Amplificadores de RF

 

AMPLIFICADORES DE RF DE PEQUEÑA SEÑAL

DISEÑO USANDO PARÁMETROS Y y S POLARIZACIÓN REDES TÍPICAS DE ADAPTACIÓN EN LA ENTRADA Y SALIDA 

 

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 Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

ING. RAFAEL SOTELO

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INTRODUCCIÓN

El presente trabajo aborda la problemática del diseño de amplificadores de radiofrecuencia de pequeña señal, dando un proceso sistemático para llevarlo adelante. Está basado en la siguiente bibliografía, tanto desde el punto de vista teórico como de los ejemplos e imágenes que se incluyen: RF CIRCUIT DESIGN – Chris Bowick – Howard W. Sams & Co., Inc. – 1982 – ISBN 0-672-21868-2 MICROWAVE TRANSISTOR AMPLIFIERS, Analysis and Design – Guillermo MICROWA González – Prentice-Hall, Inc. – 1984 – ISBN 0-13-581646-7  AN215A – RF Small Signal Design Using Two-Port Two-Port Parameters – Motorola Semiconductors  AN-267 – Matching Network Design With With Computer Solutions – Motorola Semiconductors

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POLARIZACIÓN

Comenzamos nuestro trabajo sobre amplificadores de radiofrecuencia estudiando su comportamiento en corriente continua. El lector podrá preguntarse por qué lo hacemos justamente por el extremo opuesto a las frecuencias de interés. La respuesta es que la polarización de continua tiene un efecto importante sobre el comportamiento en RF. RF. Esto se debe a que los parámetros relevantes en RF de un transistor son muy dependientes de su polarización de continua , en particular de su corriente de colector. colector. Debemos conseguir una polarización estable frente a cambios de temperatura.

Hay dos características importantes que tienen un efecto profundo sobre el punto de funcionamiento de continua del transistor: ΔVBE y Δβ Pretendemos minimizar los efectos de estos parámetros. El voltaje base emisor baja cuando la temperatura sube 2,5 mV/ºC. Recordamos

que un transistor de silicio tiene VBE=0,7V a 25ºC. Veamos el proceso: si VBE baja, se permite fluir más corriente de base, lo que produce más corriente de colector co lector.. Buscaremos métodos para evitar este comportamiento porque tal como dijimos deseamos mantener estable la corriente de colector para mantener estables los parámetros del transistor aunque cambie la temperatura. En primer lugar, veamos el efecto del voltaje de emisor, V E. (Ver Fig. 1). El descenso en VBE con la temperatura causaría un aumento en la corriente de emisor,, y así un aumento en V E. Este aumento en VE constituye una emisor realimentación negativa que tiende a polarizar en reversa la unión base emisor, logrando un descenso en la corriente co rriente de colector. Téngase en cuenta que tampoco es deseable un V E demasiado alto ya que puede causar pérdida de potencia y una señal de AC menor. Puede agregarse un capacitor en paralelo con R E para anular su comportamiento en RF y mejorando la ganancia de AC. Como norma general Ve se puede elegir entre 2 y 4 V. El segundo factor es la ganancia de corriente en continua del transistor, . Se debe tener una polarización estable frente a los cambios de . Éstos pueden provenir de: - cambios en temperatura. Puede variar alrededor de 0,5% por ºC. - dispersión en fabricación. Variación entre unidad y unidad producida del de l mismo modelo. El cambio en la corriente de colector respecto de  es:

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Ecuación 1          R B   1    I C    I C 1        R   1 2     E   

Donde, IC1= la corriente de colector en β = β 1, β1= el valor menor de β β2= el valor mayor de β Δβ= β2 - β1 RB = el paralelo entre R1 y R2 (en Fig. 1) RE= la resistencia del emisor. Vemos que para disminuir la influencia de  debemos mantener pequeño R B/ RE. Debemos notar que de esta forma se disminuye además la ganancia de corriente del amplificador. A grandes rasgos, esa relación debe ser menor meno r de 10. Veamos algunos ejemplos de polarizaciones en transistores: Ejemplo

Figura 1. Red de polarización 1 1. Escoge Escogerr el punto punto de operación operación para para el transist transistor or..   IC = 10 mA, VC = 10V, VCC = 20 V, β = 50 2. As Asum umirir uunn valo valorr par paraa VE que considere estabilidad de polarización. VE = 2,5 volts. 3. Asumir IE ≈ IC para transistores de alto beta. 4. Conoc onocie iend ndoo IE y VE, se calcula RE.  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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RE = VE / IE   = 2.5 / (10 x 10-3)   = 100 ohms. 5. Conoc onocie iend ndoo VCC, VC e IC, se calcula RC RC = (VCC - VC) / IC   = (20 - 10) / 10 x 10-3   = 1000 ohms. 6. Conoc onocie iend ndoo IC y β, se calcula I B. IB= IC / β   = 0, 2 mA. 7. Conoc onocie iend ndoo VE y VBE, se calcula VBB. VBB = VE + VBE    

= 2.5 + 0.7 = 3.2 volts.

8. As Asum umaa uunn val valor or para para IBB, cuanto más grande mejor mejor.. IBB = 1. 5 mA 9. Conoc onocie iend ndoo IBB y VBB, se calcula R1 R1 = VBB / IBB   = 3.2 / 1.5 x 10-3 ohms   = 2133 ohms 10.Conoci 10. Conociendo endo VCC, VBB, IBB e IB, se calcula R2. R2 = (VCC - VBB) / (ICC - IB)   = (20 - 3.2) / (1.7 x 10-3)   = 9882 ohms. Ejemplo

Figura 2. Red de polarización 2.

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1. Escoge Escogerr el punto punto de operación operación para para el transist transistor or.. IC = 10 mA, VC = 10V, VCC = 20 V, β = 50 2. As Asum umirir vval alor ores es ppar araa VBB e IBB para proveer una corriente constante, I B. VBB = 2 volts.  IBB = 1 mA. 3. Conoc onocie iend ndoo IC y β, se calcula I B. IB = IC / β   = 0.2 mA. 4. Conoc onocie iend ndoo VBB, VBE = 0.7 V, e IB, se calcula RE. RB = (VBB - VBE) / IB   =(2 - 0.7) / (0.2 x 10-3)   = 6500 ohms. 5. Conoc onocie iend ndoo VBB e IBB, se calcula R1. R1 = VBB / IBB   = 2 / (1 x 10-3)   = 2000 ohms 6. Conoc onocie iend ndoo VBB, IBB, IB, y VC, se calcula RF. RF = (VC - VBB) / (IBB + IB)   = (10 - 2) / (1.2 x 10-3)   = 6667 ohms 7. Conoc onocie iend ndoo VCC, VC, IC, IB, e IBB, se calcula RC.  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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RC = (VCC - VC) / (IC + IB + IBB)   = (20 - 10) / (11.2 x 10-3)   = 893 ohms Ejemplo

Figura 3. Red de polarización 3.

1. Escoge Escogerr el punto de ope operación ración para eell transist transistor or (VC, IC). IC = 10 mA, VC = 10V, VCC = 20 V, β = 50 2. Conoc onocie iend ndoo IC y β, se calcula I B. IB = IC / β   = 0.2 mA. 3. Conoc onocie iend ndoo VC, VB = VBE = 0.7 V, e IB, se calcula RF RF = (VC - VB) / IB   = (10 - 0.7) / (200 x 10-6)   = 46.5 K 4. Conoc onocie iend ndoo IB, IC, VCC y VC, se calcula RC. RC = (VCC - VC) / (IB + IC)   = (20 - 10) / (10.2 x 10-3)   = 980 ohms. Veamos una red de polarización de DC activa:

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Se usa un transistor bipolar pnp para estabilizar la polarización del transistor de RF.. Los transistores de bypass C1 y C2 son típicamente de 0,01 uF RF uF.. Las bobinas de radiofrecuencia (RFC) son típicamente hechas con dos o tres vueltas de alambre No. 36 en un núcleo de aire de 0.1 pulgadas. Funciona así: Si IC2 tiende a crecer, la corriente I3 aumenta y el voltaje emisor a base de Q1 decrece. Esto hace que baje I E1, que a su vez decrece I C2 y IB2. Esta disminución produce la estabilidad de polarización deseada. La selección del punto de operación para un transistor bipolar depende de la aplicación.

Para aplicaciones de bajo ruido y baja potencia se recomienda el punto A ya que el transistor trabaja a valores bajos de la corriente de colector. Para aplicaciones de bajo ruido y ganancias de potencia altas se recomienda el punto B. Para gran potencia de salida, en operación clase A, se recomienda el punto C. Para potencia de salida alta y mejor eficiencia, el transistor trabaja en clase AB o B usando el punto D. En el FET, FET, tenemos un caso similar. Nos basamos en la fórmula Ecuación 2  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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    

 I  D   I    DSS  1 

V GS   



V  p  

Donde, ID es la corriente drain IDSS es la corriente drain con VGS=0 VGS es el voltaje gate a source VP es el voltaje de pinch-off  Ejemplo

Figura 4. Red de polarización 4.

1. Escoge Escogerr el punto punto de operación operación para para el transist transistor or.. ID = 10 mA, VD = 10V, VCC = 20 V 2. Conoc onocie iend ndoo VCC, VD, e ID, se calcula Rd. Rd = (VCC - VD) / ID   = 10 V / 10 mA   = 1000 ohms. 3. Deter eterm min inar ar VP e IDSS desde la hoja de datos. VP = -6 volts. IDSS = 5 mA. 4. Conoc onocie iend ndoo ID, IDSS, y VP, se calcula VGS. VGS = VP ( 1 - √ I D / IDSS )    

= -6 ( 1 - √ 10x10-3 / 5x10-3) = 2.48 volts.

5. As Asum umirir uunn valo valorr par paraa VS en el rango de 2 a 3 volts.  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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VS = 2.5 volts 6. Conoc onocie iend ndoo VS e ID, se calcula RS. RS = VS / ID   = 2.5 / 10 x 10-3   = 250 ohms. 7. Conoc onocie iend ndoo VS y VGS, se calcula VG VG = VGS + VS   = 2.48 + 2.5   = 4.98 volts. 8. As Asum umirir uunn valo valorr par paraa R1 basado en las necesidades de resistencia de entrada en DC. R1 = 220 K 9. Conoc onocie iend ndoo R1, VG, y VCC, se calcula R2. R2 = [R1 ( VCC - VG)] / VG   = [220 x 103 (20 - 4.98)] / 4.98   = 664 K

Ejemplo

Figura 5. Red de polarización 5

1. Escoge Escogerr un punto punto de operaci operación ón para para el transist transistor or..  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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ID = 10 mA, VD = 10V, VCC = 20 V 2. Conoc onocie iend ndoo VCC, VD, e ID, se calcula RD. RD = (VCC - VD) / ID   = (20 - 10) / (10 x 10-3)   = 1000 ohms 3. Deter eterm min inar ar VP, e IDSS usando la hoja de datos del transistor. VP = - 6 volts IDSS = 5 mA 4. Conoc onocie iend ndoo ID, IDSS, y VP, se calcula VGS. VGS = VP ( 1 -

√ ID / IDSS )

 

= -6 ( 1- √ 10x10-3 / 5x10-3 )

 

= 2.48 volts.

5. Conoc onocie iend ndoo IG = 0, VGS = VS, e ID, se calcula RS. RS = VS / ID   = VGS / ID = 2.48 / (10 x 10-3)   = 248 ohms 6. Como IG = 0, RG puede ser elegido con un valor alto – aproximadamente 1 megohm. En la siguiente figura se muestran cinco redes de polarización típicas para FETs. FETs.

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La columna “How” indica la polaridad de las fuentes y la secuencia de aplicación de las mismas para prevenir que el FET se queme en el encendido. En las polarizaciones (d) y (e) hay una resistencia en el source, que provee automáticamente protección en transitorios. T Tener ener en cuenta que esta resistencia puede degradar la figura de ruido, y el capacitor de bypass en la fuente pued causar oscilaciones de baja frecuencia. Los capacitores de desacople a veces son puestos en paralelo con un diodo zener  para otorgar protección adicional contra transitorios, polarización inversa y sobrevoltajes. En la siguiente figura se observan distintos puntos de operación para un FET, FET, cada uno se selecciona según la aplicación.

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Para aplicaciones de bajo ruido, baja potencia se usa el punto A. El FET actúa en un valor bajo de corriente. Para bajo ruido y ganancia de potencia más alta, se recomienda B. Para potencia más alta, aunque aun usando clase A, punto C. Para mayor eficiencia, operando en clase AB o B, la corriente drain a source se debe decrecer, punto D. En la siguiente figura se muestra una red de polarización p olarización activa para un FET. FET.

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DISEÑO UTILIZANDO PARÁMETROS PARÁMETROS DE REDES DE DOS PUERTOS

Describiremos un proceso sistemático y matemático para el diseño de amplificadores de RF de pequeña señal. Es un procedimiento exacto. Las posibles fuente de error en el diseño será la incertidumbre de las medidas y de la dispersión en los parámetros de los transistores del mismo modelo. Usaremos resultados obtenidos en el trabajo de Linvill (“Transistors and Active Circuits.”, by Linvill and Gibbons, McGraw-Hill, 1961), Stern (“Stability and Power Gain of Tuned Transistor Amplifiers.” By Arthur P. P. Stern, Proc.IRE, March, 1957 ) y otros. El requerimiento habitual es el de una ganancia específica a una frecuencia dada. Otros objetivos pueden ser ancho de banda, estabilidad, aislación entrada-salida y bajo ruido. Los circuitos se pueden categorizar como realimentación (neutralización, unilateralización, o sin realimentación) y adaptación en las terminales del transistor  (admitancias de circuito adaptadas o no a las admitancias de entrada y salida del transistor). USANDO PARÁMETROS Y

Un factor muy importante en el diseño es la estabilidad es tabilidad potencial del transistor. Puede calcularse por el factor de estabilidad de Linvill: Ecuación 3 C  

 y r  y  f  



2 g i g    o  Re  y r  y  f  



Donde, ││= la magnitud del producto entre corchetes yr = admitancia de transferencia reversa, f

gy 1== admitancia conductancia de de transferencia entrada, directa, g0 = conductancia de salida Re = la parte real del producto entre paréntesis.  paréntesis.   Cuando C1 el transistor es potencialmente inestable. El factor C es una prueba de estabilidad bajo la condición de peor caso, es decir con las terminales de entrada y salida del transistor en circuito abierto. Sin realimentación externa, un transistor estable incondicionalmente no oscilará o scilará con ninguna combinación de de fuente y carga. Por el contrario, si es potencialmente inestable, algunas combinaciones de fuente y carga producirán oscilación. Se debe tener en cuenta que si C es menor pero cercano a 1, cambios en la polarización DC (debidos por ejemplo a la temperatura) pueden causar que pase a  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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ser mayor que 1, tornándose potencialmente inestable. Recordemos que los parámetros Y están especificados a un punto pu nto de polarización determinado. Por lo tanto, cuanto menor sea C, mejor es.  A pesar de que el factor C puede ser usado para determinar determinar la estabilidad potencial de un transistor, las condiciones de circuito abierto en fuente y carga no son aplicables a un amplificador real. Por ello Stern definió un factor de estabilidad k que toma en cuenta admitancias finitas en fuente y carga conectadas al transistor. Ecuación 4  K  



2  g i



 y r  y  f  

G S    g o 





G L 

Re  y r  y  f  



donde, GS = La conductancia de la fuente GL = La conductancia de la carga ECUACIONES GENERALES DE DISEÑO GANANCIA DE POTENCIA La ecuación general es: 2

G

 y f   Re(Y  L ) 2

Y  L   yo Re( yi 

 yr  y f    yo  Y  L

)

Dicha ecuación se aplica a circuitos sin realimentación. T También ambién puede ser uusado sado con circuitos con realimentación externa si son usados los parámetros Y compuestos. Se puede apreciar: a) No tiene eenn cuenta pérdidas pérdidas en la rred. ed. No computa computa pérdidas pérdidas por de desadapt sadaptación ación a la entrada ni a la salida del transistor. b) La ganan ganancia cia es in independi dependiente ente de llaa admitancia admitancia de llaa fuent fuente. e. Si quisiéramos incluir los efectos de la adaptación de la entrada en el cálculo de ganancia de potencia podríamos contemplar el uso de G T (Ganancia de Transductor ). ). Se la define como la potencia de salida enviada a una carga por el transistor dividida por la máxima potencia de entrada disponible desde la fuente. 4G S  G L  y  f  

2

GT     y  Y     y  Y     y    y i S  o  L   f   r 

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2

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YL es la admitancia vista por el transistor hacia la salida. Incluye la red de adaptación y la carga.  Análogamente YS es la admitancia vista por el transistor hacia la entrada. Definimos Ganancia Máxima Disponible (MAG por su sigla en inglés) como: Ecuación 6  MAG 

  y    f    

2

4 gig  o

Es la ganancia de potencia teórica de un transistor con y r =0 =0 y cuando YL y YS son las conjugadas complejas de y o e yi. yr =0 =0 se debe a que en condiciones normales y r  actúa  actúa como una realimentación negativa. Teniendo yr =0 =0 no hay realimentación y por lo tanto la ganancia está al máximo. En la práctica, no se puede obtener y r =0 =0 y por lo tanto no se puede conseguir una ganancia como la MAG. Por ello la MAG es una figura de mérito. Sin embargo, se lo obtienen valores cercanos a través la simultánea . Por que este valor se nos revela comodeútil.

adaptación conjugada

TRANSISTOR ESTABLE INCONDICIONALMENTE Cuando el factor de estabilidad de Linvill es menor que uno nos asegura que el transistor es incondicionalmente estable. No van a ocurrir oscilaciones para ninguna combinación de fuente y carga que sean utilizadas. Así que la estabilidad se elimina como un requerimiento para el resto del diseño.  AMPLIFICADORES SIN REALIMENTACIÓN REALIMENTACIÓN Como el transistor es incondicionalmente estable es lógico pensar en un amplificador sin realimentación debido a menos componentes y un simple procedimiento de sintonización. Para obtener la máxima ganancia elegimos YS e YL adaptados conjugadamente a yi e yo. Lo llamamos adaptación conjugada simultánea . Ecuación 7 G S  

 2 g  g  i

o

 Re y  f   y r    2   y  f   y r 

2

2 g o

Ecuación 8  BS   Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

 

 jbi





Im  y  f   y r  2 g o

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Ecuación 9 G L 

 2 g  g  i

o

 Re y  f   y r    2   y  f   y r 

2

2 g 1

Ecuación 10 

G S  g o  g i

Ecuación 11  B L

 

 jbo



Im  y  f   y r  2 g i

Donde, GS = la conductancia de la fuente. BS = la susceptancia de la fuente. GL = la conductancia de la carga. BL = la susceptancia de la carga. Im = la parte imaginaria del producto p roducto entre paréntesis. Veamos un ejemplo Ejemplo 1.   Un transistor tiene los siguientes parámetros Y a 100 MHz, con V CE = 10 volts e IC  = 5 mA. y1 = 8 + j5.7 mmhos y0 = 0.4 + j1.5 mmhos yf  =  = 52 - j20 mmhos yr  =  = 0.01 - j0.1 mmho Diseñe un amplificador el cual provea ganancia de potencia máxima entre una fuente de 50-ohm y una carga de 50-ohm a 100 MHz. Solución

Primero, calcular la estabilidad Linvill utilizando la ecuación 3 C = |yf yr | / [2g1g0 - Re (yf yr ))]]  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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= |(52 - j20) (0.01 - j0.1)| / { 2(8)(0.4) 2(8)(0.4) - Re [(52 - j20)(0.01 j20)(0.01 - j0.1)]}

  = 5.57 / [6.4 - (-1.47)]   = 0.71 Como C es menor que 1, el dispositivo es incondicionalmente estable, y podemos proceder con el diseño. Si C hubiera sido mayor que 1, sin embargo, tendríamos que haber sido extremadamente cautelosos al adaptar el transistor a la fuente y la carga ya que podría aparecer inestabilidad. El MAG del transistor se computa con la Ecuación 6: MAG = |yf |2 / 4g1g0  

= |52 - j20|2 / [4(8)(0.4)]

   

= 242.5 = 23.8 dB

La ganancia real que podemos lograr será un poco menor que esto debido a yr y a pérdidas en los componentes.  Utilizando las ecuaciones 7 a 11, se calculan las admitancias de la fuente y la carga para adaptación simultánea conjugada. Para la fuente, usando la Ecuación 7: GS = √ {[2g1g0 - Re(yf yr ))]]2 - |yf yr |2} / 2g0  

= √{[6.4 + 1.47]2 - (5.57)2} / 2(.4)

  = 6.95 mmhos Y, con la Ecuación 8: BS = -jbi + [Im (yf yr ) / 2go]   = j5.7 - j [-5.37 / 2(.4)]   = j12.41 mmhos Por consiguiente, la admitancia de la fuente que el transistor debe "ver" para transferencia de potencia óptima es 6.95 - j12.41 mmhos. La admitancia de entrada real del transistor es el conjugado de este número, o 6.95 + j12.1 mmhos. Para la carga, utilizando la Ecuación 10:  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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GL = (GSg0) / g1 = (6.95)(0.4) / 8   = 0.347 mmho Y, con la Ecuación 11: BL = jb0 +[Im (yf yr ) / 2g1]   = -j1.5 + [-5.37 / 2(8)]   = -j1.84 mmhos De este modo, para transferencia de potencia óptima, la admitancia de la carga debe ser 0.347 - j1.84 mmhos. La admitancia de salida real del transistor es el conjugado de la admitancia de la carga, o 0.347 + j1.84 mmhos. El próximo paso es diseñar las redes ydecarga adaptación de impedancias de entrada salida que va a transformar la fuente de 50 ohms a la impedancia que ely transistor le gustaría ver para transferencia de potencia óptima. El diseño de la adaptación de la entrada se muestra en el primer Ábaco de Smith del ejemplo.  ejemplo.   Este  ábaco Este ábaco  es normalizado de modo que el centro del mismo representa 50 ohms o 20 mmhos. Por lo tanto, el punto, YS = 6.95 - j12.42 mmhos, está normalizado en: YS = 50 (6.95 - j12.41) mmhos   = 0.34 - j0.62 mho Esta admitancia normalizada se muestra graficada en dicho ábaco. Nótese que su correspondiente impedancia puede ser leída directamente desde el ábaco comolaZSimpedancia  = 0.69 + j1.2 La red de ohm la adaptación de la entrada debe transformar deohms. la fuente de 50 a la impedancia representada por este punto. Como Como es sabido, existen numerosas redes de adaptación de impedancia disponibles para resolver el problema. Aquí se eligió la red L de dos elementos por simplicidad y conveniencia.  Arc AB = C en serie = -j1.3 -j1.3 ohms  Arc BC = L en paralelo = -j1.1 mhos El circuito de salida es diseñado y graficado en el segundo ábaco de Smith. Ya que los valores de admitancia necesarios en el circuito de salida son tan pequeños, este ábaco debió ser normalizado a 200 ohms (5mmhos). Por lo tanto, la admitancia normalizada en el ábaco es: YL = 200 (0.347 - j1.84) mmhos  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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  = 0.069 - j0.368 mho o, ZL = 0.495 + j2.62 ohms La carga normalizada de 50 ohm debe ser transformada a esta impedancia para transferencia máxima de potencia. Nuevamente, los dos elementos de la red L fueron elegidos para hacer la adaptación.  Arc AB = C en serie = -j1.9 -j1.9 ohms  Arc BC = L en paralelo = -j0.89 mho Las redes de adaptación de la entrada y la salida se muestran en la Figura 8. Para mayor claridad, el circuito de polarización no es mostrado. Figura 8.

C1 = 1 / ωXN   = 1 / [2π (100 x 106) (1.3) (50)]   = 24.5 pF y, L1 = N / ωB   = 50 / [2π (100 x 106) (1.1)]   = 72 nH De forma similar, para la red de salida: C2 = 1 / [2π (100 x 10 6) (1.9) (200)]   = 4.18 pF y,  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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L2 = 200 / [2π (100 x 10 6) (0.89)]   = 358 nH El circuito final, incluyendo la red de polarización, puede aparecer como se muestra en la Figura 9. Los condensadores de 0.1μF son un by-pass para la RF de 100 MHz. Figura 9

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 Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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Ejemplo 2 Encontrar la ganancia del circuito que fue diseñado en el Ejemplo 1. No tomar en cuenta pérdidas en los componentes.   Solución.

La ganancia de transductor para el amplificador se determina sustituyendo los valores dados en el Ejemplo 1 en la Ecuación 5. GT= 4(6.95)(0.347) |52 - j20| 2 / {|(8 + j5.7 + 6.95 - j12.41)(0.4 + j1.5 + 0.347 - j1.84) - (52 - j20)(0.01 - j0.1)| 2}   = 29943 / [[|8.88 |8.88 - j10.1 +1.47 +1.47 + j5.37|2]   = 231. 2   = 23.64 dB

EL AMPLIFICADOR UNILATERALIZADO La unilateralización consiste en el empleo de una red externa de realimentación Y f   para oponerse a yr . Yf  =-y  =-yr . Así la admitancia de transferencia-reversa yrc se hace cero. En general se utiliza para convertir un transistor potencialmente inestable en estable incondicionalmente. Pero también puede ser buscado por otros aspectos interesantes como la aislación entre la entrada y la salida.  Admitancia de entada caso unilateralizado: YIN=yi+yr   Admitancia de salida caso unilateralizado: YOUT=yo+yr  Ganancia de potencia caso unilateralizado: GPU=|yf --yyr |2.GL/|YL+yo+yr |2gi Ganancia de potencia caso unilateralizado con Y L adaptado conjugadamente con YOUT: GU=|yf --yyr |2/4(gi+gr )(g )(go+gf ) Ganancia de transductor caso unilateralizado: GTU=4GSGL|yf --yyr |2/|(YS+yi+yr ) (YL+yo+yr ))||2  Ing. Rafael Sotelo Sotelo 

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Estas ecuaciones se han dado en términos de los parámetros y del transistor, no de los de la red de realimentación ni de los compuestos. Vemos que YIN es completamente independiente de YL e YOUT independiente de YS. Esto significa que en un amplificador de múltiples etapas unilateralizados, el hecho de sintonizar una etapa no afectará la sintonía de las otras. NEUTRALIZACIÓN Es similar a unilateralización. Se usa una realimentación para reducir y r  pero  pero no llega a cancelarlo. Típicamente cancela la parte imaginaria. Bf =-b =-br . En muchos transistores gr