Analyseur de Spectre Analog

AMET Bruno GUILLAUMEE Cédric

IUP GEII CSE

PROJET ELECTONIQUE ANALOGIQUE

ANALYSEUR DE SPECTRE

Année 2001/2002

SOMMAIRE

I INTRODUCTION

……………………………………………………… 03

II Générateur de rampe

……………………………………………………… 04

III Oscillateur commandé en tension IV Filtre d’entrée

……………………………………….. 06

……………………………………………………………… 08

V Mélangeur ……………………………………………………………………… 11 VI Amplificateur

……………………………………………………………… 14

VII Filtre passe-bande

………………………………………………………. 15

VIII Compresseur logarithmique ………………………………………………… 19 IX Détecteur de crête

……………………………………………………… 21

X Compression logarithmique des fréquences ………………………………… 22 XI Synthèse / Tests finaux ……………………………………………………… 23 CONCLUSION

……………………………………………………………… 24

2

I Introduction Le but de ce projet est la conception et la réalisation d’un analyseur de spectre fonctionnant dans la gamme des fréquences audibles (20 Hz – 20 kHz).

Contraintes : - Bande passante en entrée : 20 kHz - Utilisation de l’AD633 pour le multiplieur - Utilisation du 4046 pour le VCO

Schéma fonctionnel du système : Réjection d’image

Mélangeur

Ampli

Filtre d’analyse

Mise en forme

K

Passe bande fo=fi

Compress. log.

Entrée Passe bas

Oscillo X

Balayage des fréquences Générateur de rampe VCO

Oscillo Y

Solutions techniques envisagées pour chaque élément :        

Passe bas : Filtre classique à une cellule du 2° ordre Générateur de rampe : NE555 VCO : 4046 Mélangeur : AD633 Amplificateur : TL081 Passe bande : Filtre à coefficient de qualité variable Compression logarithmique : Ampli log. à base de transistor et d’AOP [Détection d’enveloppe]* : Diode et condensateur

* NOTE : Pour observer correctement le spectre fréquentiel nous devrons ajouter une détection d’enveloppe à la fin du montage ; En réalité, il faudra même ajouter ce bloc à l’entrée de l’amplificateur logarithmique afin de lui adapter correctement le signal car celui-ci ne doit pas être négatif.

3

1

2

3

4

5

II Générateur de rampe 1 – Etude théorique Pour générer la rampe d’entrée du VCO, nous utiliserons un NE555 car ce composant nous permet de générer très simplement ce type de signal. Schéma structurel : VCC

R1 120

VCC

R2 47k

(ici, la résistance Rien ne sert à rien, elle est simplement utilisée pour la simulation)

Vcc 5

IC0 0

Q? 2N2907

8

VCC

4

VCC

U? RESET

.IC Rampe

2

VCC

TRIG

7

DISCHG

6

THOLD R3 10k

3

OUT

100

5

CVOLT

10n

GND

C1 47n

Rien

C0

1

555

Selon sa documentation technique lorsqu’il est monté en générateur de rampe, le signal de sortie Vs a cette allure : Vs Vcc 2Vcc/3 Vcc/3 0

t T

Title

Size B

1

La fréquence des rampes nous est donnée par la formule : 2

3

1 f   T

3  R  R2   C1  Re   1  R1  4

Pour le système, la vitesse de la rampe correspond à la vitesse de balayage des fréquences ; ce signal sera aussi utilisé comme voie X sur l’oscilloscope. Par conséquent il faut que la fréquence de la rampe soit assez élevée pour permettre un affichage stable des fréquences sur un oscilloscope analogique classique (ref. fréquence de l’œil  f>30 Hz), sur un oscilloscope de type numérique qui serait capable de mémoriser les différentes traces, le problème du minimum de fréquence ne se poserait pas. Mais il faut aussi que cette fréquence ne soit pas trop élevée afin de laisser aux différents éléments du montage le temps de se stabiliser (en particulier le filtre passe bande). Nous choisirons donc une fréquence de balayage de 100Hz environ. 4

Date: File: 5

Nous fixons arbitrairement (avec l’ordre de grandeur indiqué dans la documentation) : - C1 = 47nF - Re = 47k - R2 = 10k Dans ces conditions R1 = 800 Mais cette valeur de R1 n’est pas suffisante car en pratique, pour que la rampe soit générée, il faut que le transistor délivre un courant suffisamment important. Comme la fréquence de 100Hz souhaitée n’est qu’approximative, nous choisirons R1=1k, ainsi la fréquence théorique obtenue sera de 123Hz. Le fait que la rampe aille de Vcc/3 à 2Vcc/3 et non 0-Vcc nous arrange beaucoup car comme nous le verrons plus tard dans l’étude du VCO, le circuit 4046 a un comportement non linéaire lorsque sa tension d’entrée est proche des tensions d’alimentation GND et Vcc. La tension d’alimentation Vcc sera de +5V afin que le signal de sortie soit compatible avec le VCO 4046 qui lui-même sera alimenté avec cette tension.

2 – Mise en pratique Vmax (Valeurs pratiques 2)

Vmin

Vmin Vmax f

Valeurs théoriques 1.6 V 3.3 V 123 Hz

Valeurs pratiques 1 Valeurs pratiques 2 1V 1V 3.3 V 3.2 V 125 Hz 80 Hz

Les valeurs pratiques 1 et 2 ont été obtenues lors de deux séances de TP différentes.

Pour la suite de l’étude, en particulier dans les calculs de la fréquence générée par le VCO, nous allons utiliser les valeurs pratiques de Vmin et Vmax afin d’obtenir par la suite des résultats cohérents. Mais avec un tel écart entre les valeurs théoriques et les valeurs pratiques, nous pouvons remettre en cause le type de montage utilisé. En particulier au niveau de la fréquence qui a varié d’environ 50% en quelques jours pour un même montage comportant exactement les mêmes composants. Etant donné que la précision des mesures de fréquences de l’analyseur de spectre dépend des tensions Vmin et Vmax (qui font correspondre aux valeurs

5

min et max des fréquences que nous allons relever), ce type de montage ne serait pas adapté pour une production en grande échelle car ce montage n’est pas très reproductible ; à moins de pouvoir jouer sur ces tensions à l’aide de potentiomètres. La température pourrait avoir un rôle sur le comportement du transistor, celui-ci influant sur la valeur de la fréquence. Dans notre montage, la fréquence de la rampe n’est pas un élément critique à régler précisément. Mais si elle devait l’être, il faudrait penser à un circuit de correction de l’influence de la température.

III Oscillateur commandé en tension 1 – Etude théorique La tension d’alimentation de ce circuit se fera à Vcc = +5V du fait que les formules données par la documentation constructeur pour les calculs de fréquences ne sont en fait réellement valables qu’avec cette tension d’alimentation.

Schéma structurel : Vcc 16

Ve

4046

9

6

7

5

Vs

4

11 12 R1 R2

C1

Fréquence du signal de sortie en fonction de la tension d’entrée : f Fmax’ Fmax

Fmin Fmin’

Ve 0

1

3.3

5

6

La documentation constructeur nous donne les formules suivantes :

1   f min '  R  C  32 pF  àVe  0  2 1  1  f ' àVe  5V max  R1  C1  32 pF 

nous fixons C1=2.2nF

Nous voulons obtenir fmin=10kHz pour Ve=1V et fmax=30kHz pour Ve=3.3V (Le choix des valeurs fmin et fmax sera développé dans la partie « mélangeur »). Donc la courbe de réponse f=f(Ve) est linéaire et a la forme f=8000Ve+2000 (Toujours selon la documentation, cette courbe de réponse n’est pas linéaire lorsque l’on approche des tensions d’alimentation, mais comme nous ne pouvons pas quantifier cette nonlinéarité avec exactitude, nous allons la négliger dans les prochains calculs). Par extrapolation et à l’aide d’un produit en croix nous déterminons les valeurs fmin’ et fmax’ qui correspondent aux valeurs de Ve de 0 et 5V qu’il faudra utiliser pour les calculs. Fmax’=42kHz Fmin’=2kHz Dans ces conditions, R1 = 10.6k et R2 = 224k Pour prendre des valeurs normalisées dans la série E12, nous prendrons R1=10k + potentiomètre ; et R2=220k + potentiomètre.

Le circuit 4046 nous délivre en sortie un signal carré (0-5V), nous effectuerons donc en sortie du VCO un filtrage basique du 1° ordre pour éliminer la plupart des harmoniques indésirables.

2 – Mise en pratique Mode opératoire : Nous appliquons en entrée du VCO des tensions continues égales aux tensions limites de la rampe (Vmin et Vmax) : 

Mesure de fmin ; Ve=1V :

fmin=7kHz [pour R2 = 220k] fmin=10.2kHz [pour R2 = 440k]

La valeur théorique de R2 doit être doublée pour obtenir en sortie la fréquence fmin voulue avec Ve=Vmin=1V.

7



Mesure de fmax ; Ve=3.3V :

fmax=33kHz [pour R1 = 10k] fmax=30.2kHz [R1 = 12k]

La valeur de R1 ne nécessite qu’un petit réglage pour obtenir en sortie la fréquence fmax voulue. Ainsi réglé, le VCO va sortir une « rampe » de fréquences allant de 10kHz à 30kHz avec une fréquence de balayage d’environ 100Hz (rythme du générateur de rampes). Le fait que les valeurs des résistances soient différentes de celles attendues en pratique est principalement dut au fait que nous nous sommes basés sur une droite linéaire pour les calculs alors qu’en fait la réponse fréquence / tension n’est pas linéaire. 3

4

5

IV Filtre d’entrée 1 – Etude théorique Ce filtre nous sert à ne laisser passer que le signal que nous allons analyser, ceci afin de ne pas récupérer de fréquences images lors du changement de fréquence. - Bande passante : 20kHz (à –3dB) - Gain constant de 1 sur toute la bande passante

Caractéristiques attendues :

Schéma structurel : R1 1.2k C2

5 entree

R3

R2

1.2k

1.2k

7

3.3nF VCC U? 1 2 6

Sortie

3

C1 15nF

TL081 4

V 0 GND

GND

VDD

GND

Nous avons utilisé une structure de Rauch classique pour synthétiser ce filtre.

8

A partir de ce bloque « filtre d’entrée », les circuits seront alimentés en 15V afin d’avoir la plus grande plage possible d’amplitude du signal d’entrée.

On pose R1=R2=R3=R  La fonction de transfert du montage est : Vsortie 1  Ventrée 1  R²C1C 2 ²  3 jRC2 

La pulsation de coupure est : 1 0  R C1 C 2



Le coefficient d’amortissement réduit est : C1 1 m  3 C2

Nous voulons m=0.707 afin qu’il n’y ait pas d’amplification du signal (pas de dépassement sur une réponse indicielle). Nous déduisons donc que C1=4.5*C2 Nous fixons ensuite R=1.2 k De là, nous pouvons calculer C2=3.3nF et C1=15nF pour obtenir la bonne fréquence de coupure f0=20kHz.

2 – Simulation

D’après le résultat de la simulation, nous voyons que le gain est nul sur quasiment toute la bande passante. A 20kHz, le gain est de –3dB, ce qui correspond à la théorie.

9

3 – Mise en pratique 5 0 -5 1

10

100

-10 -15 -20 -25 -30

F 1 kHz 5 kHz 10 kHz 15 kHz 16 kHz 17 kHz 18 kHz 19 kHz 20 kHz 22 kHz 50 kHz 100 kHz

G 0.0 dB 0.0 dB -0.3 dB -1.3 dB -1.6 dB -2.0 dB -2.4 dB -2.8 dB -3.1 dB -4.2 dB -16.5 dB -28.8 dB

 La fréquence de coupure à –3dB est donc de 20kHz Sur toute la bande passante, le gain est quasiment nul, mais de 17 à 20kHz, le gain varie entre –2 à –3dB. Le cahier des charges ne spécifie pas l’atténuation maximale acceptable dans la bande passante. Nous avons donc choisi le cas classique de la bande passante à –3dB. Au maximum nous aurons une baisse de 30% (-3dB) du signal à 20 kHz dans la bande passante. Si les signaux à mesurer devaient être plus précis dans la bande passante, il faudrait soit choisir un filtre de meilleure qualité (ordre plus élevé – synthèse plus complexe), soit prendre une fréquence de coupure un peu plus élevée (25 ou 30kHz), quitte à faire passer un peu de signaux non désirés, et ainsi n’atténuer les signaux qu’un peu plus haut en fréquence.

10

V Mélangeur 1 – Etude théorique Principe du changement de fréquence à l’aide d’un multiplieur :

a S b

a  A  cos p  t 

b  B  cos ol  t 

Le signal b sera le signal provenant de notre oscillateur local, le VCO (fréquence fol variable) Le signal a sera le signal à étudier ; à transposer en fréquence (plage de fréquences fp) S  a  b  A  B  cos p  t   cos ol  t 

 S

AB  cos p   ol t  cos p   ol t  2

Amplitude du signal résultant

Composante additive

Composante soustractive

Exemples : [Fréquences extrêmes générées par le VCO]

Fp-fol

0

Spectre de base transposé en fréquence de +fol

fp+fol

10k

20k

Fp-fol

30k

f

0

Fol=10kHz

10k

20k

fp+fol

30k

f

Fol=30kHz

Le spectre de fp est décalé de +fol (0Hz se retrouve en fol / 20kHz se retrouve en 20kHz+fol) et de –fol. Dans le deuxième cas, lorsque les fréquences sont théoriquement négatives, on a en pratique leur valeur absolue, ce qui entraîne dans certains cas à des recouvrements de spectres qu’il ne faut pas ignorer afin de ne pas avoir de mauvaises surprises. 11

Cas réels : fol varie de 10kHz à 30kHz / fp est un spectre aléatoire qui va de 0 à 20kHz : fol fp

0

10k



20k

30k

f

0

10k

20k

30k

f

S fp-fol

0



S

fp+fol

10k

20k

fp-fol

0



S

10k

10k

30k

f

fp+fol

20k

fp-fol

0

fol = 10kHz

fol = 15kHz 30k

f

fp+fol

20k

fol = 20kHz

30k

f

S



fp-fol

0

10k

20k

fp+fol

fol = 25kHz

30k

f

S



fp-fol

0

10k

20k

fp+fol

30k

fol = 30kHz f

On remarque d’après ces spectres qu’il y a deux fréquences particulières à 10kHz et 30kHz où toutes les fréquences passent : 

Si on considère la bande fp+fol, 30kHz est la fréquence particulière où on va retrouver progressivement toutes les composantes du spectre du signal d’entrée. A fur et à mesure que fol va augmenter, on va obtenir sur cette fréquence 20kHz  0Hz 12



Si on considère la bande fp-fol, 10kHz est la fréquence particulière où on va retrouver progressivement toutes les composantes du spectre du signal d’entrée. A fur et à mesure que fol va augmenter, on va obtenir sur cette fréquence 0Hz  20kHz

Nous pourrions choisir 10kHz comme fréquence fi du fait que les fréquences reçues vont dans le sens croissant en fonction de la rampe alors que la réception se fait à l’envers sur 30kHz. Mais nous remarquons tout de même qu’à certains moments plusieurs fréquences sont présentes sur les deux fréquences particulières : 

Sur 30kHz, quand fol=30kHz nous recevons la composante 0Hz (0+30kHz) du signal d’entrée (ce qui est normal) ainsi que cette même fréquence 0Hz donnée par |0-30kHz|. Donc sur 30kHz, nous recevrons le spectre inversé avec une amplitude doublée en 0Hz.



Sur 10kHz, quand fol=10kHz nous recevons la composante continue donnée par |0-10kHz| (ce qui est normal dans ce cas), ainsi que cette même fréquence donnée par 0+10kHz, ainsi que la fréquence 20kHz donnée par 20kHz-10kHz. Donc sur 10kHz nous obtenons une grosse erreur lorsque nous voulons mesurer 0Hz.

Dans tous les cas, nous commettons une erreur quand nous mesurons la fréquence 0Hz. Mais de toute façon, le cahier des charges n’impose pas de mesure sur cette fréquence. Donc les deux fréquences 10kHz et 30kHz sont valables pour servir de fréquence fi. Nous choisirons donc de fixer fi à 30kHz afin d’éviter qu’il y ait trop de recouvrements en basse fréquence. Certes la mesure des fréquences du spectre se fera dans le sens décroissant, mais nous utiliserons le mode « inversion » de l’oscilloscope sur la rampe pour finalement avoir une image correcte du spectre.

2 – Simulation [illustration du changement de fréquence]

fp

fol (fp+fol) & (fp-fol)

On met juste ici en évidence le changement de fréquence ; Nous récupérons en sortie deux harmoniques à fp+fol et fp-fol et par filtrage nous n’allons en garder qu’une seule.

13

3 – Mise en pratique

Signal d’entrée

Sortie du VCO

Signal d’entrée Sortie du VCO

Sur les entrées du multiplieur, nous avons appliqué la rampe de fréquences (sortie du VCO) ainsi qu’une sinusoïde quelconque (correspondant au signal réel à analyser). Vu les spectres obtenus en simulation, nous devions obtenir en sortie du multiplieur un signal modulé AM. Et en effet, le signal de sortie obtenu est bien un signal correspondant à de la modulation AM. Nous n’avons pas pu obtenir le spectre de ce signal car la fréquence de la rampe de fréquences (100Hz) n’est pas assez rapide pour permettre une analyse correcte du signal.

VI Etage d’amplification 1 – Etude théorique Pour rentrer le signal du VCO dans le multiplieur, nous utilisons un condensateur de liaison, l’amplitude du signal est alors de 2.5V. Ve  2.5 A la sortie du multiplieur nous obtenons donc un signal d’amplitude et nous 20 ne voulons que l’amplitude de Ve (qui est celle à analyser). De plus nous verrons par la suite que le filtre passe bande amènera un certain gain sur la fréquence fi que nous voulons étudier.

14

Cet étage d’amplification devra donc compenser les atténuations entraînées dans la multiplication du signal et l’amplification ainsi que le gain du filtre passe-bande. Nous devons donc réaliser un amplificateur ajustable sur une base de 20/2.5=8. Nous prenons un schéma classique à amplificateur opérationnel (nous utiliserons un TL081) : R1

Vs Ve

R2

Vs R1  R 2 R1 8  1 Ve R2 R2

Donc

R1 7 R2

Les meilleures valeurs de résistances normalisées vérifiant ce rapport sont : R1=10k et R2=1.5k R2 sera associée à un potentiomètre pour le réglage de la correction à effectuer sur le gain du passe-bande.

VII Filtre passe-bande 1 – Etude théorique Le passe bande doit donc être capable de nous restituer uniquement la fréquence fi prédéterminée à 30kHz. Nous allons utiliser une structure permettant de fixer indépendamment la fréquence centrale f0 et le facteur de qualité Q.

15

Schéma structurel : C1

1.66n

R2 10k

7

VCC 5 entree

U1 1

C2

R1

2 6

100k

1.66n

sortie

3

V1 R5 1k

4

TL081

0 VDD

R3 100k GND

4

VDD

U2 3 6 2

7

1 5 TL081

VCC R4 20k



La fonction de transfert de ce montage est :

Vs  Ve



jRs R2C  RR   Rs  R1  jR1C  2 Rs  2 4   R1R2 R5C ² ² R3  

La fréquence centrale est donnée par :

1

2

f0 



1 2C

3

R1  Rs R1 R2 Rs

Le facteur de qualité Q s’obtient par :

Q

R3 R2 R5 R1  R5 

R1 2 R5 R3  R 2 R4 

16



Le gain à la fréquence centrale est :

H0  

R 2 R3 R5 2 R1 R5  R1 R2 R4

Nous voulons f0=fi=30kHz, un facteur de qualité le plus élevé possible (~30), ainsi qu’un gain nul à la fréquence centrale.  Nous allons déjà fixer C, R1, R2 et R5 pour obtenir la bonne fréquence centrale : Nous fixons d’abord C=1.5nF, on en déduit ensuite les valeurs de résistances : R1=100k R2=12k R5=1k  Ensuite nous cherchons les conditions sur R3 et R4 pour avoir un gain de 0 à la fréquence f0 : H0=1  R4=R3/100  Enfin, nous fixons R3 qui règle le facteur de qualité Q : Q=30  R4=2000*R3

Nous obtenons donc ici deux équations impossibles à vérifier en même temps. Nous allons donc faire un choix en accordant plus d’importance à la valeur Q=30 car l’amplification H0 est corrigeable en amont grâce au montage amplificateur.

De manière empirique, nous obtenons les meilleurs résultats avec les composants : R4=20k et R3=100k (voir simulation)

17

2 – Simulation

La fréquence centrale est de 30kHz et la bande passante est de 1kHz, donc Q=30. En revanche, nous avons une amplification de 8dB à la fréquence centrale, mais elle pourra être corrigée par le circuit amplificateur.

3 – Mise en pratique Courbe de réponse du filtre :

5 0 10000 -5 -10 -15 Nous avons notre fréquence centrale à 30kHz ; la bande passante est de 1.5kHz Donc Q=20. Le gain Ho est de 2dB à la fréquence centrale ; Ce gain sera donc corrigé en amont. Seul inconvénient, en dehors de la bande passante, le filtre n’atténue pas autant que nous le souhaiterions.

18

VIII Amplificateur logarithmique 1 – Etude théorique Le bloc « amplificateur logarithmique » va effectuer une compression logarithmique 2 3 du signal à visualiser afin de permettre une lecture des amplitudes en dB. L’inconvénient est que le système complet mis en œuvre nous délivre beaucoup de bruit de faible et moyenne amplitude. Si l’on donne plus d’importance à ces signaux que les signaux de grande amplitude, les signaux utiles risquent d’être noyés dans le bruit.

Schéma structurel : T1 2N2222

R1

GND

1k VCC

5

2 6

Vs2

3 V1 VSIN

7

U1 1

R

Ve

7

VCC 5

U? 1

R2

2 6

1k

Vs

3

TL081 TL081 4

4

1

VEE GND

GND

VEE

GND

Ampli. log.

V s 2  K ln

Ve



avec

Montage inverseur

K=-Vt=-25mV =R*Iss

Nous voudrions une équation du type : Vs=K*lnVe ; avec K positif Nous allons donc compenser la valeur de K par un montage inverseur ayant une amplification de base de 1/Vt=40 et variable permettant d’ajuster le niveau de réception. Et nous ramènerons  à 1 en choisissant R=1/Iss ; Comme nous ne connaissons pas avec exactitude la valeur de Iss, nous allons prendre un potentiomètre pour R. Dans notre montage inverseur, R1 sera égal à 39k et R2 à 1k.

19

2 – Simulation

Réponse à un signal sinusoïdal :

Réponse à une rampe :

Courbe d’amplification du montage Vs/Ve: Vs/Ve 9

2.4

Ve

0.4 50mV

0.2V

0.37V

0.53V

0.7V

0.85V

1V

1.2V

1.33V

Le montage a donc une amplification plus importante lorsque le signal d’entrée Ve est faible.

20

IX Détecteur de crête Le précédent montage nécessite un signal d’entrée positif pour les équations qui lui sont associées soient valables. De plus, pour permettre de visualiser correctement le spectre sur l’oscilloscope nous ne devrons garder que l’enveloppe du signal. Nous allons donc réaliser un détecteur d’enveloppe que nous insèrerons avant l’amplificateur logarithmique.

Schéma structurel :

5

7

VCC U? 1 2

D? 6

Ve

Vs

3 1N4148 R

TL081 4

C

VEE GND GND

Ce sera donc un signal de 30kHz d’amplitude variable qui attaquera ce montage. Comme il faut que toutes les amplitudes soient restituées, nous créons tout d’abord une diode sans seuil grâce à un montage à amplificateur opérationnel qui divise par K (coefficient d’amplification de l’AOP – Très élevé) le seuil de la diode (initialement de 0.7V). Ensuite nous effectuons un filtrage passe-bas grâce à l’association de R et C. Comme la fréquence à lisser est de 30kHz, nous prenons RC~40µs. Alors C=47nF et R=820. Résultat de simulation :

Title

Size B

21 3

Date: File: 4

5

X Compression logarithmique des fréquences Afin de permettre une visualisation des fréquences sur une échelle logarithmique, nous pouvons effectuer une petite modification du système. A la place de balayer les fréquences de façon linéaire, nous pourrions le faire de manière logarithmique et ainsi passer plus de temps sur les basses fréquences. Cela fait penser à une charge de condensateur. En effet, plutôt que d’utiliser une rampe pour faire varier le VCO, nous pourrions utiliser un circuit qui ne nous fournirait que des charges de condensateurs. Nous pouvons donc créer un montage astable (ayant un temps à l’état bas négligeable), toujours à base de NE555, qui chargera un condensateur C. Lorsqu’il est monté en astable, le NE555 possède deux résistances Ra et Rb qui fixent les temps à l’état haut et bas. Nous pourrons donc fixer Rb à 0. Donc Ra et C serviront à fixer la fréquence de fonctionnement. La sortie pourra directement se prendre aux bornes du condensateur.

22

XI Mise en situation de l’ensemble Une fois les différentes fonctions testées et câblées ensemble, nous branchons la rampe sur la voie X d’un oscilloscope et la sortie du système sur la voie Y. Avec le filtre passe-bande accordé à 30kHz, nous utilisons le mode « invert » de l’oscilloscope pour la voie X. Grâce au mode XY, nous pouvons visualiser l’amplitude des différentes fréquences du signal d’entrée sur l’écran de l’oscilloscope. Lorsque nous appliquons un signal sinusoïdal à l’entrée de l’analyseur de spectre, nous pouvons observer un lobe qui se trouve totalement à gauche de l’écran pour un signal continu, et totalement à droite pour un signal à 20kHz. La largeur du lobe n’est pas négligeable et ne nous permet pas de mesurer avec précision la fréquence affichée. Le VCO utilisé nous délivre un signal carré, cela entraîne la création d’une multitude d’harmoniques qui passent dans le multiplieur pour le changement de fréquence. Il y a ainsi plusieurs duplications du spectre d’entrée à des amplitudes différentes. C’est ce qui est principalement responsable de la mauvaise visualisation du signal de sortie.

23

CONCLUSION

L’étude d’un analyseur de spectre n’est pas chose simple car elle demande beaucoup de rigueur et de précision dans le choix et le calcul des composants pour permettre d’obtenir au final une courbe de fréquences exploitable à l’oscilloscope. Pour permettre une meilleure précision de la lecture des fréquences, il faudrait utiliser un VCO le plus sinusoïdal possible ainsi qu’un filtre passe-bande ayant un coefficient de qualité idéalement infini (en pratique il faudrait déjà essayer d’obtenir Q=1000). De plus le VCO n’est pas totalement stable et dépend de la rampe générée par le NE555 ; nous pourrions faire une synthèse de fréquence numérique à base d’un quartz, d’une PLL et d’un diviseur de fréquence programmable ce qui permettrait d’avoir un changement de fréquence stable et précis. Tel que nous l’avons conçu, le système n’est pas très reproductible. Pour une industrialisation d’un appareil basé sur les schémas et technologies utilisés ici, il faudrait placer une multitude de potentiomètres pour permettre d’effectuer des réglages précis et fins sur chaque appareil, et malheureusement augmenter ainsi leur prix de fabrication par le nombre de composants supplémentaires utilisés et le temps passé aux différents réglages individuels.

24