă în toate direcţiile cu viteza luminii. Dacă explozia are loc la mare înălţime (peste 400 km) faţă de Pământ, fotonii care vin spre pământ ciocnesc atomii din straturile dense ale atmosferei terestre şi prin efect Compton, eliberează electroni Compton, care, menţinându-şi direcţia, datorită ionizărilor prin ciocnire, produc un mare număr de electroni secundari. Electronii formează un dipol electric tranzitoriu împreună cu ioni pozitivi rămaşi; În acelaşi timp, datorită mişcării sarcinilor electrice în câmpul magnetic al Pământului, sub acţiunea forţei Lorentz, ̅ ̅ ̅ (1. 4) se formează şi un dipol magnetic tranzitoriu. Apare, astfel, un câmp electromagnetic tranzitoriu, care reprezintă impulsul electromagnetic nuclear, NEMP (Nuclear Electro-Magnetic Puls). Valoarea maximă a intensităţii câmpului electric este de cca 50 kV/m, iar cea a intensităţii câmpului magnetic se determină conform relaţiei: [ ] (1. 5) Unda de impuls NEMP este asemănătoare undei standard a trăsnetului, având frontul de undă abrupt, cu durata de cca 5 ns şi durata semi- amplitudinii de cca 200 ns. Efecte similare apar şi la explozii nucleare în apropierea solului, dar aici predomină efectele termice şi mecanice. Caracteristica principală a NEMP este că are acţiune într-un spaţiu larg care poate să acopere un continent întreg. Cele mai afectate sunt sistemele electrice de mare întindere cum sunt sistemele electroenergetice naţionale sau internaţionale, precum şi reţelele telefonice, în care, prin cuplajul distribuit pe întreaga lungime a conductoarelor şi prin formarea undelor progresive se acumulează energii enorme care distrug instalaţiile şi echipamentele.

21

2. METODE ŞI MIJLOACE ANTIPERTURBATIVE LA CUPLAJELE PRIN CONDUCŢIE 2.1. Generalităţi Cele mai multe probleme de CEM pot fi rezolvate utilizând metode şi mijloace antiperturbative pentru cuplajele prin conducţie, deoarece este mult mai uşor, pentru un echipament dat, să i se adauge componente de protecţie pe conductoarele de alimentare sau de semnal decât să i se construiască sau să i se modifice un blindaj. Metoda principală de protecţie constă în posibilitatea de a combina între ele trei mijloace antiperturbaţive, şi anume: filtre, limitatoare de supratensiuni şi simetrizoare, care realizează separarea galvanică. În toate situaţiile, aceste mijloace antiperturbative se amplasează pe o linie electrică (de putere sau cablu de semnal) pentru a proteja circuitele din aval. Toate aceste mijloace de protecţie au performanţe şi limite de utilizare relativ uşor de măsurat, fapt ce permite o bună cunoaştere a comportării lor în timpul funcţionării. 2.2. Filtre Se vor prezenta numai filtre utilizate în scopul CEM. Un filtru de CEM este compus din condensatoare, bobine şi / sau rezistoare. Acesta este un dispozitiv liniar atâta timp cât inductivităţile sale nu sunt saturate. În cazul unei tensiuni mari se va observa o uşoară creştere a capacităţii condensatoarelor. Un filtru de CEM funcţionează eliminând părţile inutile ale spectrului de frecvenţe din semnalele electrice. 2.2.1. Structura filtrelor CEM Modul obişnuit de clasificare a filtrelor evidenţiază patru tipuri de filtre:  Trece-jos  Trece-sus  Trece-bandă  Taie-bandă Aceste filtre sunt compuse din inductivităţi (bobine), condensatoare şi uneori, din rezistoare. Dacă un filtru suportă pierderi mici (în rezistenţele sau în miezurile sale feromagnetice), el funcţionează, în principal, prin dezadaptarea de impedanţă, adică prin reflexie şi poartă, în energetică, numele de filtru refulant. Dacă filtrul suportă pierderi mari, el funcţionează prin absorbţie şi, în energetică, se numeşte filtru absorbant. Un filtru se caracterizează prin pierderea sa de inserţie, numită eficacitatea filtrului. Aceasta reprezintă, prin definiţie, raportul dintre nivelul semnalului rezidual măsurat după montarea filtrului faţă de nivelul semnalului măsurat fără filtru. Pierderea de inserţie a unui filtru depinde de impedanţele circuitelor amonte şi aval de locul de montare a sa. Nu trebuie confundată pierderea de inserţie a unui filtru cu funcţia de transfer care reprezintă amplitudinea semnalului la ieşire raportată la amplitudinea semnalului la intrare. În Figura 2. 1 Pierderea de inserţie şi funcţia de transfer a unui filtru. se prezintă diferenţa dintre pierderea de inserţie (eficacitatea filtrului) şi funcţia de transfer a unui filtru.

22

a)

b) Figura 2. 1 Pierderea de inserţie şi funcţia de transfer a unui filtru.

Corespunzător pierderii de inserţie a unui filtru se defineşte factorul de atenuare de inserţie al filtrului,aFi, ca logaritmul raportului dintre tensiunile perturbatoare pe impedanţa receptorului, fără şi cu filtru, adică: | | | | (2. 1)

Componentele pasive ale filtrelor formează, împreună cu impedanţele surselor şi ale receptoarelor, divizoare de tensiune al căror raport de divizare, dependent de frecvenţă, se defineşte ca fiind atenuarea reală a filtrelor. |

|

|

|

|

| |

| (2. 2)

|

|

|

|

|

| |

| (2. 3)

|

|

|

|

|

| |

| (2. 4)

23

Figura 2. 2 Scheme de filtre elementare şi atenuările reale corespunzătoare

Un filtru trebuie să aibă o impedanţă mult diferită de impedanţele circuitului în care el se montează. Valorile impedanţelor amonte şi aval de locul de montare sunt esenţiale pentru alegerea filtrului. Astfel, un filtru instalat într-un circuit cu impedanţă mică trebuie să aibă o impedanţă mare. De aceea, la înaltă frecvenţă Figura 2. 3 Montarea filtrului întrun circuit cu impedanţă mică pentru o impedanţă a circuitului mai mică decât 10 Ω, filtrul se va monta cu bobina spre amonte, ca în Figura 2. 3 Montarea filtrului într-un circuit cu impedanţă mică Pentru un circuit cu impedanţă mare, filtrul trebuie să aibă o impedanţă mică. Pentru un circuit care, la înaltă frecvenţă are o impedanţă mai mare decât 100 Ω, filtrul trebuie montat cu condensatorul spre amonte, ca în Figura 2. 4. Montarea filtrului întrFigura 2. 4. Montarea un circuit cu impedanţă mare. filtrului într-un circuit cu Un filtru pasiv este reciproc atâta timp cât rămâne liniar. impedanţă mare Aceasta înseamnă că pentru impedanţe amonte şi aval date, pierderea de inserţie este aceeaşi atât de la intrare câtre ieşire, cât şi de la ieşire către intrare. Observaţie: Ca să fie liniar, un filtru trebuie să îşi conserve impedanţa nesaturată. Filtru liniar pasiv şi reciproc are aceeaşi atenuare în ambele sensuri (Figura 2. 5 Filtru aval si amonte).

24

Figura 2. 5 Filtru aval si amonte

Un filtru este întotdeauna reciproc, dar nu este reversibil decât dacă are o structură simetrică sau dacă impedanţele amonte şi aval sunt egale. Observaţie: Un filtru este reversibil dacă are aceeaşi atenuare şi dacă este montat invers.

Figura 2. 6 Cazul unui filtru reciproc, dar ireversibil.

2.2.2. Frecvenţa de rezonanţă a filtrelor Prezenţa componentelor de tip reactiv (bobine şi condensatoare) în structura unui filtru creează un sistem oscilant care, în apropierea frecvenţei proprii de rezonanţă, poate să producă o atenuare negativă, adică o amplificare de inserţie. Se pot produce fenomene de rezonanţă şi prin combinarea reactanţelor proprii ale emiţătoarelor şi receptoarelor cu componentele reactive ale filtrului. Fiecare componentă reactivă a filtrului are, în parte, o frecvenţă proprie, individuală, datorită prezenţei unor elemente reactive parazite.

25

Figura 2.7 Efecte de rezonanta

Figura 2.7 Efecte de rezonantaError! Reference source not found. ale componentelor reactive ale unui filtru produse de mărimile parazite:  modul de manifestare a mărimilor parazite;  variaţia reală a impedanţelor corespunzătoare: -impedanţa longitudinală; - impedanţa transversală. 2.2.3. Dielectrici şi materiale magnetice cu pierderi Atât rezonanţele filtrelor, cât şi rezonanţele proprii ale componentelor lor reactive se pot atenua utilizând dielectrici şi materiale magnetice cu pierderi . Acestea pot fi obţinute fie prin combinarea unor materiale diferite, fie prin proprietăţile intrinseci ale unor materiale, care prezintă permitivităţi complexe (în cazul dielectricilor) şi permeabilităţi complexe (în cazul materialelor fero – şi ferimagnetice). 2.2.3.1. Dielectrici cu pierderi Datorită oscilaţiilor periodice ale ionilor şi dipolilor din structura materialelor electroizolante solicitate la tensiune alternativă, acestea prezintă, pe lângă conductivitatea reziduală care apare în curent continuu şi pierderi de putere activă suplimentare cunoscute sub numele de pierderi de polarizare şi care pot depăşi, ca valoare, de câteva ori pierderile produse de conductivitatea reziduală. Pentru a defini proprietăţile dependente de frecvenţă a dielectricilor cu pierderi se introduce noţiunea de permitivitatea complexă:

(2. 5)

respectiv, permitivitatea complexă relativă (după divizarea cu ε0 ):

(2. 6)

Partea reală a relaţiei corespunde permitivităţii relative obişnuite, care reprezintă măsura creşterii capacităţii în prezenţa unui dielectric, adică:

26

(2. 7)

unde: Co - capacitatea geometrică fără dielectric. Partea imaginară reprezintă rezistenţa de pierderi în curent alternativ: respectiv conductanţa de pierderi: (2. 8)

(2. 9)

Condensatoarele cu pierderi se pot reprezenta printr-o schemă echivalentă obţinută prin conectarea în paralel a unui condensator ideal cu un rezistor cu pierderi, ca în Figura 2. 8 Schema echivalentă a unui condensator cu pierderi.

Figura 2. 8 Schema echivalentă a unui condensator cu pierderi.

În domeniul frecvenţă se poate scrie relaţia:

YU GjU (2. 10)

Se defineşte factorul de pierderi ca fiind raportul:

(2. 11)

Cu ajutorul factorului de pierderi se calculează pierderile de putere activă în dielectric, adică:

(2. 12)

27

Inversul factorului de pierderi se numeşte factor de calitate, Q. La dielectricii cu pierderi, Q = 1; adică curenţii activi şi reactivi au valori comparabile. 2.2.3.2. Materiale fero – şi feromagnetice cu pierderi La aceste materiale, pierderile active în câmpul magnetic sunt produse de curenţii turbionari, de fenomenul de histereză magnetică şi de vâscozitatea magnetică. Pierderile în miezul feromagnetic pot depăşi cu mult pierderile în înfăşurările bobinelor filtrelor. Proprietăţile, dependente de frecvenţă, ale unui material magnetic cu pierderi se exprimă prin permeabilitatea complexă:

(2. 13)

sau, dacă se divide expresia de mai sus cu μ0, avem permeabilitatea complexă relativă, adică:

(2. 14)

Partea reală a permeabilităţii complexe relative reprezintă tocmai permeabilitatea relativă obişnuită şi este o măsură a creşterii efective de inductivitate în prezenţa materialului magnetic, adică:

(2. 15)

Partea imaginară este o măsură a rezistenţei corespunzătoare pierderilor în fier, adică :

(2. 16)

unde: L0 este inductivitatea geometrică a bobinei în aer. Bobinele cu pierderi se pot reprezenta printr-o schemă echivalentă care are în paralel cu o bobină ideală, un rezistor corespunzător pierderilor în fier, ca în Figura 2. 9 Schema electrică echivalentă a unei bobine cu pierderi

Figura 2. 9 Schema electrică echivalentă a unei bobine cu pierderi

(Lp - inductivitatea ideală;

RFe - rezistenţa echivalentă pierderilor în fier).

28

În domeniul frecvenţă se scrie expresia curentului: I(ω)=IR+IL=U(ω)·Y(ω) (2. 17)

Sau (

) (2. 18)

Cu ajutorul factorului de pierderi se calculează pierderile active produse în materialul magnetic: (2. 19)

Şi în acest caz, inversul factorului de pierderi se numeşte factor de calitate, Q, care, la materialele magnetice cu pierderi, are valoarea de aproximativ 1, fapt ce arată că curenţii activi şi cei reactivi sunt comparabili ca valoare. 2.3. Tipuri de filtre 2.3.1. Filtru trece-jos

Este cel mai utilizat tip de filtru în CEM. Cel mai simplu filtru trece-jos este format dintr-un condensator conectat între conductorul de semnal şi masă. Eficacitatea lui, este, însă, mediocră, în primul rând datorită prezenţei inductivităţii parazite în serie cu condensatorul. O îmbunătăţire a eficacităţii unui condensator se realizează montând, în amonte de acesta, o rezistenţă şi obţinând astfel un filtru R-C. Toate intrările analogice trebuie să fie filtrate la înaltă frecvenţă printr-un filtru pasiv trece-jos de tip R-C (cel puţin) a cărui frecvenţă de tăiere şi impedanţă sunt alese în funcţie de banda de trecere şi de impedanţa sursei. Toate ieşirile analogice spre exterior trebuie, de asemenea, să fie filtrate de un filtru trece-jos format dintr-un circuit de tip L-C. Alegerea impedanţei unui astfel de filtru trebuie să se facă în funcţie de curentul furnizat şi de impedanţa circuitului comandat. 2.3.2. Filtru trece-sus Acest tip de filtru poate fi eficient pentru cablurile coaxiale de înaltă frecvenţă. Astfel, în cazul transmiterii unui semnal unic de înaltă frecvenţă (cea mai mică frecvenţă fiind superioară la 10 kHz), filtrul trece-sus conservă informaţia utilă şi elimină perturbaţiile de joasă frecvenţă pe care cablul nu este capabil să le taie. Un astfel de filtru în serie cu un cablu coaxial este mai ieftin decât un sistem de separare galvanică. În figura 4.12 se prezintă modul de legare a unui filtru trece-sus la capătul unui cablu coaxial.

Figura 2. 10 Modul de legare în serie la un cablu coaxial a unui filtru trece-sus

29

Trebuie evitată transmiterea de semnale de joasă frecvenţă prin cabluri coaxiale. Pentru transmiterea semnalelor de joasă frecvenţă este de preferat utilizarea conductoarelor bifilare sau a cablurilor trifilare. 2.3.2.1. Filtru trece-bandă Acest tip de filtru este utilizat, în principal, în recepţia radioelectrică sau la transmisiunile cu curenţi purtători. Un filtru trece-bandă de recepţie se va amplasa direct la intrare, adică în amonte de circuitul activ. Un filtru trece-bandă de emisie radio va fi amplasat, întotdeauna, la ieşire, în aval de circuitele de putere. Toate filtrele trece-bandă trebuie să aibă, în plus, o bandă de trecere cât mai slabă, suficientă doar pentru a transmite numai semnalul util. Se defineşte factorul de formă al unui filtru trece-bandă raportând banda sa de trecere la –60 dB faţă de banda de la –3 dB. Cu cât un filtru este mai selectiv, cu atât factorul de formă este mai slab, adică se află în vecinătatea lui 1.

Figura 2. 11 Modul de definire a factorului de formă al unui filtru trece-bandă. 2.3.2.2. Filtru taie-bandă Un filtru taie-bandă serveşte la eliminarea unei frecvenţe parazite. Singurele tipuri de filtre taie-bandă utilizate în mod curent în CEM sunt filtrele de foarte joasă frecvenţă în mod diferenţial (mod normal) şi numite filtrele de armonice. Sunt compuse, în sistemul trifazat, din trei circuite L-C serie instalate direct între faze. Ele scurtcircuitează, în general, armonicele de rang 5 şi de rang 7. Aceste filtre sunt utilizate cu succes în domeniul curenţilor tari. 2.3.3. Filtre de armonice în electroenergetică Regimurile deformante (nesinusoidale) ale sistemelor electroenergetice produc o serie de efecte nedorite care afectează buna funcţionare a echipamentelor energetice. În principal, aceste efecte sunt:  creşterea pierderilor de putere în materialele conductoare dielectrice şi magnetice din componenţa echipamentelor electrice;  apariţia supratensiunilor şi supracurenţilor de rezonanţă armonică în reţelele electrice;  creşterea solicitărilor de durată a bateriilor de condensatoare;  creşterea pierderilor tehnologice în reţelele electrice de transport şi de distribuţie;  apariţia de pierderi suplimentare, de cupluri parazite şi micşorarea randamentelor maşinilor electrice asincrone şi sincrone;  accentuarea fenomenului de saturaţie şi apariţia unor pierderi suplimentare în transformatoare;  perturbaţii în funcţionarea convertoarelor, punţilor redresoare şi a tehnicii de calcul;  producerea unor declanşări intempestive ale circuitelor de protecţie;  micşorarea sensibilităţii şi degradarea clasei de precizie a contoarelor de inducţie şi 30

a altor instrumente de măsură. 2.3.3.1. Măsuri pentru limitarea regimului deformant Aceste măsuri urmăresc:  reducerea curenţilor armonici produşi de anumiţi consumatori neliniari;  modificarea răspunsului în frecvenţă a sistemului în nodurile în care sunt racordaţi consumatorii neliniari, prin realizarea unor scheme electrice de alimentare speciale;  limitarea circulaţiei curenţilor armonici prin utilizarea unor instalaţii specializate în reducerea sau chiar eliminarea acestor curenţi.  Dintre aceste instalaţii cele mai eficiente sunt filtrele de armonice. Filtrele de armonice sunt filtre de tip taie-bandă, formate din baterii de condensatoare montate în serie cu o bobină şi aduse la rezonanţă pe frecvenţa anumitor armonice care urmează a fi diminuate sau chiar eliminate. Un filtru acordat pe frecvenţa unei armonice constituie un scurtcircuit trifazat pentru curentul armonic respectiv, în punctul în care este montat filtrul. Deoarece filtrul realizează în punctul în care este montat, un potenţial nul, el anulează şi armonica de tensiune generată de curentul armonic respectiv. Filtrele de armonice se montează în paralel cu consumatorul deformant, ca în figura 4.14.

a)

b)

Figura 2. 12. Montarea unui filtru de armonice pentru limitarea curentului deformant:

a). montarea în paralel a filtrului de armonice cu consumatorul deformant; b). schema electrică echivalentă. La rezonanţă, pentru armonica de rang k, filtrul trebuie să satisfacă relaţia: (2. 20)

unde: L – inductivitatea bobinei, determinată pentru frecvenţa fundamentalei; C – capacitatea condensatorului (bateriei de condensatoare). ω = 2πf1 - pulsaţia undei de curent la frecvenţa, f1, a fundamentalei. În practică, interesează cum se comportă un filtru acordat pe frecvenţa armonicei de rang k faţă de o altă armonică, de rang m, adică pentru o undă de curent armonic de frecvenţă mai mică sau mai mare decât frecvenţa armonicei de rang k. Faţă de armonica de rang m, un filtru rezonant pe armonica de rang k va avea:

(2. 21)

Adică: 31

(2. 22)

unde: A – un număr diferit de zero. Exprimând capacitatea filtrului în funcţie de inductivitatea sa şi introducând-o în relaţia de mai sus, avem:

(2. 23)

şi, după înlocuire: (

) (2. 24)

Analizând această expresie se constată următoarele: Pentru m < k, rezultă A < 0 , adică pentru armonice de rang mai mic, care au frecvenţe mai reduse decât frecvenţa pe care a fost acordat filtrul, acesta se comportă ca un condensator (are caracter capacitiv); Pentru m > k, rezultă A > 0, adică pentru armonica de rang mai mare, care au frecvenţe mai mari decât frecvenţa pe care a fost acordat filtrul, el se comportă ca o bobină (are caracter inductiv). Rezultă că orice filtru rezonant pe o anumită frecvenţă va amplifica armonicele de frecvenţă mai mici şi va absorbi, parţial, armonicele de frecvenţe mai mari decât frecvenţa pe care a fost acordat. Cum fundamentala are rangul 1, adică are frecvenţa cea mai mică, orice filtru se va comporta ca un condensator faţă de fundamentală, adică va produce putere reactivă inductivă contribuind la compensarea necesarului de putere reactivă a consumatorului deformant. Filtrul va descărca reţeaua de alimentare de o parte din puterea reactivă cu care ar fi trebuit să se încarce reducând, astfel, pierderile de putere şi de tensiune pe reţeaua de alimentare şi mărind tensiunea la bornele consumatorului. Totodată, filtrul va creşte şi valoarea factorului de putere al consumatorului. Altfel spus, orice filtru va juca, faţă de fundamentală, rolul unei baterii de condensatoare pentru compensarea necesarului de putere reactivă a consumatorului. De aceea, când se montează un filtru de armonice într-un nod de consum din sistemul electroenergetic, trebuie să se facă o corelare a capacităţii sale de a debita putere reactivă cu celelalte măsuri adoptate în acel nod pentru îmbunătăţirea factorului de putere. 2.3.3.2. Filtre de intrare Pentru reducerea conţinutului de armonici, în cazul unui CS dat, există două modalităţi: 1. înserierea unor inductivităţi pe intrarea convertotului, numite inductivităţi (reactanţe) de linie sau de reţea; 2. utilizarea filtrelor de armonici. 2.3.3.2.1. Reducerea armonicilor de curent prin introducerea reactanţelor de linie În general, reactanţele pentru reducerea distorsiunii armonice a curentului sunt înseriate pe partea de curent alternativ a acţionărilor cu viteză variabilă, în vecinătatea reţelei de alimentare,aşa cum este arătat în figura 3a. Există însă şi posibilitatea înserierii reactanţelor cu sarcina (Figura 2. 13 Sistem de acţionare electrică cu reactanţe). 32

Figura 2. 13 Sistem de acţionare electrică cu reactanţe

Configuraţii tipice ale unui pentru reducerea distorsiunii armonice a curentului Simpla adăugare a unor inductivităţi, în serie pe partea de curent alternativ, poate reduce semnificativ distorsiunea curentului. Aceste bobine permit trecerea componentei fundamentale şi prezintă o reactanţă importantă faţă de armonicile superioare, producând atenuarea acestora. O măsură a inductivităţii introduse este mărimea adimensională numită impedanţă efectivă (notată cu le sau xe) şi definită prin relaţia:

(2. 25)

Mărimile care definesc impedanţa efectivă sunt: 1- pulsaţia corespunzătoare frecvenţei fundamentale; L – inductivitatea introdusă pe fază; I1 – valoarea efectivă a fundamentalei curentului; Uf - valoarea efectivă a tensiunii de fază, presupusă nedeformată. Este clar că, prin valoarea efectivă a fundamentalei curentului, impedanţa efectivă ţine seama de reactanţa totală a liniei şi nu numai de inductivitatea de linie. Valorile uzuale ale impedanţei echivalente sunt de 3% - 5%. Se menţionează, de asemenea, că factorul total de distorsiune a curentului corespunzător redresoarelor necomandate din componenţa convertoarelor statice de tensiune şi frecvenţă (CSTF) este dependent atât de inductanţa efectivă, cât şi de ponderea sa în totalul sarcinii în PCC, crescând odată cu aceasta (tab. 2). Se consideră că restul sarcinii, până la 100%, este constituit din curent nedeformat. Tabel 1 Ponderea sarcinii în PCC [%] [%] le=3% THDi le= 3% [%] le=5%

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

4.4 3.5

9 7

13 11

18 14

22 18

27 21

31 25

35 28

40 32

44 35

Tabel 1 Valorile de referinţă ale THDi în funcţie de deformat în PCC pentru două valori ale impedanţei efective.

ponderea

curentului

Spectrele de armonici şi valorile factorului de distorsiune armonică obţinute pentru câteva valori ale reactanţei echivalente montate la intrarea unui redresor trifazat în punte necomandat şi o pondere a sarcinii în PCC de 100% sunt reprezentate în Tabel 1şi Figura 2. 13 Sistem de acţionare electrică cu reactanţe.

33

Tabel 2 Efectul reactanţei de linie asupra armonicilor

Armonica de curent şi factorul de distorsiune armonică

Impedanţa echivalentă 0.5%

3%

5%

I5

0.8 I1

0.4 I1

0.32 I1

I7

0.6 I1

0.16 I1

0.12 I1

I11

0.18 I1

0.073 I1

0.058 I1

I13

0.1 I1

0.049 I1

0.039 I1

I17

0.073 I1

0.03 I1

0.022 I1

I19

0.06 I1

0.022 I1

0.008 I1

THDI

1.025

0.441

0.35

Figura 2. 14 Spectrul de armonici al curentului pentru trei valori ale reactanţei echivalente

Îmbunătăţirea formei de undă a curentului prin inserarea unei reactanţe de reţea este ilustrată de figura 5.

Figura 2. 15 Forma de undă a curentului absorbit

Forma de undă a curentului absorbit din reţea de un redresor trifazat în punte necomandat pentru două valori ale reactanţei echivalente Pentru un redresor necomandat din componenţa convertorului static indirect de tensiune şi frecvenţă, prezenţa condensatorului din circuitul intermediar determină unele particularitati.

Astfel, la curent de sarcină constant, THDi nu variază monoton în funcţie de valoarea inductanţei de reţea (fig. 5) şi are două puncte de extrem local, unul de maxim şi unul de minim. 34

Figura 2. 16 Variaţia THDi Variaţia THDi în funcţie de valoarea inductanţei de reţea pentru un CSTF indirect Pentru valori ale inductanţei de reţea mai mari de 3.5mH, THDi tinde asimptotic către valoarea corespunzătoare undei dreptunghiulare, respectiv 31.08%. Influenţa deosebită a valorii inductanţei de reţea este ilustrată şi de formele de undă ale curentului la intrarea redresorului (Figura 2. 17 Formele de undă ale curentului de fază).

Figura 2. 17 Formele de undă ale curentului de fază

Formele de undă ale curentului de fază, pentru valori extreme ale inductivităţii de reţea: a) valoare mică; b) valoare mare Este interesant, şi are implicaţii practice deosebite, faptul că apropierea de valoarea minimă absolută a THDi– 31.08%, se produce la valori ale inductivităţii de reţea mai mari sau egale cu 4mH, iar valoarea corespunzătoare punctului de minim (circa 35%) se obţine cu o inductivitate de patru ori mai mică (Figura 2. 16 Variaţia THDi).

Figura 2. 18

Forma de undă a curentului de fază în punctul de minim local al lui THDi (a) şi în punctul de maxim local al lui THDi (b) Avantajele utilizării reactanţelor de reţea sunt legate în special de preţul redus şi 35

îmbunătăţirea gradului de protecţie a convertoarelor statice din structura sistemului. Însă, reducerea distorsiunii armonice este moderată, uneori insuficientă şi trebuie să se ţină seama de căderea de tensiune şi încălzirea provocate, mai ales la valori mari ale reactanţei. 2.3.4. Tipuri de filtre de armonice Filtrele de armonice sunt de trei tipuri: 1. filtre pasive; 2. filtre active; 3. filtre mixte (hibride) 2.3.4.1. Filtre pasive Aceste filtre sunt compuse din elemente pasive de circuit (condensatoare şi bobine) care prezintă un factor de atenuare mic pentru anumite intervale de frecvenţe numite “benzi de trecere” şi un factor de atenuare foarte mare pentru celelalte intervale de frecvenţe, numite “benzi de tăiere”. Filtrele pot fi realizate din una sau mai multe secţiuni de filtrare, legate în serie. După principiul de funcţionare, aceste filtre pot fi grupate în două categorii: a. filtre refuante; b. filtre absorbante Filtrele refulante se utilizează pentru protejarea anumitor consumatori de la medie tensiune sau de la joasă tensiune, care au, deja, instalată o baterie de condensatoare pentru compensarea necesarului de putere reactivă şi îmbunătăţirea factorului de putere. Un filtru refulant se obţine, în general, legând în serie cu bateria de condensatoare utilizată pentru compensarea necesarului de putere reactivă, o bobină fără miez de fier (în aer), de reactanţă Xb, astfel aleasă încât reactanţa totală a circuitului serie realizat, X = Xb - Xc , să aibă caracter capacitiv pentru frecvenţa fundamentală, iar pentru frecvenţele mai mari decât cea fundamentală, reactanţa totală, X, să aibă caracter inductiv. În (Figura 2. 19 Modul de realizare a unui filtru refulant) se prezintă modul de realizare a unui filtru refulant.

Figura 2. 19 Modul de realizare a unui filtru refulant

Consumatorul , Zk, prevăzut cu baterie de condensatoare pentru compensarea necesarului de putere reactivă; Realizarea filtrului refulant prin montarea, în serie cu bateria de condensatoare, a unei bobine. Filtrele absorbante sunt construite din condensatoare legate în serie cu bobine, elementele filtrului calculându-se astfel încât să se realizeze o rezonanţă serie pentru una sau mai multe armonice de rang superior. Pentru armonicele respective, aceste filtre au o 36

impedanţă foarte mică, astfel încât scurtcircuitează curenţii armonici corespunzători. reţelele electrice. În Figura 2. 21 Filtre absorbante se prezintă un filtru absorbant pentru armonicele de rang 5 şi 7.

Figura 2. 21 Filtre absorbante Figura 2. 20 Filtre absorbante

SEE montate în paralel cu consumatorul pentru eliminarea simultană a deformant şi cu bateria de condensatoare pentru două sau trei armonice compensarea necesarului de putere reactivă. Filtrele sunt acordate pe Xcompensare armonicele de rang 5 şi, respectiv de rang 7. Filtrele absorbante se montează, de obicei, independent de bateria de condensatoare pentru compensarea necesarului de putere reactivă. Dimensionarea filtrelor absorbante sa face, uzual, începând de la armonica de rangul cel mai mic (în mod obişnuit, armonica de rang 5). Pentru filtrarea simultană a două sau trei armonice se construiesc filtre absorbante de ordin II şi de ordin III, ca în Figura 2. 20 Filtre absorbante pentru eliminarea simultană a două sau trei armonice filtru de ordin II; b) filtru de ordin III. Diminuarea regimului deformant şi compensarea necesarului de putere reactivă sunt strâns dependente pentru un consumator dat. De aceea, dimensionarea filtrelor trebuie făcută pornindu-se de la stabilirea necesarului de putere reactivă pentru compensare, Qk, care trebuie instalată în bateria de condensatoare de compensare. Această putere reactivă poate fi împărţită în două: o parte să fie instalată în filtre şi cealaltă parte în bateria de condensatoare, dar există şi posibilitatea ca întreaga putere să se instaleze numai în filtre. 2.3.4.2. Filtre active Filtrele active funcţionează diferit de filtrele pasive, filtrarea armonicelor realizânduse în timp, nu în frecvenţă. Aceste filtre se cunosc sub denumirea APLC (Active Power Line Conditioners) sau AHC (Active Harmonic Conditioners). Principiul lor de funcţionare constă în injectarea în sistemul electroenergetic a unor unde armonice de curent de valoare egală, dar de semn contrar celor existente. Din punct de vedere constructiv, filtrele active au în componenţa lor un condensator şi o bobină (elemente de înmagazinare a energiei electromagnetice), un convertor static de frecvenţă şi un filtru de adaptare la regimul de funcţionare. Filtrele active se amplasează în serie sau în paralel cu sursa de perturbaţii armonice fie lângă consumatorii deformanţi, fie la furnizorul de energie electrică. Eficienţa filtrării se măreşte dacă se utilizează simultan filtre în serie şi în paralel. Soluţiile prezentate până aici sunt destinate numai pentru anumite armonici: transformatorul de izolare numai pentru armonicile de rang multiplu de trei şi filtrele pasive numai pentru frecvenţa armonică pentru care au fost proiectate. În unele instalaţii spectrul curentului armonic este greu de precizat. Pentru multe instalaţii alimentând sisteme informatice, echipamentele pot fi diferit configurate şi pot fi mutate astfel încât 37

conţinutul armonic se va modifica continuu. O soluţie convenabilă este un filtru activ sau un condiţioner activ. După cum se arată în Figura 2. 22 Filtru de armonici activ, filtrul activ este un echipament de tip şunt.

Figura 2. 22 Filtru de armonici activ

Un transformator de curent măsoară conţinutul armonic al curentului de sarcină şi comandă o sursă de curent să genereze o copie exactă a curentului care va fi injectat în perioada următoare. Curentul armonic este generat de filtrul activ şi numai curentul fundamental este absorbit din reţeaua de alimentare. În practică, amplitudinile curenţilor armonici sunt reduse cu 90 % şi, deoarece impedanţa sursei de alimentare la frecvenţele armonice este redusă, distorsiunea tensiunii este redusă. Concluzii Sunt necesare eforturi şi costuri relativ reduse pentru a limita armonicile dominante împreună cu compensarea puterii reactive, deoarece aceasta este necesară în orice caz şi cele mai multe instalaţii de compensare sunt prevăzute cu bobine pentru „dezacordare”. În cele mai multe cazuri, reglarea unui asemenea circuit la o frecvenţă de rezonanţă care ar putea corespunde unei armonici din reţea este evitată deliberat. Cea mai mare eficienţă se obţine dacă se dimensionează la rezonanţă - curentul armonic este redus cel mai mult şi riscul supraîncărcării instalaţiei de compensare nu este atât de mare pe cât este în general considerat. Bineînţeles, este necesar să se ia o oarecare rezervă la instalarea echipamentului. Aceasta nu ridică probleme, deoarece rezultă un efect de curăţire mai bun şi o reducere a pierderilor, cu un cost suplimentar foarte redus. Filtrele active sunt mult mai scumpe şi ţintesc deseori în afara scopului sau determină, deşi prezintă o eficienţă mai ridicată a unui echipament, rezultate slabe în general. Aceasta este determinată de faptul că datorită structurii de cost, sunt utilizate mai mult centralizat decât descentralizat. Curenţii armonici determină mai multe probleme în reţeaua electrică decât puterea reactivă, încât este de prevăzut că întreprinderile de electricitate vor lua în considerare pierderile datorită armonicelor la fel ca cele datorate puterii reactive fundamentale - nu are sens să se ia în considerare numai puterea reactivă pe fundamentală şi nu şi armonicile. În nici un caz, instalarea echipamentelor de filtrare, cu excepţia filtrelor instalate odată cu sarcina sau chiar în interiorul acestuia, nu poate fi utilizată ca argument convingător pentru a reduce secţiunea conductorului neutru sau să nu se ia în consideraţie armonicile la dimensionarea cablurilor sau a altor echipamente. Menţinerea impedanţei sistemului la valoare redusă este mai importantă atunci când există filtru decât în cazul în care acesta lipseşte. În caz contrar, efectul filtrului ar putea fi dăunător.

38

2.3.4.3.Filtre mixte sau hibride Aceste filtre se realizează prin asocierea filtrelor active cu filtre pasive, în special de tip absorbant. Prin adoptarea unei astfel de soluţii tehnice se reuşeşte eliminarea din reţeaua electrică a armonicelor care au efecte importante, şi anume; armonicele de rang 3, 5 şi 7 şi de asemenea se produce o puternică atenuare a celorlalte armonice. Şi din punct de vedere economic, filtrele mixte sunt mai ieftine decât filtrele active care, în prezent, au preţuri foarte mari. 2.3.5. Limitatoare de supratensiuni Aceste dispozitive, cunoscute şi sub numele de “descărcătoare de supratensiuni au rolul de a proteja echipamentele electrice şi electronice “agresate” prin conducţie de către supratensiuni de mare energie (adică de relativ lungă durată şi mare amplitudine). Limitatoarele de supratensiuni sunt protecţii de tip paralel, adică sunt montate în paralel cu echipamentul pe care îl protejează. Ele trebuie să aibă o constituţie robustă pentru a permite să fie parcurse de curenţi electrici de valori foarte mari în intervale de timp relativ mari, uneori de ordinul milisecundelor. Principalele caracteristici ale acestor dispozitive sunt, în general, următoarele: tensiunea de amorsare, tensiunea reziduală după o perturbaţie, timpul de răspuns, curentul de scurgere (de fugă) la tensiune nominală, capacitatea parazită proprie, robusteţea la perturbaţiile energetice şi, nu în ultimul rând, preţul de cost. Din punct de vedere electric, limitatoarele de supratensiuni reprezintă rezistoare puternic neliniare, care în domeniul tensiunilor de lucru au valori foarte mari, astfel încât pot fi considerate, practic, că nu există în schemele electrice, iar în timpul manifestării supratensiunilor rezistenţa lor scade rapid până la valori foarte mici. Limitatoarele de supratensiuni formează împreună cu impedanţa sursei de perturbaţii un divizor de tensiune cu raport de divizor neliniar care reduce supratensiunile la valori sub rigiditatea dielectrică a izolaţiei echipamentului care trebuie protejat. În Figura 2. 23 Limitarea supratensiunilor cu ajutorul unui divizor de tensiune se prezintă modul de lucru al unui limitator de supratensiuni.

Figura 2. 23 Limitarea supratensiunilor cu ajutorul unui divizor de tensiune Limitarea supratensiunilor cu ajutorul unui divizor de tensiune, care are latura de joasă tensiune, neliniară.

Tensiunea pe rezistorul neliniar, RV , este: (2. 26)

Există trei tipuri importante de limitatoare de supratensiuni:   

diode în avalanşă; varistoare; eclatoare.

Acestea diferă între ele atât ca structură constructivă, cât şi ca parametrii (caracteristici). Aceste tipuri vor fi analizate în continuare. 39

2.3.5.1. Diode în avalanşă Acestea sunt diode cu siliciu în avalanşă de tip Zener cu joncţiuni pn de suprafaţă mare pentru curenţii de blocare foarte mari. Ele prezintă un timp de amorsare foarte mic de sub 1 ns, dar care, în practică, creşte la valori de ordinul nano secundelor din cauza inductivităţilor conexiunilor. Au capacităţi de valori mari (până la 15000 pF), fapt ce exclude posibilitatea utilizării lor la sistemele de înaltă frecvenţă. Diodele în avalanşă sunt în mod obişnuit, elemente unipolare, dar prin conectarea câte două în serie – opoziţia se obţine o caracteristică simetrică. În figura 4.19 se prezintă modul de montare şi comportarea unei diode în avalanşă la o supratensiune rapidă, respectiv la o supratensiune lentă. Diodele în avalanşă sunt uşor de montat pe circuitele imprimate din electronică. Ele protejează liniile de semnal sau sunt utilizate ca protecţii secundare în aval de eclatoare. Pentru protecţia semnalelor rapide, capacitatea lor mare impune adăugare în schemă a unei diode de redresare de mică capacitate polarizată invers.

Figura 2. 24 Comportarea unei diode în avalanşă la impulsuri de supratensiuni.

2.3.5.2. Varistoare Varistoarele sunt rezistoare neliniare puternic dependente de tensiune, realizate din oxizi metalici (în principal din ZnO) şi sunt cunoscute sub indicativele VDR (Voltage Dependent Resistors) sau MOV (metal Oxid Varistors). Ele au o caracteristică curenttensiune care se poate aproxima, în domeniul de funcţionare, prin relaţia: (2. 27)

unde K – este un factor care ţine seama de geometria pastilei ceramice care formează varistorul (diametrul discului şi grosimea sa), iar α > 25 este un exponent dependent de materialul din care este constituit varistorul. Variaţia în funcţie de tensiune a rezistenţei varistorului se determină din relaţia:

(2. 28)

40

Schema electrică echivalentă a unui varistor ia în considerare atât inductivităţile parazite ale conexiunilor, cât şi capacitatea parazită a discurilor, ca în Figura 2. 25 Schema electrică echivalentă simplificată a unui varistor Figura 2. 25 Schema electrică echivalentă simplificată a unui varistor cu considerarea inductivităţii parazite, Lp , a terminalelor şi capacităţii parazite, Cp a discurilor

Figura 2. 25 Schema electrică echivalentă simplificată a unui varistor

Capacitatea parazită, Cp , la , εr = 1200 este cuprinsă între 100 pF şi câteva zeci de mii de pF. Datorită capacităţii proprii de valoare mare varistoarele nu pot fi utilizate la sistemele de înaltă frecvenţă. Pentru protecţia la supratensiuni, însă, capacitatea mare a varistoarelor reprezintă un avantaj.

Figura 2. 26 Varistor limitare impulsurile de supratensiuni rapide, respectiv lente.

În Figura 2. 26 Varistor limitare impulsurile de supratensiuni rapide, respectiv lente. se prezintă modul în care un varistor limitează impulsurile de supratensiuni rapide, respectiv lente. Principalul dezavantaj al utilizării varistoarelor este acela că ele îmbătrânesc în funcţie de numărul şi de energia impulsurilor de supratensiuni pe care le limitează. Spre exemplu: un varistor poate rezista la 1 impuls de 100 J sau la 100 de impulsuri de 30 J, după care se distruge prin explozie. Când un varistor îmbătrâneşte se comportă tot mai mult ca o rezistenţă liniară sfârşind prin a lua foc datorită curentului mare care îl parcurge. Majoritatea varistoarelor sunt realizate din ZnO, dar există şi varistoare din carbură de siliciu (SiC) utilizate la protecţia de medie şi înaltă tensiune. Carbura de siliciu prezintă avantajul unei călduri masice mai ridicate, dar nu are o comportare atât de fermă ca ZnO la tăierea supratensiunilor. 2.3.5.3. Eclatoare Eclatoarele au un domeniu foarte larg de utilizare. Ele protejează atât echipamentele şi instalaţiile sistemului electroenergetic împotriva loviturilor directe de 41

trăsnet, cât şi reţelele de curenţi slabi (la tensiuni de amorsare de peste 80 V). Eclatoarele sunt considerate descărcătoare “hard”, deoarece comportarea lor în funcţie de tensiune este asemănătoare cu cea a unui comutator. Tensiunea de amorsare a eclatorului depăşeşte cu mult tensiunea de amorsare statică. Observaţie: prin tensiune de amorsare statică se înţelege tensiunea măsurată la o viteză de creştere a tensiune de 100 V/s. După un timp de la apariţia supratensiunii, eclatorul amorsează şi rezistenţa sa se reduce cu aproximativ zece ordine de mărime, iar tensiunea scade la U = (70 ÷ 130) V, corespunzătoare tensiunii de menţinere a descărcării luminescente. Dacă, însă, sursa de perturbaţii are o impedanţă internă suficient de mică, tensiunea scade în continuare până la tensiunea de arc electric Uarc ≤ (20 ÷ 25) V. Acesta este un mare dezavantaj deoarece, în curent continuu, după încetarea fenomenului tranzitoriu, arcul electric nu se mai stinge şi reprezintă un curent de scurgere de valoare foarte mare (ca un curent de scurtcircuit) care distruge atât eclatorul, cât şi elementul protejat de acesta. Aceleaşi fenomene, dar la o scară mult mai redusă apar şi la folosirea eclatoarelor cu gaz în domeniul curenţilor slabi. La eclatoarele cu gaz, tensiunea de amorsare depinde de panta supratensiunii. La un impuls de tensiune având un front abrupt, tensiunea de amorsare poate să atingă o valoare de cca 10 ori mai mare decât tensiunea de amorsare statică. Dezavantajele menţionate sunt, însă, compensate de următoarele avantaje:  Capacitate mare de trecere a curentului;  Influenţa neglijabilă atât rezistivă, cât şi capacitivă asupra reţelei, în regim normal de funcţionare a sistemului electric în care este montat.

Figura 2. 27 Caracteristica de tensiune la funcţionarea eclatorului

Figura 2. 28 Comportarea unui eclator la impulsuri de supratensiuni

42

2.3.5.4. Scheme hibride Capacitatea mare de descărcare a eclatoarelor pe de-o parte şi lipsa curenţilor de însoţire la varistoare şi la diodele în avalanşe, pe de altă parte au condus la ideea utilizării lor împreună în diferite combinaţii ale celor două tipuri de descărcătoare: hard şi soft. Combinaţia între un eclator şi un varistor se cunoaşte sub numele de descărcător ventil. În cazul protecţiei la descărcări atmosferice se pot utiliza, astfel, un eclator legat cu un varistor care să împiedice apariţia unui curent de însoţire în reţelele cu impedanţă internă mică. O astfel de conectare în serie este reprezentată în Figura 2. 29 Conectarea în serie cu un eclator a unui varistor. Conectarea în Figura 2. 29 Conectarea serie cu un eclator a unui varistor pentru protecţie la în serie cu un eclator a supratensiuni atmosferice. Pe lângă conectarea în serie se pot unui varistor realiza şi conectări în paralel a eclatoarelor şi varistoarelor. Acest principiu de împărţire în protecţie grosieră şi protecţie fină se poate extinde în cazul unor necesităţi deosebite, realizându-se o protecţie în cascadă divizată în trei sau mai multe trepte, ca în Figura 2. 30 Conectarea în paralel a unui eclator “hard” cu un varistor “soft.

Figura 2. 30 Conectarea în paralel a unui eclator “hard” cu un varistor “soft.

Figura 2. 31 Protecţia în cascadă, la supratensiuni.

2.3.6. Simetrizoare şi rejecţia de mod comun Se numeşte rejecţie de mod comun raportul dintre tensiunea aplicată unei intrări de mod comun şi tensiunea aparent “văzută”, de mod normal (deferenţial), ca în Figura 2. 32 Rejecţia de mod comun.

Figura 2. 32 Rejecţia de mod comun.

43

Cu cât rejecţia de mod comun are valoare mai mare cu atât conversia mod comun /mod normal este mai redusă, adică cu atât mai puţin se transformă tensiunea perturbatoare în tensiune de semnal util la receptor. În cazul circuitelor de joasă frecvenţă eliminarea conversiei CM / NM se poate face relativ simplu prin simetrizarea circuitului (impedanţele conductoarelor de dus şi de întors egale) sau prin separare (izolare) galvanică. La înaltă frecvenţă, rejecţia de mod comun poate fi îmbunătăţită prin utilizarea efectului reductor al cablurilor blindate (ecranate) sau utilizând o inductivitate cuplată în mod comun. 2.3.7. Izolarea galvanică Izolarea galvanică se asigură utilizând transformatoare de separare, optocuploare şi cabluri din fibră optică. 2.3.7.1. Transformatoare de separare Transformatoarele de separare permit separarea galvanică a circuitelor de curent alternativ, ca în Figura 2. 33 Separarea galvanică. Separarea galvanică a circuitelor de curent Figura 2. 33 Separarea galvanică alternativ (joasă frecvenţă) prin transformator de separare. Transformatoarele de separare asigură întreruperea buclelor de pământare realizând o foarte bună rejecţie de mod comun. Pentru tensiuni alternative de 50 Hz, rejecţia de mod comun este aproape totală. La frecvenţe înalte, însă, rejecţia de mod comun este mai redusă din cauza capacităţilor parazite dintre înfăşurările primară şi secundară ale transformatorului. Îmbunătăţirea rejecţiei în acest caz se poate obţine prin introducerea între cele două înfăşurări a unui ecran pus la pământ, ca în

Figura 2. 34. Ecran montat între înfăşurările transformatorului de separare şi pus la pământ.

Figura 2. 34. Ecran montat între înfăşurările transformatorului de separare şi pus la pământ.

Eficacitatea ecranului depinde foarte mult de valoarea impedanţei conductorului de întoarcere la sursa de tensiune de mod comun. Legarea la pământ a ecranului poate fi făcută cu rezultate mai bune fie la sursă, fie la receptor, în funcţie de poziţia sursei de tensiune de mod comun şi de amplasarea transformatorului de separare. 2.3.7.2. Transformatoare de izolare

ale

Curenţii de rang multiplu de 3 au un traseu circular în înfăşurările triunghi transformatoarelor. Deşi aceasta este o problemă a fabricanţilor de 44

transformatoare şi a utilizatorului – sarcina suplimentară trebuie luată în considerare – ea constituie un avantaj pentru proiectantul de sistem deoarece armonicile de rang multiplu de 3 sunt izolate faţă de alimentare (fig. 1).

Figura 2. 35 Transformator de izolare triunghi- stea

Acelaşi efect se poate obţine utilizând transformatoare cu conexiune „zig-zag”. Transformatoarele zig-zag sunt autotransformatoare cu conexiune stea, având înfăşurările conectate în paralel cu reţeaua de alimentare cu o defazare particulară a tensiunilor rezultate (de fapt o combinaţie de conexiuni în stea şi în triunghi). 2.3.7.2.1. Filtrele passive

Figura 2. 36 Filtru de armonici pasiv tip paralel

Aceste instalaţii sunt folosite pentru a realiza o cale de impedanţă redusă pentru curenţii armonici astfel ca ei să circule în filtre şi nu în sistemul de alimentare(Figura 2. 36 Filtru de armonici pasiv tip paralel). Filtrul poate fi proiectat pentru o singură armonică sau pentru o serie de armonici, în funcţie de cerinţe. Uneori este necesar să fie proiectat un filtru complex pentru a creşte impedanţele serie la frecvenţe armonice şi astfel să se reducă ponderea curentului care circulă înapoi spre sursa de alimentare, aşa cum este prezentat în Figura 2. 37 Filtre pasive serie şi paralel .

Figura 2. 37 Filtre pasive serie şi paralel

Filtre simple refulante (opreşte bandă) conectate în serie pot fi conectate pe fază sau pe conductorul neutru. Ele sunt destinate în special pentru a bloca curentul şi nu pentru a controla circuitul acestuia, astfel încât la nivelul filtrului apare o cădere de tensiune armonică importantă. 45

Această tensiune armonică apare astfel la alimentarea întregii zone a consumatorului. Deoarece tensiunea de alimentare este puternic deformată ea nu se va încadra în normele pentru care echipamentele sunt concepute şi garantate. Unele echipamente sunt relativ insensibile la această distorsiune, dar altele sunt foarte sensibile. Filtrele refulante serie pot fi utile în anumite situaţii, dar trebuie adoptate cu atenţie deoarece ele nu pot fi recomandate ca soluţie generală. 2.3.7.2.2. Elemente de bază În mod categoric puterea reactivă trebuie să fie compensată optim. Puterea reactivă pe fundamentală este întotdeauna o oscilaţie păguboasă de energie (datorită defazajului oscilaţiile au şi valori negative). Faptul că curbele de tensiune şi de curent electric nu variază proporţional, este o condiţie suficientă pentru existenţa puterii reactive. Dacă se iau în consideraţie şi armonicile de curent nu este clar dacă acestea pot fi considerate ca o altă formă a puterii reactive. Armonicile de curent pot să apară în sisteme în care ele nu determină energie şi când pe întreaga durată a unei perioade, curbele de tensiune şi de curent electric total pot să aibă acelaşi semn (de exemplu, în cazul variatoarelor de tensiune alternativă pentru controlul lămpilor cu incandescenţă). Noţiunea de „curent reactiv” se aplică uneori curenţilor armonici când aceştia nu determină armonici de tensiune substanţiale, de acelaşi rang, astfel că produsul între curentul şi tensiunea de acelaşi rang rezultă zero. În calculul puterii instantanee, la un moment dat poate fi o valoarea momentană redusă a curentului electric (chiar zero ca în cazul variatoarelor de lumină) înmulţită cu o valoare mare a tensiunii, iar în alt moment ar putea fi un curent mare şi o tensiune redusă. La calculul valorii medii a integralei valorilor puterii instantanee rezultă o valoare mai mică decât produsul valorilor efective ale tensiunii şi curentului electric. Acest lucru înseamnă că undeva trebuie să existe putere reactivă, deşi în nici un moment nu are loc un transfer de energie de la receptor spre reţea, aşa cum are loc în cazul puterii reactive pe armonica fundamentală. Totuşi armonicile de curent au multe aspecte comune cu puterea reactivă: ambele conduc la încărcarea suplimentară nedorită a generatoarelor, cablurilor şi transformatoarelor, deşi nu participă la producerea şi transferul de energie electrică utilă; ambele determină pierderi suplimentare - deoarece căderea de tensiune este proporţională cu curentul electric, produsul lor este real şi diferit de zero; armonicile apar, în cea mai mare parte, la consumator şi se propagă în sens invers transferului de energie (Figura 2. 35 Transformator de izolare triunghi- stea) (cu excepţia surselor distribuite cu energie regenerabilă, care sunt conectate la reţea prin intermediul unui invertor şi a cărui armonici se propagă de la sursa de energie). Puterea reactivă pe armonica fundamentală nu are un sens definit, cu excepţia faptului că absorbţia puterii reactive inductive se consideră identică cu producerea de putere reactivă capacitivă şi invers.

46

Figura 2. 38 Apariţia armonicilor la receptor şi propagarea lor în sens invers, spre sursa de alimentare

Ar fi astfel posibil, ca atât puterea reactivă pe fundamentală cât şi armonicile să fie „compensate” cu aceleaşi mijloace. În realitate chiar aşa şi este. Bobinele de inductivitate L şi condensatoarele de capacitate C au în comun cu rezistorul de rezistenţă electrică R mult mai puţin decât s-ar putea crede. Practic în toată literatura tehnică din domeniul electrotehnic, aceste elemente sunt considerate liniare, adică tensiunea şi curentul electric sunt proporţionale. În realitate acest lucru corespunde numai în cazul curbelor pur sinusoidale. Dacă se consideră valorile instantanee, tensiunea la bornele bobinei este proporţională cu variaţia în raport cu timpul a curentului electric, iar în cazul condensatorului curentul este proporţional cu variaţia în raport cu timpul a tensiunii la borne. Aceste observaţii conduc direct la cel de-al doilea aspect: Într-un element rezistiv, o tensiune sinusoidală determină un curent sinusoidal şi un curent sinusoidal determină o cădere de tensiune sinusoidală. Având în vedere proporţionalitatea acestor mărimi, acest lucru este banal. În cazul unui element reactiv o tensiune sinusoidală determină, de asemenea, un curent electric sinusoidal, iar un curent sinusoidal determină o cădere de tensiune sinusoidală. Strict vorbind, acest lucru nu este însă adevărat. O tensiune sinusoidală determină într-un condensator un curent cosinusoidal şi într-o bobină un curent cosinusoidal negativ. În practică acest aspect nu conduce la schimbări prea mari, deoarece curbele sinusoidale şi cosinusoidale au aceeaşi formă, diferind numai în momentul iniţial, adică au defazaje diferite (în practică, momentul iniţial este undeva departe în trecut şi nu prezintă nici un interes şi nici o influenţă, numai defazajul prezintă interes). Aceste observaţii conduc direct la următoarele aspecte: În cazul eleme ntelor reactive, curbele nesinusoidale de tensiune nu conduc la aceeaşi formă a curbelor de curent electric. Curbele dreptunghiulare devin triunghiulare, liniile drepte devin curbe, iar cele înclinate devin orizontale. Este invers faţă de proporţionalitatea indicată mai sus. Rezistenţa electrică a unui element rezistiv este în principiu aceeaşi, în cazul unei tensiuni sinusoidale sau nesinusoidale, continue sau alternative, dacă se neglijează efectul pelicular. Reactanţa elementelor inductive însă creşte proporţional cu frecvenţa, iar reactanţa elementelor capacitive scade invers proporţional cu creşterea frecvenţei. Acest lucru are consecinţe asupra modului de variaţie a curbelor nesinusoidale de tensiune sau curent electric, care, aşa cum s-a arătat mai sus, sunt defazate între ele. Aceste curbe pot fi descrise de o sumă infinită de curbe sinusoidale de diferite frecvenţe (aşa numita analiză Fourier). Această comportare conduce la anumite riscuri, de exemplu, supraîncărcarea condensatoarelor, dar poate fi un avantaj la utilizarea filtrelor pasive. 47

Circuit de filtrare dedicat pentru fiecare frecvenţă O inductivitate L şi o capacitate C, determină într-un circuit, pentru o anumită frecvenţă, o aşa-numită frecvenţă de rezonanţă, f0: √ (2. 29)

În afară de aceasta, unul dintre elemente determină un defazaj de 90° şi altul de - 90°, pentru curenţii electrici prin cele două elemente conectate în paralel şi pentru căderile de tensiune, dacă cele două elemente sunt conectate în serie. În cazul circuitelor de filtrare sunt utilizate, în mod obişnuit, circuite LC serie (circuite absorbante), în timp ce circuitele rezonante paralel (circuite refulante) sunt utilizate numai în unele cazuri speciale. În continuare sunt analizate numai circuitele cu conexiune serie. Cele două căderi de tensiune, la bornele bobinei L şi la bornele condensatorului C sunt defazate între ele cu 180°, având astfel polarităţi diferite. Chiar fără a apela aici la calculul fazorial este clar faptul că reactanţele bobinei L şi condensatorului C nu se adună ci se scad sau altfel spus, se adună dar au semne diferite, ceea ce conduce la acelaşi rezultat. La frecvenţa de rezonanţă, la care cele două reactanţe au aceeaşi valoare, diferenţa lor dă zero. În acest fel, un circuit absorbant, pentru această frecvenţă, este practic un scurtcircuit. Numai rezistenţa electrică a circuitului, în principiu cea a înfăşurării bobinei, poate fi luată în consideraţie, însă aceasta este foarte mică în raport cu reactanţele elementelor. Circuitul serie acordat se comportă ca absorbant (adică prezintă o impedanţă redusă) pentru curentul electric de frecvenţa pentru care este el acordat. Este utilizat pentru limitarea armonicilor de curent produse de echipamentul unei instalaţii sau de un grup de echipamente şi astfel curenţii armonici nu se mai propagă înapoi către sursa de alimentare. Curentul armonic generat de către sarcină şi care se propagă înapoi către sursă, precum şi curentul care parcurge circuitul absorbant rezultă, conform teoremei lui Kirchhoff, invers proporţional cu reactanţele corespunzătoare. La trecerea curentului armonic printr-o impedanţă rezultă o tensiune armonică care determină distorsiunea curbei tensiunii de alimentare. Rolul filtrului este de a reduce amplitudinea curentului armonic care se propagă înapoi în reţeaua electrică de alimentare şi în consecinţă nivelul de distorsiune al curbei de tensiune ar trebui să fie diferit. Astfel, dacă se doreşte reducerea nivelului tensiunii armonice de la o valoare oarecare până la mai mult de 50%, cu ajutorul unui circuit absorbant, este necesar ca acesta să aibă o impedanţă mai mică decât impedanţa de scurtcircuit a reţelei de alimentare, la frecvenţa specificată. Pierderile care apar în filtrele pasive şi în instalaţiile de compensare a puterii reactive conduc la încălzirea circuitelor. În mod obişnuit pierderile se menţin reduse prin creşterea necesarului de material - secţiuni mai mari ale conductoarelor, material magnetic mai mult şi mai bun, ceea ce determină creşterea costurilor. În cazurile extreme, utilizând echipamente ieftine (pierderi mari), banii care se economisesc prin compensarea puterii reactive sunt pierduţi sub formă de pierderi active în elementele echipamentului. Pierderile de magnetizare şi prin curenţi turbionari în fier, precum şi pierderile active în condensator sunt în mod obişnuit atât de mici, încât pot fi neglijate, din punctul de vedere al comportării circuitului absorbant în reţeaua electrică. Aceste pierderi determină însă împreună căldură, determină creşterea temperaturii echipamentului în funcţionare normală, pot determina o supraîncălzire sau defectarea acestuia şi sunt importante în proiectare. Pierderile active influenţează calitatea filtrării, precizia de separare între frecvenţele acceptate şi cele nedorite este mai ridicată dacă pierderile sunt mai reduse. Pentru definirea calităţii circuitului este utilizat factorul de calitate, ca raportul dintre reactanţa şi rezistenţa electrică ale circuitului.

48

2.3.7.2.3. Compensarea puterii reactive Instalaţiile actuale de compensare a puterii reactive sunt afectate de prezenţa armonicilor şi cele mai multe dintre normele societăţilor de electricitate recomandă şi unele chiar prescriu ca instalaţiile actuale de compensare a puterii reactive să fie completate cu o bobină. Acest lucru înseamnă că aceste condensatoare trebuie conectate cu o bobină în serie, astfel încât circuitul să se comporte pentru armonicile superioare ca un element inductiv, iar pentru frecvenţa fundamentală să rămână ca element capacitiv. Condensatorul simplu utilizat pentru îmbunătăţirea factorului de putere este în fond parte a unui circuit absorbant format cu componentele inductive din reţea, în primul rând cu inductivităţile de dispersie ale transformatoarelor. Procesele de rezonanţă pot să conducă la curenţi de rezonanţă foarte mari şi în unele cazuri la supratensiuni în apropiere de transformatorul considerat. La frecvenţa de rezonanţă, căderile de tensiune la bornele elementului inductiv şi a celui capacitiv sunt egale, dar defazate cu 180°, determinând astfel o cădere totală de tensiune nulă. Însă, la rezonanţă sau în apropierea acesteia, căderile de tensiune la bornele fiecărui element, de exemplu la bornele impedanţei sistemului în punctul comun de conectare, sunt mult mai mari decât cele normale. Considerând fiecare element în parte, fiecare va avea la borne o cădere mare de tensiune, deşi căderea de tensiune pe ansamblul elementelor este redusă. Astfel se explică de ce la circuitele absorbante „accidentale” apar probleme - instalaţiile sunt conectate la bornele elementului capacitiv şi sunt supuse la tensiunea ridicată a acestuia. Atunci când elementul inductiv este adăugat în mod intenţionat, instalaţiile sunt conectate la tensiunea rezultantă a întregului circuit absorbant. Supratensiunile rămân însă în interiorul instalaţiei de compensare, apar la bornele condensatorului dimensionat corespunzător, însă la bornele întregii instalaţii nu rezultă supratensiuni. Este important de amintit faptul că, în special atunci când este conectată o sarcină monofazată, neliniară, pentru reţelele de 50 Hz, apar armonici începând cu 100 Hz până la peste 1 kHz, încât rezultă un câmp larg de rezonanţe care pot fi excitate. 2.3.7.2.4. Instalaţii combinate pentru compensare şi filtrare În practică, funcţiile de compensare a puterii reactive şi de filtrare a curentului deformat sunt, de cele mai multe ori, combinate. Este uzual ca să se stabilească frecvenţa de rezonanţă a circuitului LC la o frecvenţă care nu corespunde unei armonici pentru a evita supraîncărcarea instalaţiei de compensare. Dimensionarea bobinei se face în mod normal ca procent din puterea reactivă a condensatorului, la 50 Hz. De exemplu, un dezacord de 5 % reprezintă o cădere de tensiune de 1/20 la bornele bobinei şi o cădere de tensiune de 21/20 la bornele condensatorului, astfel că prin scădere rezultă în total 100 %. Pentru o frecvenţă de 20 ori mai mare, deci pentru 1000 Hz, relaţia este inversă; pentru această frecvenţă cele două elemente prezintă o impedanţă identică, iar frecvenţa de rezonanţă a circuitului rezultă ca media geometrică a celor două frecvenţe, adică la valoarea: √ (2. 30)

O altă valoare uzuală, de 7 %, determină o frecvenţă de rezonanţă de 189 Hz şi se evită astfel apariţia unui scurtcircuit pentru o armonică apropiată. Deoarece circuitul LC este conectat în reţeaua electrică, armonicile determinate de surse exterioare pot să-l parcurgă în acelaşi timp cu cele ale surselor interne pentru care a fost dimensionat. De aceea, dacă un consumator foloseşte un filtru, însă cei din apropiere nu folosesc, este necesară supradimensionarea filtrului. În unele cazuri, supradimensionarea nu asigură numai preluarea suprasarcinilor neprevăzute, ci conduce şi la creşterea factorului de calitate al filtrului, asigurând o 49

separare mai precisă a frecvenţelor dorite de cele nedorite, cu reducerea pierderilor din circuit. Supraîncărcarea este redusă dacă instalaţia este separată de celelalte printr-un transformator de distribuţie, cu inductivitatea corespunzătoare. Filtrele active (Active Harmonic Conditioners - AHC) sunt, în mod normal, conectate paralel cu reţeaua. Însă situaţia este puţin diferită. Aceste echipamente electronice analizează curentul armonic pe partea consumatorului neliniar şi generează exact reziduul deformant în perioada următoare. În acest fel, reziduul deformant este asigurat de către filtrul activ, iar curentul fundamental este preluat din reţeaua de alimentare. Dacă curentul rezidual este peste capacitatea filtrului, atunci acesta realizează numai parţial corecţia necesară şi o parte dintre armonicile de curent sunt preluate din reţea. Filtrele active acţionează numai pentru armonicile de curent care sunt prezente în curentul de sarcină, adică în curentul din punctul de măsurare. Efectiv acest lucru înseamnă că atâta timp cât parametrii filtrului sunt suficienţi pentru sarcină, aceasta nu va afecta calitatea energiei electrice din reţea. Dacă sarcina nu este în funcţiune, filtrul activ nu are nici un efect, deşi ar putea fi utilizat, în acest timp, pentru îmbunătăţirea calităţii energiei electrice în reţea. Filtrul pasiv, din contră, este totdeauna în funcţiune şi este pregătit, în orice moment, să asigure absorbţia armonicii pentru care este dimensionat. Datorită controlului electronic, filtrele active nu pot să fie supraîncărcate. Atunci când capacitatea de lucru a filtrului activ este depăşită, se asigură o reducere parţială a nivelului de distorsiune. Filtrele pasive, din contră, acordate, de exemplu la 150 Hz (11 % grad de dezacordare) sau 250 Hz (4 % grad de dezacordare) absorb orice nivel al armonicii de rang 3, respectiv de 5, până la limita lor de supraîncărcare. Curenţii absorbiţi depind de nivelul total de distorsiune din reţea şi nu de o anumită sarcină. Acesta este motivul pentru care soluţia trebuie să fie larg dimensionată. Aceasta, în mod normal, nu implică costuri suplimentare în comparaţie cu filtrele active. Aşa cum a fost menţionat, acolo unde apare putere reactivă în reţelele de distribuţie (în mod obişnuit putere reactivă inductivă), o parte a energiei pe linie nu este transmisă de la sursă la sarcină. De fapt aceasta oscilează cu frecvenţa de 100 Hz între capacitate şi inductivitate. În unele intervale de timp, tensiunea şi curentul electric au polarităţi diferite (fig. 5). La analiza armonicilor se obţine o imagine asemănătoare. În figura 6 este prezentată numai puterea transferată pe armonica de rang trei. Puterea instantanee transferată se obţine ca produsul dintre armonica 3 de curent şi tensiunea de pe linie, considerând că aceasta este pur sinusoidală. Se poate observa că ariile suprafeţelor de deasupra şi de sub axa absciselor sunt egale, ceea ce semnifică faptul că energia transferată este nulă. Armonica a 3-a de curent, în acest fel, nu transferă nici o putere utilă. Deoarece armonicile determină pierderi suplimentare, este necesar ca undeva să le asociem o putere activă. Contradicţia aparentă este determinată de faptul că s-a considerat tensiunea de la reţea ca fiind perfect sinusoidală. Acest lucru este imposibil, deoarece atunci când circulă un curent cu frecvenţa de 150 Hz, el determină o oarecare cădere de tensiune, activă şi chiar reactivă de aceeaşi frecvenţă – 150 Hz. Atâta timp cât curentul electric include frecvenţe suplimentare, tensiunea va cuprinde componente de o anumită amplitudine, cu aceleaşi frecvenţe. Numai dacă atât tensiunea cât şi curentul cuprind aceeaşi frecvenţă poate să rezulte putere activă, pe această frecvenţă. Trebuie să fie clar faptul că, aceasta este situaţia în toate cazurile. Rezistenţa existentă în circuit determină căderi de tensiune în fază cu curentul şi de aceea apare o putere activă pentru orice fel de curent care o parcurge: activ, reactiv sau armonic.

50

Figura 2. 39 Puterea reactivă pe fundamentală

Figura 2. 40 Puterea pe armonici

2.3.7.2.5. Experienţe simple Lămpile fluorescente sunt singurele echipamente uzuale la care cel mai eficient mod de compensare a puterii reactive şi anume la locul de producere, este o practică curentă. Această soluţie este cea mai eficientă deoarece se transmite numai componenta activă a curentului în circuitele instalaţiei, componenta reactivă fiind compensată în interiorul echipamentului. Dacă este utilizată o soluţie centralizată de compensare se poate combina circuitul de compensare a puterii reactive cu filtrul de armonici, pentru a rezolva mai multe probleme cu acelaşi echipament. Avantajul soluţiei centralizate, cu un control adecvat, constă în aceea că nu toate echipamentele funcţionează simultan şi este posibil, de multe ori, de a instala o capacitate totală de compensare mai mică decât în cazul în care s-ar asigura compensarea locală la toate echipamentele. Se reduce în acest fel riscul de supracompensare a motoarelor. Folosind un echipament combinat de filtrare şi compensare se reduce riscul de rezonanţă şi se asigură că armonicile corespunzătoare rangului filtrului sunt atenuate. Riscul preluării din reţea a poluării determinate de alţii nu este atât de mare precum se consideră în general, cel puţin atunci când echipamentul este alimentat dintr-un transformator propriu. Căderea de tensiune în transformator, exprimată în funcţie de tensiunea sa de scurtcircuit, este puternic inductivă. Astfel că un transformator cu o tensiune de scurtcircuit nominală de 4 % are o reactanţa relativă de circa 12 % la 150 Hz şi ajunge la 20 % la 250 Hz. Dacă echipamentele din vecinătate sunt, de asemenea, conectate prin intermediul unui transformator propriu, impedanţa dintre cei doi consumatori se dublează. De asemenea, impedanţa armonică a transformatorului depinde în mare măsură de: grupa de conexiuni a transformatorului, adică dacă are o conexiune în triunghi sau nu; dacă armonica analizată este multiplu de trei (rangul ei este divizibil cu trei) sau nu. Următoarea serie de măsurători în circuite monofazate pun în evidenţă faptul că un circuit absorbant poate, în mod eficient şi fără costuri mari, să limiteze problemele determinate de armonici. Ca model monofazat de test se folosesc, de exemplu, două balasturi magnetice pentru lămpi fluorescente de 58 W. Rezistenţa lor electrică este de 13,8 Ω, iar inductivitatea de 878 mH. Dacă în serie cu unul dintre acestea se conectează un condensator de 1,3 µ F şi unul de 0,46 µF, rezultă circuite absorbante cu frecvenţa de rezonanţă de 150 Hz şi 250 Hz. Dacă se conectează acestea în reţea, într-o zonă rezidenţială, într-o seară de sâmbătă, pe durata unui meci de fotbal, când sunt în funcţiune toate televizoarele şi numai un număr redus de lămpi fluorescente, iar 51

echipamentele electrocasnice nu sunt conectate, curba de tensiune poate avea un factor total de distorsiune (Total Harmonic Distortion - THD) de circa 4,7 %. Această distorsiune este determinată în special de armonica de rang 5 care poate ajunge la 10 V; celelalte armonici sunt în general nesemnificative. Armonica de rang 3, care este dominantă în curentul absorbit de televizoare sau echipamente similare, are un efect redus asupra curbei de tensiune (determinat de prezenţa înfăşurării triunghi a transformatorului), atâta timp cât sarcina este practic echilibrată. Nu acelaşi lucru rezultă într-o reţea monofazată sau dacă numai o fază a reţelei trifazate este încărcată. Într-o reţea normală, cu sarcini neliniare, dar încărcată practic simetric, în circuitul de filtrare de 150 Hz practic nu trece curent electric. Însă în circuitul de 250 Hz se poate măsura un curent de circa 75 mA cu frecvenţa de 250 Hz. Această valoare este practic dublă faţă de valoarea cu frecvenţa de 50 Hz, deşi la bornele circuitului de filtrare se aplică o tensiune de 230 V cu frecvenţa de 50 Hz şi numai circa 10 V cu frecvenţa de 250 Hz. Se subliniază astfel principiul care stă la baza medodei de filtrare. Un efect măsurabil asupra reţelei electrice de alimentare însă nu rezultă deoarece puterea filtrului (670 mA, reprezentând circa 180 VAr) este mult mai mică şi rezistenţa înfăşurării mult prea mare pentru a curăţa reţeaua încărcată cu estimativ 400 kVA. Pentru a pune în evidenţă toate posibilităţile sale de curăţire, modelul de filtru trebuie să fie instalat într-o reţea adecvată, ideal cu o poluare substanţială, care trebuie limitată. Acest lucru rezultă de exemplu dacă în reţeaua electrică este plasat un variator de tensiune alternativă (cu reglare a unghiului de intrare în conducţie) care controlează o putere adecvată. De exemplu, dacă se doreşte ca o lampă cu incandescenţă de 200 W să absoarbă numai 100 W. Variatorul de tensiune alternativă separă, într-o anumită măsură, sarcina de reţeaua de alimentare şi realizează o „insulă” de consum. În mod logic, dacă sarcina controlată este pur rezistivă, tensiunea la bornele lămpii şi curentul prin lampă au aceeaşi distorsiune, cantitativ şi calitativ. Poate fi aceasta limitată cu ajutorul filtrului amintit ? Răspunsul este da (fig. 7). Conectarea în paralel cu această sarcină a două circuite absorbante, reduce factorul de distorsiune al tensiunii la borne şi al curentului electric prin sarcină de la circa 61 % la circa 37 %. În multe cazuri această reducere este suficientă, ca dintr-o instalaţie perturbată să rezulte o instalaţie funcţională. Nimeni nu cere o curbă sinusoidală absolut curată, exceptând măsurătorile de laborator. Rezultatele arată că circuitul absorbant de 150 Hz, în acest caz, nu este nefolositor şi în orice caz nu este inutil. Din contră are rolul cel mai important în corectarea curbei. Curentul electric prin acesta prezintă o valoare de 395 mA la 150 Hz (suplimentar apare un curent de 22 mA cu frecvenţa de 250 Hz, deoarece al doilea circuit absorbant nu asigură o limitare completă). Curentul de 250 Hz în circuitul filtrului de 250 Hz este de 184 mA, încă semnificativ, deşi este mai mic decât curentul de 150 Hz. Acest fapt este caracteristic pentru o sarcină monofazată, funcţionând mai mult sau mai puţin izolat faţă de reţeaua de alimentare.

52

Figura 2. 41 Tensiunea şi curentul electric la o lampă cu incandescenţă de 200 W

Tensiunea şi curentul electric la o lampă cu incandescenţă de 200 W reglată la 100W, într-un circuit obişnuit şi cu circuite absorbante pentru armonicile de rang 3 şi 5 Cum poate fi îmbunătăţită performanţa ? Desigur că trebuie adăugat şi un circuit de filtrare pe 350 Hz, însă acest lucru nu răspunde miezului problemei. Deşi sunt conectate circuitele de filtrare pentru armonicile 3 şi 5, armonicile reziduale de rang trei (34 V) şi de rang 5 (26 V) sunt superioare armonicii de rang 7, deşi lipseşte circuitul de filtrare pentru armonica de rang 7 (fig. 7). Circuitele de filtrare analizate se pare că prezintă probleme în privinţa factorului de calitate. Desigur că o rezistenţă electrică de 13,8 Ω este prea mare. Dacă impedanţa de 150 Hz pentru armonica de rang 3 a circuitului absorbant ar fi zero, ceea ce ar fi ideal, atunci tensiunea la frecvenţa de 150 Hz ar fi zero. În realitate se găsesc 34 V şi un curent de 395 mA care parcurge circuitul de filtrare de 150 Hz şi 26 V şi un curent de 184 mA la circuitul de filtrare de 250 Hz. Ambele valori sunt însă mult peste cele corespunzătoare valorii de 13,8 Ω . Acest lucru indică faptul că apar pierderi substanţial mai mari, determinate de curenţii turbionari şi histerezis datorate redusei calităţi a fierului. Variabilitatea inductanţei (variaţia cu intensitatea curentului electric, valoare variabilă în timp etc.) împiedică acordarea precisă pentru frecvenţa dorită. Aceasta arată importanţa alegerii unor componente de înaltă calitate, în special relativ la bobină, deoarece aceasta determină cele mai multe pierderi şi inexactităţi. Toate pierderile rezistive / pierderile prin curenţi turbionare/pierderile prin histerezis conduc la imprecizia acordării circuitului de filtrare, astfel încât este important să se selecteze componente dedicate, de înaltă calitate, în locul bobinelor existente uzuale, care ar putea fi mai ieftine, dar sunt destinate pentru alte aplicaţii la care pierderile, toleranţele şi abaterea faţă de valorile nominale nu sunt atât de importante. Utilizarea filtrelor pasive este una dintre metodele pentru limitarea armonicilor cu cel mai mic cost. Este necesară doar o modificare minoră în instalaţia de compensare a puterii reactive, aflată în funcţiune, pentru ca să se limiteze pierderile financiare importante printr-o investiţie moderată. Centralizat sau dispersat? Următoarea problemă ataşată alegerii corecte a modelului este conexiunea în stea sau în triunghi. Instalaţiile de compensare sunt în mod obişnuit conectate în triunghi. În cazul filtrelor pasive această schemă este numai parţial eficientă, deoarece cele mai semnificate armonici în zonele cu birouri sunt determinate de echipamentele monofazate şi circulă între fază şi nul. Există şi unele soluţii intermediare cu condensatoare conectate în triunghi, însă bobinele necesare sunt realizate în schemă trifazată cu neutru. 53

Ofertantul de echipament trebuie să aibă capacitatea de a propune cea mai bună soluţie pentru fiecare caz particular. Aşa cum s-a arătat mai sus, circuitele absorbante asigură trecerea curentului armonic astfel că aceştia nu mai circulă înapoi, în reţeaua de alimentare. De remarcat însă că curenţii armonici circulă prin instalaţie - de fapt acest lucru conduce la creşterea valorii efective a curentului electric între sursa de armonici şi filtru, deoarece impedanţa buclei a scăzut. Toate măsurile luate trebuie să aibă în vedere, în mod normal, şi efectul curenţilor armonici în instalaţie. În prezenţa circuitelor de filtrare, suma dintre curentul de sarcină şi curenţii din circuitele de filtrare (valoare ce trebuie acoperită de sursa de alimentare) este mai mică decât curentul de sarcină în lipsa filtrului, deoarece curentul de sarcină în sine este mai mare când în apropiere de echipament se află filtrul, faţă de cazul în care nu există filtru. În acest sens, trecerea spre descentralizare deşi este mai scumpă, conduce însă la o soluţie mai eficientă (având în vedere creşterea curentului în buclele formate cu circuitele de filtrare). În nici un caz nu poate fi însă acceptată implementarea unor instalaţii de filtrare ca pretext pentru a realiza instalaţii vechi de tip TN-C, întâlnite în unele ţări, şi să se reducă secţiunea conductorului neutru. Sistemele TN-C permit curentului prin conductorul neutru, inclusiv armonicilor, să circule prin elementele conductoare din exteriorul zonei. Aspectele privind descentralizarea sunt valabile la orice tip de filtru. Filtrele active sunt dezavantajate faţă de circuitele absorbante prin faptul că cu cât puterea unitară este mai mică cu atât raportul de preţuri este mai mare. Raportul de preţuri este circa 2 : 1 în cazul instalaţiilor de putere mare şi ajunge la 3 : 1 în cazul instalaţiilor de putere redusă. Plecând de aici, în unele cazuri, este îndoielnică eficienţa lor. Filtrele active sunt raţional de utilizat, atunci când sunt combinate cu echipamente UPS, care limitează golurile şi întreruperile. Aceste servicii nu le poate realiza filtrul pasiv. Pentru a asigura o curăţire bună a formei curbelor, ceea ce de multe ori este suficient, filtrul pasiv este echipamentul care cu un preţ mult mai redus, asigură o fiabilitate ridicată şi, în cazul unei dimensionări corecte, pierderi reduse. Se oferă astfel posibilitatea instalării descentralizate. În acest fel, sunt evitate surprizele neplăcute, care pot să apară la instalaţiile centralizate datorită curenţilor armonici şi a căderilor corespunzătoare de tensiune pe conductoare. Instalaţiile descentralizate trebuie adoptate cu atenţie. Se consideră două circuite absorbante pentru armonica 5. Acestea nu pot fi absolut identice, datorită toleranţelor componentelor şi datorită temperaturilor diferite la care funcţionează. Astfel încât, pentru două circuite de filtrare cu frecvenţa nominală de rezonanţă de 250 Hz, unul poate avea în realitate 248 Hz şi un altul 252 Hz. La 250 Hz primul circuit se comportă capacitiv, iar al doilea inductiv şi împreună formează un circuit aproximativ sau perfect refulant, ceea ce este în contradicţie cu efectul dorit. În continuare, curentul de 250 Hz poate parcurge circuitul format de cele două filtre şi poate conduce la supraîncărcarea ambelor filtre precum şi a conductoarelor instalaţiei. Într-un alt caz, dacă unul dintre circuitele de filtrare rezultă exact pe 250 Hz şi altul are frecvenţa de rezonanţă, de exemplu, de 254 Hz, atunci o mare parte din poluarea pe 250 Hz va trece prin primul circuit şi îl va supraîncărca, pe când al doilea este practic nefolosit. Din păcate acest efect este cu atât mai pregnant cu cât factorul de calitate este mai bun. De fapt un factor de calitate bun al unui circuit absorbant / refulant defineşte panta de creştere/descreştere a impedanţei circuitului în apropierea frecvenţei de rezonanţă. Apare în acest fel necesitatea plasării unei impedanţe între cele două circuite de filtrare, pentru a realiza o oarecare separare a acestora, astfel încât să nu fie conectate direct în paralel. Acest lucru implică faptul că o largă dispersare a unui mare număr de circuite de filtrare de putere redusă nu este o soluţie practică şi, ca întotdeauna în domeniul ingineriei, trebuie căutată o soluţie de mijloc. Atenţie la raportul L/C Pentru fiecare frecvenţă există un număr infinit de perechi L şi C cu aceeaşi frecvenţă de rezonanţă. Valoarea condensatorului determină nivelul puterii reactive disponibile (care nu poate, bineînţeles, să fie zero), iar inductivitatea este calculată pentru a determina 54

comportarea armonică. Odată ce selecţia a fost făcută aceste valori rămân fixe pentru totdeauna. Acesta poate fi un dezavantaj al filtrului pasiv. De exemplu, modelul de filtru de 150 Hz şi 250 Hz analizat anterior preia, la 50 Hz, curenţii de 100 mA şi respectiv 37 mA. Aceste valori sunt relativ mici în comparaţie cu valorile măsurate ale curenţilor armonici, având în vedere faptul că aceste filtre au fost dimensionate cu inductivitate L mare şi capacitate C mică. O soluţie ar putea să fie realizarea filtrelor sub forma unor grupe mici şi conectarea lor în funcţie de puterea reactivă necesară, ceea ce se realizează în cazul compensatoarelor controlate. Evident capacitatea filtrului creşte atunci când creşte şi puterea reactivă a acestuia, iar acest lucru poate fi dezavantajos deoarece atunci când sarcina scade, se reduce şi curentul armonic. Poate fi luată în consideraţie şi deconectarea circuitelor de filtrare pentru armonicile superioare atunci când necesarul de putere reactivă (de compensare) este mai redus, conform schemei din figura 9.

Figura 2. 42 Combinaţie de circuite de filtre

Aceasta nu este o soluţie perfectă, dar este eficientă din punct de vedere al costurilor. Filtrele pasive nu reprezintă decât un proiect modificat sau o alegere adecvată a instalaţiei de compensare necesară. Atunci când se utilizează această metodă este necesar a preciza faptul că deconectarea se face de la valorile mari spre cele mici ale frecvenţei (de la dreapta spre stânga în figura 9). În caz contrar, este posibil ca unul sau altul dintre circuitele de filtrare de frecvenţă ridicată să intre în rezonanţă cu elemente inductive sau cu unul sau altul dintre circuitele rezonante de frecvenţă mai redusă.

55

Nu trebuie filtrate frecvenţele audio ! Unele societăţi de electricitate utilizează frecvenţele audio pentru controlul iluminatului stradal, a sistemelor de încălzire cu acumulare, precum şi a altor sisteme pentru managementul consumului (DSM) în reţeaua lor. Trebuie urmărit ca aceste semnale să nu fie scurtcircuitate astfel încât să devină ineficiente. Cu cât frecvenţa semnalului este mai apropiată de o frecvenţa de rezonanţă a unui circuit absorbant, cu atât mai redusă este impedanţa acestui circuit pentru frecvenţa semnalului. Atunci când instalaţia este alimentată printr-un transformator propriu, inductivitatea asociată ar putea fi suficient de mare pentru a asigura că nu sunt afectate frecvenţelor audio. În caz contrar este necesar să se conecteze un circuit de refulare format din elemente LC în paralel, acordat pe frecvenţa audio, aşa cum este indicat în figura 10 (pentru o societate de electricitate care utilizează frecvenţa de 183,3 Hz a semnalului, care reprezintă 13/3 din frecvenţa reţelei de alimentare).

Figura 2. 43 Circuit refulant contra pierderii semnalului audio

Schemă combinată cuprinzând circuite refulante ale unui filtru şi un circuit refulant contra pierderii semnalului audio Circuitele refulante prezintă o caracteristică inversă celei a filtrului absorbant. Relaţia de calcul a frecvenţei de rezonanţă este aceeaşi, astfel încât dacă sunt utilizate aceleaşi elemente rezultă aceeaşi frecvenţa de rezonanţă. Trebuie totuşi să se aibă în vedere faptul că în acest caz noţiunea de rezonanţă are un alt înţeles: impedanţa circuitului devine maximă şi, în cazul unor elemente ideale (fără pierderi), tinde la infinit. 2.3.7.3. Optocuploare şi cabluri din fibră optică Optocuploarele oferă o înaltă rejecţie de mod comun şi de aceea sunt utilizate pentru întreruperea buclelor de pământare, în special la intrările şi ieşirile automatelor programabile, respectiv la interfeţele sistemelor de conducere a proceselor. În Figura 2. 44 Modul de funcţionare a unui optocuplor se prezintă modul de funcţionare a unui optocuplor.

56

Figura 2. 44 Modul de funcţionare a unui optocuplor

O diodă luminiscenţă sau o diodă laser transformă semnalul electric în semnal luminos, care se transmite printr-un mediu electroizolant transparent optic şi este transformat din nou în semnal electric printr-o fotodiodă sau un fototranzistor. Nivelele de izolaţie obişnuite ale optocuploarelor sunt între 500 V şi 10 kV. Optocuploarele sunt folosite mai ales în tehnica numerică, unde asigură o transmitere foarte bună a semnalelor numerice. Pentru transmiterea semnalelor analogice, ele asigură, însă, numai o precizie satisfăcătoare. Pentru semnalele de mod comun de înaltă frecvenţă, rejecţia de mod comun oferită de optocuploare scade foarte mult din cauza capacităţilor parazite dintre intrare şi ieşire. O rejecţie de mod comun oricât de mare, chiar şi la cele mai înalte frecvenţe se poate obţine folosind o transmisie prin fibre optice, ca în Figura 2. 45 Transmisie prin fibră optică.

Figura 2. 45 Transmisie prin fibră optică

Cablurile optice pot asigura orice diferenţă de potenţial până în domeniul MV. Datorită rejecţiei de mod comun foarte mari, cablurile optice se folosesc ca linii de transmitere de date rezistente la perturbaţii, exemplu: reţele de comunicaţie cu fibre optice pentru calculatoarele folosite în sistemul electroenergetic.

57

3. CALCULUL BATERIILOR DE CONDENSATOARE. Bateriile de condensatoare de corectare a factorului de putere sunt utilizate pe scară largă în instalaţiile consumatorilor industriali cu scopul de a micşora puterile electrice reactive consumate din reţea şi implicit scăderea facturilor la energia electrică ale consumatorului prin producerea la nivel local a puterii reactive necesare consumatorilor cu caracter preponderent inductiv (motoare electrice). Pe de altă parte, condensatoarele bateriilor pentru corectarea factorului de putere pot produce rezonanţe armonice şi pot amplifica valorile curenţilor tranzito- rii iniţiaţi de procesele de comutaţie ale condensatoarelor din componenţa bateriilor. Este deci adesea necesară implementarea uneia sau mai multor baterii de condensatoare într-o instalaţie electrică pentru ca ele să poată funcţiona şi ca filtru armonic. 3.1. Metodele de concepere ale filtrului armonic Un filtru bandă (dinte) simplu-acordat va fi conceput pentru o instalaţie industrială şi aplicat pe o bară de transformator pe partea de joasă tensiune (400 V). Consumatorul pentru care se va instala filtrul are o putere electrică aparentă de aproximativ 1200 kVA, cu factor de putere de 0,75 de tip inductiv. Curentul armonic total, produs de această sarcină este aproape 30% din curentul de bază, având un maxim de 25 % din a 5-a armonică. Instalaţia este alimentată de un transformator de 1500 kVA, cu impedanţa de scurtcircuit ZT de valoare cunoscută şi exprimată ca procent din impedanţa totală a circuitului de alimentare al consumatorului ( ZT = 6 % din impedanţa totală a circuitului de alimentare). Distorsiunea tensiunii de fond a celei de-a 5-a armonice, pe partea secundarului transformatorului este 1% din valoarea de bază atunci când nu există sarcină (la funcţionarea în gol a transformatorului). 3.2. Selectarea frecvenţei pentru acordarea filtrului Frecvenţa pe care urmează a fi acordat filtrul se selectează pe baza caracteristicilor neliniare de tip armonic ale sarcinilor implicate. Din cauza tipului de filtru simplu-acordat filtrarea trebuie să pornească de la nivelul cel mai de jos al frecvenţei armonice generate de sarcină. În acest caz frecvenţa aleasă va fi cea de-a 5-a armonică. Filtrul se va acorda puţin sub nivelul frecvenţei armonice respective pentru a permite filtrarea chiar şi în cazul unor abateri de la toleranţele componentelor filtrului sau variaţiilor valorii impedanţei electrice echivalente a reţelei. Acest lucru va împiedica filtrul să acţioneze ca un scurtcircuit direct pentru curentul armonic care provoacă o funcţionare neregulată, reducând astfel valoarea curentului sarcinii ce străbate componentelor filtrului. De asemenea prin acordarea puţin sub nivelul frecvenţei armonice se minimizează posibilitatea rezonanţei armonice dacă parametrii reţelei se modifică producând prin aceasta modificarea valorii frecvenţei pentru care s-a realizat filtrul. În exemplul dat filtrul este conceput pentru a fi acordat la a 4,7-a armonică. Este o selecţie generală a frecvenţei bandă deoarece frecvenţa rezonantă ce rezultă se va situa în jurul celei de-a 4-a armonice, o frecvenţă armonică care nu este produsă de majoritatea sarcinilor neliniare. Filtrul-bandă de limitare este ilustrat în Figura 3. 1. Exemplu de configuraţie filtru pentru joasă tensiune.

58

Figura 3. 1. Exemplu de configuraţie filtru pentru joasă tensiune

Calculul de dimensionare al bateriei de condensatoare şi frecvenţa de rezonantă. Ca regulă generală, dimensionarea filtrului se bazează pe cerinţa de putere reactivă a sarcinii cu caracter inductiv şi pe valoarea capacităţii echivalente a bateriei de condensatoare pentru îmbunătăţirea factorului de putere. Atunci când o baterie de condensatoare pentru îmbunătăţirea factorului de putere existentă deja în reţeaua electrică este transformată în filtru armonic calculul se rezumă doar la determinarea valorii reactanţei bobinei de compensare pentru acordarea bateriei de condensatoare la frecvenţa armonică dorită. Totuşi, în funcţie de frecvenţa acordată, valoarea nominală a tensiunii de pe bateria de condensatoare trebuie să fie superioară valorii tensiunii din reţea pentru a permite ridicarea tensiunii din bobina de compensare. Prin urmare, va fi necesară oricum schimbarea bateriei de condensatoare. În cadrul acestui exemplu se consideră că nu este instalată nici baterie de condensatoare pen- tru compensarea factorului de putere şi că factorul de putere dorit după compensare este de 0,96. Astfel, puterea reactivă netă cerută de la bateria de condensatoare şi implicit din filtru, necesară corectării factorului de putere de la 0,75 la 0,96 se poate calcula după cum urmează:  Puterea reactivă consumată pentru un factor de putere de 0,75 ar fi 1200 × sin[arccos(0.75)] = 794.73 kvar (3. 1)

 Puterea reactivă consumată pentru un factor de putere de 0.96 ar fi 1200 × sin[arccos(0.96)] = 336 kvar (3. 2)

 Compensarea necesară din gruparea baterie de condensatoare - filtru 794.73 − 336 = 457.73 kvar (3. 3)

Pentru o reţea cu tensiunea nominală de linie 400 V, reactanţa capacitivă a filtrului echivalent conectat în stea XFiltru este data de relaţia:

(3. 4)

XFiltru reprezintă diferenţa dintre reactanţa capacitivă şi reactanţa inductivă la frecvenţa de bază: X Filtru = X Cap − X L 59

(3. 5)

Pentru acordarea filtrului cu “armonica” 4.7, 2 2 X Cap = h · X L = 4.7 · X L (3. 6)

Astfel, reactanţa capacitivă dorită, se poate determina cu ajutorul relaţiei:

(3. 7)

În acest moment nu se ştie încă dacă condensatorul-filtru se poate dimensiona pentru funcţionarea doar la tensiunea de linie 400 V sau va trebui dimensionat cu o treaptă de tensiune mai ridicată, la 600 V. Pentru a obţine valoarea reactanţei capacitive X Cap = 0.3660 Ω la o valoare limită de tensiune 400 V, puterea bateriei de condensatoare ar trebui calculată astfel folosind relaţia:

(3. 8)

Asemănător, la 600 V, puterea reactivă cerută de la bateria de condensatoare ar trebui dimen- sionată la o cerere de putere de 983 kvar. Astfel filtrul se va proiecta pe baza unei baterii de condensatoare alimentată la 400 V şi di- mensionată astfel încât să producă o putere reactivă de 450 kvar, în fapt un tip de baterie de condensatoare general disponibilă ce furnizează o putere de valoare apropiată de valoarea do- rită. Pentru a putea obţine această putere reactivă valoarea reactanţei capacitive a condensa- toarelor ce formează bateria este: X Cap = 0.3555 Ω , (3. 9)

iar valoarea curentului ce străbate bateria de condensatoare este: I Cap retea = 650 A (3. 10)

3.3. Calculul de dimensionare a bobinei de compensare a filtrului Se poate calcula reactanţa bobinei de compensare a filtrului pentru acordarea bateriei de condensatoare la frecvenţa armonică dorită. De la pasul 1, frecvenţa dorită se află la armonica 4,7 sau 235 Hz. Reactanţa inductivă a bobinei filtrului se calculează pornind de la reactanţa capacitivă echivalentă a condensatoarelor ce formează bateria de condensatoare legate în conexiune stea determinată la pasul 2 astfel:

(3. 11)

Alternativ, valoarea inductivităţii proprii L a bobinei se poate calcula din relaţia frecvenţei la rezonanţă: 60

√ (1) Unde f h = 4.7 × 50 = 235 Hz (3. 12)

Următoarea etapă este evaluarea comportamentului filtrului pentru diferite regimuri de funcţi- onare ale bateriei de condensatoare şi pentru bobina de compensare. 3.4. Evaluarea comportamentului filtrului la funcţionarea în sarcină nominală Evaluarea comportamentului filtrului implică, în mod caracteristic, parametrii electrici de funcţionare ale bateriei de condensatoare. Aceşti parametrii sunt caracterizaţi de tensiunea de vârf, curentul total, puterea reactivă exprimată în kvar şi valoarea efectivă adevărată a tensiunii. Standardul IEEE 18-1992, “Standard IEEE pentru condensatoare de putere montate în paralel cu sarcina”, se utilizează ca standard de limitare pentru evaluarea parametrilor la diferite regimuri de funcţionare. Calculele comportamentului în diferite regimuri de funcţionare sunt foarte lungi; prin urmare, ele se împart în trei trepte: calculul pentru funcţionarea în re- gimul neperturbat armonic doar pentru valorile fundamentalelor mărimilor tensiune şi curent, calcul pentru funcţionare în regim armonic şi calcul pentru regimul curentului real adevărat “eng. RMS – root mean square” şi al tensiunii de vârf. Calculul comportamentului în cazul funcţionării la valorile fundamentalelor de tensiune şi curent. În această etapă, se determină tensiunea de linie (între două faze) de la bornele bateri- ei de condensatoare la frecvenţa fundamentală. Calculul este următorul: a. Reactanţa aparentă a combinaţiei condensator – bobină, la frecvenţa fundamentală este: | | | | (3. 13)

b.

Intensitatea curentului ce străbate filtrul la frecvenţa fundamentală este: √

√ (3. 14)

c. Tensiunea la bornele bateriei de condensatoare la frecvenţa fundamentală este:

√ (3. 15)

Aceasta reprezintă tensiunea fundamentală nominală de linie la bornele bateriei de condensa- toare. Ea trebuie reglată astfel încât să fie prevenite depăşiri ale unor valori de tensiune ma- xime pentru oricare regim neprevăzut şi ar trebui ca valoare să fie mai mică decât 110% din tensiunea nominală de la bornele bateriei de condensatoare. d. Din cauza faptului că filtrul este parcurs de curent fundamental într-un procent mai mare decât bateria de condensatoare fără bobina de compensare alăturată pentru formarea fil- trului, puterea reactivă reală produsă este mai mare decât cea dată de capacitatea bateriei de condensatoare:

61

√ (3. 16)

3.4.1. Calculul comportamentului în cazul funcţionării în regim armonic În această etapă se calculează curentul armonic maxim estimat ce străbate filtrul. Acest curent are două componente: curentul armonic produs de sarcina neliniară I h consumator s i curentul armonic de pe partea sursei (furnizorului) I h furnizor .

a. Deoarece sarcina neliniară produce un curent de armonică 5 în valoare de 25% din curentul fundamental, curentul armonic produs de sarcină, ar fi:

√

√ (3. 17)

c. Contribuţia curentului armonic prin filtru de pe partea sursei de alimentare (adică din

valoarea distorsiunii tensiunii provenite de la sursa de alimentare) este estimată astfel: se va considera că 1% din distorsiunea tensiunii celei de-a 5-a armonici, prezentă în reţeaua furnizorului, va fi limitată doar de impedanţele transformatorului de alimentare şi de impedanţa echivalentă a filtrului; se va neglija impedanţa liniei de alimentare si cea a echipamentelor furnizorului de electricitate aflate în amonte. • Impedanţa transformatorului de alimentare la frecvenţa fundamentală este: 2

(3. 18)Impedanţa transformatorului pentru armonica 5 (transformatorul fiind considerat ele-

ment inductiv):

X T (armonica 5) = hX T ( fund ) = 5 × 0.008 = 0.04 Ω (3. 19)

• Impedanţa bateriei de condensatoare pentru armonica 5 este:

(3. 20)

• Impedanţa bobinei de compensare a filtrului pentru armonica 5 este:

X L(armonica 5) = hX L( fund ) = 5 × 0.01609 = 0.0804 Ω (3. 21)

Dată fiind distorsiunea tensiunii în reţeaua furnizorului de 1%, intensitatea curentului de ar- monica 5 estimată că trece prin filtru de pe partea sursei de alimentare (secundarul transfor- matorului de alimentare) este: √ √ (3. 22)

62

b. Curentul armonic maxim reprezintă suma dintre curenţii armonici produşi de sarcină şi cei proveniţi de la sursa de alimentare:

I h (total ) = 433 + 46.8 = 480 A (3. 23)

c. Componenta armonică a tensiunii la bornele bateriei de condensatoare se va calcula cu relaţia:

√

√ (3. 24)

3.4.2. Evaluarea comportamentului în cazul funcţionării în regim maxim (curentului total efectiv adevărat şi tensiunii de vârf) Aceste două valori se calculează astfel: a. Curentul total efectiv adevărat (eng. RMS-root mean square) care trece prin filtru: +

√

I

=

√ (3. 25)

Aceasta este valoarea curentului total ce trece prin bobina filtrului. b. Luând în considerare componentele armonice şi componenta fundamentală, valoarea maximă a tensiunii prin bateria de condensatoare este: Vmax = VCap ( fund ) + VCap ( RMS ,armonica ) = 419.5 + 59.1 = 478.6 V (3. 26)

c. Tensiunea efectiv adevărată la bornele bateriei de condensatoare este:

√

√

(3. 27)

Puterea reactivă totală furnizată de bateria de condensatoare este: √

√ (3. 28)

3.4.3. Evaluarea bateriei de condensatoare comparând cu valori standardizate Regimurile de funcţionare posibile pentru bateria de condensatoare şi parametrii electricii ai acestor regimuri (tensiune la vârf, tensiune şi curent rms şi putere reactivă rms produsă) se compară cu diversele limite ale Standardului IEEE din tabelul 2. Nu se tolerează nici o deviaţie în estimările sau creşterile tensiunii de la bornele bateriei de condensatoare. O baterie de condensatoare construită să funcţioneze la o tensiune de 400 V va avea probabil o durată scurtă de viaţă în configuraţia filtrului propus unde tensiunea ajunge la 63

423,6 V. Dacă se întâmplă acest lucru, se va utiliza o baterie de condensatoare dimensionată pentru o tensiune mai mare. La 600 V, puterea reactivă a baterie de condensatoare echivalent ar fi: Tabel 3 Regim de functionare

Definiti e

Limite maxime (%)

Tensiune de

Valori obtinute

Valori obtinute (%)

120

119

110

106

180

128

135

136

varf Tensiune totala RMS Curent total RMS Puterea reavtiva kvar

Tabel 3 Tabel comparativ pentru evaluarea limitelor de funcţionare ale bateriei de condensatoare

3.5. Evaluarea comportamentului filtrului la frecvenţa armonică Se evaluează comportamentul în frecvenţă al filtrului pentru a determina dacă filtrul nu creează o nouă rezonanţă la o frecvenţă care ar provoca probleme suplimentare. Armonica la care rezonanţa paralelă va apare sub frecvenţa bandă-dinte, se calculează astfel:

√

√ (3. 29)

Acest lucru presupune că reactanţa transformatorului din care se alimentează sarcina neliniară domină impedanţa sursei. Includerea în calcul a impedanţei reţelei utilizatorului va micşora frecvenţa. Acest filtru duce la o rezonanţă foarte apropiată de a 4-a armonică. În mod normal există foarte puţine surse importante de armonici pare, în perioada funcţionării normale continue (adică în regim staţionar) iar acest filtru ar funcţiona acceptabil. Totuşi există curenţi importanţi de armonica 4 ce apar pe durata unor fenomene tranzitorii cum ar fi acela de punere sub tensiune a transformatorului. Dacă filtrul este în funcţiune atunci când un transformator de putere mare este pus sub tensiune şi există o sarcină foarte mică alimentată din respectivul transformator pot apare supratensiuni care persistă mult timp după perioada tranzitorie obişnuită de pornire. În acest caz calculul filtrului ar trebui să includă în primul rând impedanţa electrică echivalentă a reţelei furnizorului. Pentru a obţine o marjă suplimentară de la a 4-a armonică, ar trebui mărită valoa64

rea capacităţii echivalente a bateriei de condensatoare ce intră în componenţa filtrului. Evaluarea efectului variaţiilor parametrilor filtrului în limitele specificate Se estimează că bateriile de condensatoare pentru compensarea factorului de putere sunt proiectate cu o toleranţă de + 15% din valoarea nominală a puterii reactive. Se estimează deasemenea că bobinele de compensare au o toleranţă de ± 5% din valoarea inductivităţii nominale rezultate din calcul. Aceste toleranţe pot afecta considerabil performanţa filtrului dacă comportamentul la modificarea frecvenţei peste această limită produce o nouă rezonanţă cu efecte de creştere a tensiunii sau curentului. Etapele de mai sus reflectă o concepţie standard a filtrului simplu-acordat. Ar putea fi necesare mai multe filtre simplu-acordate atunci când numai un singur filtru nu elimină armonicile la niveluri acceptabile. De exemplu, filtrele pentru armonica a 5-a, a 7-a şi a 11-a ar putea fi necesare pentru anumiţi consumatori de tip motor electric de putere acţionat prin modulare în timp cu 6 impulsuri folosind electronică de putere. Metoda generală de calcul este aceeaşi, cu excepţia că, necesarul de putere reactivă se împarte mai întâi între etapele de filtrare. Evaluarea toleranţelor diferitelor componente ale filtrului este îndeosebi importantă deoarece în acest caz sunt mai multe filtre implicate. Caracteristica de acordare a filtrului este descrisă prin factorul de calitate Q. Q este o măsură a clarităţii acordului şi se defineşte pentru rezistenţa filtrului înseriat, sub forma relaţiei:

unde: R = rezistenţa serie echivalentă a elementelor filtrului, n = armonica de acordare, X L = r e a c tanţa bobinei de compensare a filtrului la frecvenţa fundamentalăÎn mod caracteristic, valoarea lui R este dată doar de rezistenţa conductorului din care este construită bobina de compensare. Acest lucru are ca rezultat o valoare foarte mare a lui Q şi o acţiune foarte precisă de filtrare. În mod obişnuit, se mai adaugă un rezistor, în paralel cu bobina de compensare, pen- tru a crea un filtru de trecere a armonicelor de frecvenţe înalte. În acest caz Q se defineşte ca inversul fracţiei de mai sus astfel încât numerele mari vor reflecta o acordare precisă. Filtrele de trecere a armonicelor frecvenţelor înalte se utilizează în general numai la armonicele a 11-a şi a 13-a şi mai înalte.

2. Calcul numeric

Următoarea fereastră BORLAND DELPHITM descrie din punct de vedere numeric metoda pentru conceperea filtrelor armonice necesare în aplicaţii ale instalaţiilor electrice ce alimentează sarcini neliniare descrisă mai sun prin calculul analitic. Suplimentar faţa de calculul analitic, metoda numerică permite introducerea ca variabile a tuturor componentelor armonice ale curenţilor prin sarcină precum şi evaluarea căderilor de tensiune deformate armonic pe fiecare componentă a filtrului şi pentru fiecare frecvenţă armonică (Figura 3. 2. Fereastră de calcul a parametrilor componentelor filtrului armonic).

65

Figura 3. 2. Fereastră de calcul a parametrilor componentelor filtrului armonic

66

Concluzii Se constată că, pentru “curăţarea” semnalului distorsionat utilizând doar varianta unui filtru simplu mono-acordat cea mai bună variantă este utilizarea filtrului destinat eliminării armonicii de ordinul 3. Dacă se doreşte o prelucrare şi mai bună a semnalului este necesară utilizarea unui fil- tru de ordinul II de tip bandă lată de joasă frecvenţă pentru eliminarea simultană a armonicilor 3, 5 şi 7. Frecvenţa pe care urmează a fi acordat filtrul se selectează pe baza caracteristicilor neliniare de tip armonic ale sarcinilor implicate. În cazul tipului de filtru simplu-acordat filtrarea trebuie să pornească de la nivelul cel mai de jos al frecvenţei armonice generate de sarcină. Filtrul se va acorda puţin sub nivelul frecvenţei armonice respective pentru a permite filtrarea chiar şi în cazul unor abateri de la toleranţele componentelor filtrului sau variaţiilor valorii impedanţei electrice echivalente a reţelei. Acest lucru va împiedica filtrul să acţioneze ca un scurtcircuit direct pentru curentul armonic care provoacă o funcţionare neregulată, reducând astfel valoarea curentului sarcinii ce străbate componentelor filtrului.

67

Bibliografie

1. Iatan Alexandru, “Prelucrarea pe calculator a datelor prelevate dintr-o reţea perturbată armonic, referat din cadrul pregătirii tezei de doctorat, Bucureşti, 2009. 2. Gafencu M. “Reseaux et conversion statique de l’energie elecrique – deuxieme cycle universitaire”, Universitatea Tehnică de Construcţii Bucureşti, 1997. 3. Mateescu Ad. “Analiza şi sinteza circuitelor electrice”, Editura didactică şi pedagogi- că, Bucureşti, 1997. 4. Zamora I., Mazon A., Albizu I. L., Hansen S., Blaabjerg F., „Simulation by MATLAB/Simulink of active filters for reducing THD created by industrial systems”, IEEE Bologna Power Tech Conference, 23-26 Iunie, Bologna, Italia 2003. 5. Omeiri, A., Saad S., „A three phase shunt active power filter for currents harmonics suppression and power factor compensation”, Medwell Journals, 2006. 6. Asimionoaiei L., Aeloiza L., Blaabjerg F., „Shunt Active-Power-Filter Topology Based on Parallel Interleaved Inverters”, Industrial Electronics, IEEE Transactions on Volume 55, Issue 3, Martie, 2008. 7. Dannehl J., Hansen S., „PWM Rectifier with LCL-Filter using different Current Control Structures”, EPE2007, Aalborg, 2007. 8. Herbert L. Ginn., „Improvement of resonant harmonic filter effectiveness in the presence of distribution voltage distortion”, Louisiana State University, 2002. 9. Hazem Zubi, “Lowpass broadband harmonic filter design”, lucrare de dizertaţie, Department of Electrical and Electronics Engineering - MIT, 2005. 10. Grebe, T. E., McGranaghan, M. F., Samotyj, M. “Solving Harmonic Problems in In- dustrial Plants and Harmonic Mitigation Techniques for Adjustable-Speed Drives”, Electrotech 92, Montreal, Canada, 1992. 11. McGranaghan, M. F., Mueller, D. R. “Designing Harmonic Filters for Adjustable- Speed Drives to Comply with New IEEE-519 Harmonic Limits”, IEEE/IAS Annual Conference, Petroleum and Chemical Industry Technical Conference, 1993.

68