13 Compensacion en Frecuencia en Amplificadores Operacionales

COMPENSACION EN FRECUENCIA EN AMPLIFICADORES OPERACIONALES. Existen amplificadores operacionales que cuentan con terminales para la realización de la compensación en frecuencia. A continuación se verá a qué se debe que un operacional deba someterse a tal compensación y los métodos que para ello se emplean. Otros operacionales son “internamente compensados”; se verá de qué se trata esto, para luego analisar la relación entre la respuesta a frecuencias de un operacional y su “slew-rate”. ESTABILIDAD DE UN AMPLIFICADOR.

Un amplificador operacional puede ser imaginado como un amplificador de varias etapas en cascada, en que cada una de ellas incorpora, además de sus propias características de ganancia, impedancia de entrada e impedancia de salida, efectos capacitivos parásitos. Estos efectos son los que determinan el comportamiento en alta frecuencia del amplificador (en baja frecuencia, la frecuencia de corte es nula, debido a los acoplos directos). Debido a estos efectos parásitos ya no será posible plantear que el ancho de banda del operacional es ilimitado. Dependiendo de la fabricación, encontraremos amplificadores operacionales de ancho de banda muy discreto (10 Hz o menos, en lazo abierto, por ejemplo), hasta otros que superan los 10 MHz. Indudablemente, se trata de un aspecto importantísimo para determinadas aplicaciones. Un modelo simplificado del comportamiento en frecuencia de un amplificador operacional se muestra en la figura Nº1. Se muestra al operacional constituído por tres etapas de amplificación.La primera etapa, usualmente de alta ganancia A1, aporta el efecto diferencial. Las etapas de ganancia A2 y A3, usualmente de valores más bajos que A 1, aportan en ganancia de manera que finalmente se logre que la ganancia del conjunto resulte altísima

Es de notar que la ganancia total Avo, en baja frecuencia, será: Avo =A1 A2 A3 [veces]

ec.1

Avo [db] =A1 [db] +A2 [db] + A3 [db]

ec.1’

En el modelo de la figura Nº1 se muestra además los resistores R 1, R2 y R3. Estos elementos representan las resistencias de salida de cada etapa de amplificación. Se ilustra también las capacidades capacidades C1, C2 y C3, correspondientes al efecto capacitivo parásito dominante en cada una de las etapas. etapas. Es de notar que en lo anterior se está realizando una simplificación. En una etapa de amplificación no existe tan sólo una capacidad parásita. Pueden ser muchas (figura Nº2), pero se ha representado sólo una, y asociada con la resistencia de salida. Se habla del efecto dominante, dominante, o el efecto de capacidad parásita parásita más notorio notorio o molesto en relación a los otros posibles. Planteado de otra forma, se trata del efecto RC que produce la menor frecuencia de corte en alta frecuencia.

Posibles efectos parásitos en una etapa de amplificación: C1 : capacidad entre una entrada y tierra C2 : capacidad entre la salida y tierra C3 : capacidad entre las entradas diferenciales C4 : capacidad entre la salida y la entrada C5 : capacidad entre puntos de componentes medios y tierra C6 : capacidad entre componentes medios Volvamos al modelo de la figura Nº1. Supongamos que aplicamos una señal a la entrada del amplificador. Serán los efectos RC pasa bajos los que impedirán que la señal sea amplificada si la frecuencia es suficientemente alta. En efecto, serán las capacidades parásitas las que comenzarán a atenuar las señales aplicadas en las etapas siguientes, restringiendo con ello el ancho de banda del operacional. Con esto, concluímos en una primera idea: el amplificador operacional real no tiene ancho de banda ilimitado. Cada uno de los efectos RC representados es un circuito pasa bajos, por lo que tenemos a lo menos tres efectos pasa bajos que estarán determinando el comportamiento del amplificador en alta frecuencia. Si obtenemos la rspuesta en frecuencias del operacional (figura Nº3) aplicando señal a su terminal inversor (terminal directo conectado a tierra), apreciaremos lo siguiente: a) en baja frecuencia se presenta toda la ganancia del operacional, Avo, en el ejemplo, de 100 [db]. Como se ha aplicado señal en el terminal de entrada inversora, la fase entre la salida y la entrada será de 180º b) seguimos aumentando la frecuencia y el efecto reactivo aportado por C 1 (por ejemplo) comienza a hacerse comparable con el valor de R 1. Es de notar que R 1 y C1 representan un divisor de tensión cuya atenuación es función de la frecuencia. Con ello, la señal a la entrada de la etapa A 2 comienza a disminuir, con lo que el conjunto A 1 y A2 comienza a perder ganancia. Se destaca que en baja frecuencia, X C >> R, pero a medida que la frecuencia aumenta, la reactancia va disminuyendo. Es decir, el amplificador va perdiendo ganancia. Al mismo tiempo, la señal de salida comenzará a aumentar la diferencia de fase con respecto a la señal de entrada. El efecto RC pasa bajos es, además, un circuito de atraso de fase en alta frecuencia. c) Seguimos aumentando la frecuencia y comenzará a aparecer el efecto de otra capacidad parásita (con su resistencia asociada), perdiéndose más ganancia y aumentando más aún el atraso de fase, y … etc., etc. En la figura Nº3 se muestran tres frecuencias de corte (f c1, f c2, f c3), y las pendientes de atenuación que se producen, con –20, -40 y –60 [db/déc] (0 –6, -12 y –18 [db/oct]), si las frecuencias de corte se encuentran suficientemente alejadas entre ellas. Se muestra además, un punto particular anotado como “f os”. En este punto, la diferencia de fase entre la salida y la entrada es de 0º : 180º aportados por el efecto de inversión del operacional, y otro 180º aportados por los efectos de atraso de fase de los elementos RC parásitos en las distintas etapas de amplificación. Mencionamos el hecho que se necesitan a lo menos tres efectos RC pasa bajos para alcanzar estos 180º adicionales de diferencia de fase.

Es decir, existe una frecuencia f os para la cual la señal de salida está en fase con la señal de entrada, a pesar de estarse empleando como entrada el terminal inversor. Para esta frecuencia f os, el operacional aún presenta una ganancia Avc, de valor menor que Avo; pero dado que Avo es altísimo, el valor de Avc es mayor que 0 [db] (o mayor que la unidad). El problema que presenta este punto es que puede dar lugar a inestabilidad (oscilación) del circuito cuando realimentamos el operacional. Gran parte de las aplicaciones con amplificadores operacionales se logra mediante la aplicación de realimentación negativa; es decir, la señal de salida se conecta, mediante algún circuito, a la entrada inversora. Entendemos la inestabilidad, entonces, como la oscilación indeseada en un circuito de aplicación. La compensación en frecuencia corresponde a las técnicas empleadas para evitar dicha oscilación. Retomando la figura Nº3: si realimentamos totalmente el operacional (realimentación unitaria), el circuito estará en condiciones de oscilar libremente a la frecuencia f os. Para esta frecuencia f os, la salida Vo estará en fase con la señal de la entrada inversora, y el operacional aún tiene ganancia (figura Nº4)

El circuito de la figura Nº4 es una aplicación típica realizada con un amplificador operacional y se trata de un seguidor de tensión, o adaptador de impedancias de ganancia unitaria. Es uno de los casos más favorables a la inestabilidad (la realimentación es total) si no se toman las precauciones para evitarla. A modo de resumen es posible establecer que un lazo de realimentación será inestable si, abriendo el lazo en algún punto: a) existe una frecuencia f os, en el lazo abierto, para la cual las señales de salida y de entrada consideradas están en fase b) el camino (o la transferencia) de la señal, a esa frecuencia f os, en lazo abierto, presenta ganancia mayor o igual a la unidad. Según la figura Nº5, el producto beta por Avc sea mayor o igual que 1, (o que 0 [db]).

SOLUCIONES FRENTE AL PROBLEMA DE LA INESTABILIDAD.

Una primera forma de evitar la inestabilidad es actuar sobre la segunda condición generadora señalada anteriormente. Es decir, se trata de hacer que el camino de la señal, en lazo abierto, presente ganancia menor que la unidad (atenuación). A la frecuencia f os (figura Nº3), el amplificador aporta ganancia Avc. En consecuencia, la unidad o bloque de realimentación deberá ser atenuador en una cantidad de a lo menos 1/Avc ó –Avc [db]. En resumen, se trata de lograr que el producto beta por Avc sea menor que 1. Esta solución limita fuertemente las aplicaciones con operacionales en que se emplee. Otra forma de solucionar los problemas de inestabilidad consiste en modificar la respuesta en frecuencias del lazo abierto (operacional y realimentación), de modo que no exista ganancia a la frecuencia f os. Esto implica la incorporación de mallas RC (o simplemente capacidades) en terminales del operacional dispuesto para este fin; corresponde a los métodos de compensación en frecuencia. En otro operacionales, la capacidad de compensación se fabrica en el proceso de integración del chip; son los amplificadores operacionales internamente compensados en frecuencia. METODOS DE COMPENSACION EN FRECUENCIA. Compensación por frecuencia de corte dominante.

En este caso se dispone de una capacidad C, conectada externamente, que asociada con algún efecto de resistencia de salida de alguna etapa, produce una drástica reducción del ancho de banda. Así, cuando existe 0º de diferencia de fase entre la salida y la entrada, el operacional no tiene ganancia, por lo que no puede oscilar.

La figura Nº6 ilustra lo señalado anteriormente.

La figura 7 ilustra las respuestas a frecuencias del lazo no compensado, de la malla RC pasa bajos dominante, y del lazo compensado.A la nueva frecuencia de inestabilidad f os’, el amplificador presenta atenuación. Se observa además, que f d