100 Circuitos de Elektor

Nº 337

www.elektor.es

JULIO-AGOSTO 2008

5,50 

electronics worldwide A C S RA A ¡un viaje a China! N A G Y ¡o uno de los maravillosos premios de nuestra lotería de rascar!

E S PECIAL

EDICION DE VERANO con más de

1 00 circuitos, ideas y trucos ISSN 0211-397X

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proyectos

microcontroladores

a

b

c

d

e

f

g

la fuente de alimentación o reiniciar el circuito, no conseguimos flujo de corriente a través de la bobina ya que el factor proporcional del controlador es cero. Así pues, colocamos el imán sobre el sensor, lo orientamos para obtener una lectura máxima para el valor “Pv” mostrado en pantalla, y presionamos el botón S1. Esto debería provocar que la corriente se incremente. También podemos observar las consecuencias de nuestra acción por el incremento de luminosidad de los diodos LED de las salidas. Si no sucede nada, es probable que el imán haya sido colocado en la orientación incorrecta. Lo giraremos en el sentido correcto y repetiremos el experimento. Mientras más tiempo dejemos presionado el botón S1 mayor será el incremento de corriente sobre la bobina. De pronto veremos que el imán comienza a ascender y, a continuación, quedará suspendido en una posición estable. Podemos pulsar el botón S1 para conseguir que dicha altura sea aún más elevada. Si pulsamos al mismo tiempo los botones S1 y S2, el imán irá bajando de manera gradual. Si seguimos pulsando S1, en un punto determinado conseguiremos, sin duda, sobrepasar la altura máxima de levitación, el imán se saldrá del alcance de la barra de ferrita y caerá con un golpe. Así pues, ahora ya conocemos una altura máxima de levitación. Probablemente podamos incrementar ligeramente la altura de levitación ajustando cuidadosamente la posición del solenoide de la bobina. La bobina debe estar colocada a una altura suficiente para que pueda mantener flotando el imán desde la superficie del radiador. El pulsador S1 ajusta el factor de proporcionalidad del controlador, lo que significa, efectivamente, el control de ganancia. También podemos utilizar el pulsador S3 para alterar la proporción de la componente diferencial, la cual es importante para la estabilidad del conjunto. Sin embargo, en la mayoría de los casos el valor por defecto es válido. Si el imán no quiere flotar, es una indicación de que la dirección de los campos magnéticos probablemente no sea la correcta. Intentemos invertir la polaridad de la bobina. También podemos utilizar un voltímetro para verificar la tensión de salida del sensor. Dicha tensión debe esFigura 3. Etapas de montaje de la bobina: barra de ferrita con un tubo de material termo-retráctil (a) cubrir y calentar sobre la barra de ferrita (b); iniciar el proceso de bobinado (c); acabar el bobinado completo de la bobina (d); la bobina acaba cubierta con termo-retráctil (e) y con los terminales saliendo del mismo (f); bobina acabada, cubierta con el tubo termo-retráctil (g).

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Figura 4. Una sencilla configuración experimental.

tar próxima a los 2,5 V cuando el imán no está presente, mientras que dicho valor, cuando el imán está flotando sobre el sensor, debería ser de más de 4 V. Otra posibilidad de por qué el imán no “flota” es que su campo sea demasiado débil o él sea demasiado pesado. Sin embargo, esta situación la deberíamos haber superado ya con la prueba inicial sin el controlador.

MLC en C El programa en lenguaje C para el controlador de levitación (MLC) es demasiado largo y aquí solamente puede ser descrito en términos generales. Adquisición de datos del Sensor Hall y generador de tiempos El conversor A/D se utiliza para adquirir los datos del sensor Hall y como generador de tiempos. En una rutina de interrupción se tratan ocho lecturas del sensor, todo ello dentro de 1 milisegundo. Una vez realizado este proceso se activa la bandera “adc_ready” (“CA/D listo”). El lazo del programa principal utiliza esta bandera para la sincronización. La función “adc_get_average()” calcula el valor medio de las ocho lecturas del sensor, cuyo resultado forma el valor actual de la corriente para el controlador PD. Este valor medio suprime el ruido de la señal medida. Controlador El controlador PD es recalculado 1000 veces cada segundo. Gracias a este intervalo de tiempo constante, el algoritmo de control no tiene que calcular el tiempo, lo que ahorra tiempo de procesamiento. En primer lugar, se calcula el valor medio del sensor a través de la función “mlc_update”. La componente P se calcula a partir de este valor actual. La componente D se calcula como la diferencia entre los valores de corriente

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a

b

Figura 5. Detalle del prototipo ensamblado: (a) lámina base (radiador de aluminio), (b) Sensor Hall, (c) varilla de latón con terminales de la bobina, (d) abrazadera de la bobina con cables sujetos.

c

previo y actual. La salida de control (el ancho de pulso de la señal PWM) se forma sumando las dos componentes. Actuador En nuestro caso, el actuador para el sistema de control es el electroimán, en la forma de una bobina con núcleo de ferrita. Una señal PWM con una velocidad de pulso de 32 kHz controla la etapa de potencia (ULN2003). La bobina es conmutada a masa. Gracias a la alta frecuencia de la señal PWM y a la gran inductancia de la bobina, la corriente en la bobina es filtrada (integrada) fuertemente. Esto proporciona un campo magnético constante con una componente con un rizado bajo. Salida de pantalla Para evitar tener que reducir la frecuencia de control como resultado del consumo de tiempo que emplean las salidas a pantalla, las salidas están divididas en diferentes trabajos individuales. La función “mlc_write_lcd()” utiliza un “estado máquina” para realizar una simple salida a pantalla en cada ciclo de control. Control de procesos Una vez que los módulos individuales han sido inicializados, se ejecuta el mismo proceso, de modo repetido, en un lazo sin fin:

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d

1. Actualiza el lazo de control: mlc_update(); // Actualiza el control del levitación magnético 2. Salida a la pantalla LCD: mlc_write_lcd(); // Realiza una única operación LCD 3. Monitorizar los botones de control de parámetros: mlc_scan_buttons(); // Comprueba los pulsadores Kp y Kd 4. Se sincroniza con el conversor A/D: while (!adc_ready) // Sincroniza el lazo de control 5. Comienza el siguiente ciclo de control del paso 1. Control RC5 Con un receptor de IR conectado, podemos utilizar una unidad de control remoto de infrarrojos, RC5, para hacer funcionar el equipo de manera remota. El botón 1 incrementa el valor de P, mientras que el botón 4 lo disminuye. El botón 3 incrementa el valor de D, mientras que el botón 6 lo decrementa. Además, el botón 0 actúa como parada de emergencia y provoca que el valor de P se establezca a 0.

moto. Solamente el factor P (y, como resultado, la altura del levitación efectiva), puede ser ajustado utilizando los botones S1 y S2. Cuando se arranca el programa, a la variable P se le asigna el valor 0,1 para proporcionar una cierta cantidad de ganancia y poder colocar así el imán por encima del sensor, a la vez que se obtiene la máxima corriente de la bobina. El controlador realiza sus cálculos con números reales (precisión sencilla). De nuevo aquí, el valor actual se obtiene como la media de ocho lecturas individuales. El controlador solamente puede utilizar el rango entre 512 y 1023. Mientras más baja sea la posición del imán, más alto será el valor medido. El valor medido se multiplica por el factor P para conseguir la configuración del valor de la señal PWM. El sistema también podría trabajar sin la componente D, pero el movimiento queda amortiguado si se añade esta componente. Si el imán sube rápidamente, el controlador anticipa una posible salida de alcance y reduce la corriente de acuerdo a los valores obtenidos. (080359e)

Ejemplo en BASCOM El programa Basic (ver listado) se ha mantenido así de sencillo de forma intencionada, por lo que no incluye las funciones hacia la pantalla LCD y las de control re-

Nota de montaje: En la página web de Elektor, www.elektor.es, nuestros lectores pueden conseguir un kit con todos los componentes, incluida una barra de ferrita, HAL815 y un imán con el código de pedido 071035-71.

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Control doméstico por DTMF K1

R15 D8

R14 D7

R13 D6

R12 D5

R11 D4

R10 D3

D1

R8

• Controla 6 dispositivos DC de alta potencia. • Contraseña de seguridad de cinco dígitos. • Contraseña definida por el usuario. • Información al usuario por sonidos. • Contraseña y estados de dispositivos almacenados en memoria EEPROM. • Estado del dispositivo en un panel indicador de diodos LED.

R9

2

D2

Prestaciones

MOSI RST

K2

K3

D15 RE6

MISO

K10

SCK

IC1

1 IC3 C13

J1

J2

K4

9..12V

K11

R1

C4

+

C2

C1

B1

D11 R2 D10

B2

K6

RE2

K5

C15

R5 C3

C9

RE1

C14

C11

T1

IC2

R3

R4

D13 D12

K7

RE3

R6 X1 D9

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D14

K9

K8 RE4

R7

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C10

Este circuito puede ser activado utilizando nuestro teléfono móvil o el tradicional teléfono fjo (con teclas DTMF) y, después de realizar una serie de procedimientos, podremos controlar ciertas aplicaciones domésticas, alimentadas con tensión DC. Algunos ejemplos incluyen el pestillo de una puerta y la bomba de un sistema de riego para las plantas. Hacemos una llamada a casa a través del circuito y, después de tres tonos, el circuito responde a nuestra llamada, cosa que nos indica por medio de dos “beeps” (tonos). A continuación, debemos introducir nuestra contraseña. La contraseña del circuito por defecto es: 12345. Se finaliza la introducción de la contraseña con el carácter almohadilla (#). Si nuestra contraseña es correcta, volveremos a oír otros dos “beeps” cortos y podremos comenzar a controlar nuestros dispositivos o cambiar la contraseña. Si pulsamos el carácter “*” entraremos en el menú de la entrada de contraseña. Introducimos una nueva contraseña utilizando las teclas de los números (0-9), con una longitud de cinco dígitos. Para

C12

¡Precaución! Mantenga las precauciones eléctricas de seguridad cuando conecte a este circuito cargas que trabajan con tensión de red.

Funcionamiento

C5

¡Precaución! Este circuito no ha sido aprobado para la conexión a una red telefónica conmutada pública (public switched telephone network o PSTN).

RE5

IC4

Por Hesam Moshiri

Lista de Materiales Resistencias

R1 = 68kΩ R2,R4 = 1kΩ R3 = 330Ω R5 = 10kΩ R6 = 100kΩ R7 = 220kΩ R8-R15 = 220Ω

Condensadores

C1,C2,C3,C5,C9-C12,C15 = 100nF C4 = 2µF2 40V radial C13 = 1000µF 40V radial C14 = 100µF 40V radial

Semiconductores

B1,B2 = B50C1500 (80Vpiv, 1,5 A) D1-D8 = LED, baja corriente, 3mm D9 = diodo zéner de 4V7 400mW

D10-D15 = 1N4001 T1 = BD139 IC1 = Atmega8-16PC, programado, Tienda de Elektor, Ref. #080037-41 IC2 = MT8870 IC3 = 7805 IC4 = ULN2004

Varios

RE1-RE6 = relé con bobina de 12V, por ejemplo, V23057 X1 = cristal de cuarzo de 3,5795 MHz K1,K2,K3 = conector “boxheader” de 10 terminales K4 = Bloque terminal para circuito impreso, raster 5 mm K5-K10 = Bloque terminal para ciruito impreso, raster 7,5 mm K11 = conector RJ11, para montaje en circuito impreso, Hirose TM5RE1-64 (Digikey # H11257-ND) J1,J2 = conector “pinheader” SIL de 3 terminales para circuito impreso con puente ref. 080037-1 en www.thepcbshop.com.

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R11 220R

R12 220R

R13 220R

R14 220R

R15 220R

D4

D5

D6

D7

D8

J1

R10 220R

D3

K11

R9 220R

D2

100n

C3

TEL

R8 220R

100n

B2

GND

GND

B80C1500

5 4 3 2 1

C9

B1

K1

B80C1500

J2

RJ11

6 7 8 9 10

R5 10k

0u1 50V

C2

0u1 50V

C1

3.5795MHz

X1

R6 100k

R7 220k

100n

C10

R3

2u2 50V

C4

GND

+5V

IC2

R2 1k

1k R4

C5

GND

R1

OSC2

StD Q4 Q3 Q2 Q1

0u1 50V

INH PWDN

MT8870

INOSC1

St/GT ESt IN+ Vref GS

BD139

T1

8

2 7

17 16 1 4 3

68k

330R

10 TOE

18 Vdd Vss

D1

4V7

D9

5 6

15 14 13 12 11

GND

C11 100n

5 6 11

2 3

12

13

4 17 16 15 14

+5V

PB4 (MISO)

PC6 (RESET)

GND

PD3 (INT1) PD4 (XCK/T0) PD5 (T1)

PD0 (RXD) PD1 (TXD)

ATmega8-16PC

PD6 (AIN0)

PD2 (INT0) PC0 (ADC0) PB3 (MOSI/OC2) PC1 (ADC1) PB2 (SS/OC1B) PC2 (ADC2) PB1 (OC1A) PC3 (ADC3) PB0 (ICP) PC4 (ADC4/SDA) PC5 (ADC5/SCL) IC1 PB5 (SCK) PD7 (AIN1)

GND

100n

C12

8 GND 9 XTAL1

9

20 AVCC

7 VCC

21 AREF 10 XTAL2 22 GND

18

1

23 24 25 26 27 28 19

9V...12V DC

K4

MOSI NC RESET SCK MISO

GND

8

1 2 3 4 5 6 7

IC4 OUT1 OUT2 OUT3 OUT4 OUT5 OUT6 OUT7 CM

1 2 3 4 5

K2 10 9 8 7 6

ULN2004AI

GND

IN1 IN2 IN3 IN4 IN5 IN6 IN7

16 15 14 13 12 11 10 9

+5V GND GND GND GND

10 9 8 7 6

GND

+5V

+5V

100u 100n 16V

C15

1000u 16V

GND

2

+5V

C14

1

IC3 7805 3

C13

VCC

K3 GND

080037 - 11

1 2 3 4 5

+5V

1N4001

D15

1N4001

D14

1N4001

D13

1N4001

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D11

1N4001

D10

VCC

2

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1 2

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1 2

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VCC

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5 3 4 5 3 4 5 3 4 5 3 4 5 3 4

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RE1

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finalizar la introducción de la contraseña lo hacemos con el carácter almohadilla “#” (por ejemplo, 54321#). Al final de todo esto, oiremos un ‘beep’ largo indicándonos que nuestra nueva contraseña ha sido almacenada en memoria y que el circuito desconectará la llamada telefónica. Si no pulsamos el carácter “*”, podemos pasar a controlar nuestros dispositivos introduciendo el número preasignado a cada uno de ellos. Por ejemplo, el número “1” podría ser para la puerta principal o la puerta trasera de la casa, de manera que cada vez que lo poseemos se abrirá dicha puerta. Los números del 2 al 6 se utilizan para controlar cinco dispositivos adicionales. Al pulsar cada una de las teclas estaremos cambiando el estado del dispositivo, cosa que podremos comprobar escuchando el correspondiente sonido asociado al estado del dispositivo (ver diagrama de flujo). Después de cada comando, se almacena el nuevo estado del dispositivo en la memoria EEPROM. Una vez que todos los dispositivos han sido controlados, basta con colgar la llamada. Si el circuito descuelga la llamada pero el usuario no introduce ningún número, el propio circuito se encarga de colgar la llamada después de 7 segundos. En todos estos procesos, el circuito nos informará de la aceptación de los comandos con la recepción de un corto tono (“beep”). Debemos ser pacientes y esperar brevemente a que el circuito reciba y procese el número pulsado. Se acepta un número máximo de tres entradas de contraseñas erróneas. Con cada contraseña errónea que introduzcamos, podremos oír un tono largo y, si introducimos una contraseña errónea por tercera vez, podremos oír un tono largo de nuevo después del cual, el circuito cuelga la llamada. El circuito muestra el estado de todos los dispositivos por medio de su panel de diodos LED. El diodo D1 indica que el circuito está alimentado; el diodo D2 el estado de respuesta (ON: línea de teléfono ocupada; OFF: línea de teléfono libre). Los otros diodos LED indican el estado de los dispositivos controlados (LED ON: dispositivo = ON, LED OFF: dispositivo = OFF).

Descripción del circuito

El esquema eléctrico de la Figura 1 está formado por estas partes principales: la fuente de alimentación, el detector de timbre, el circuito de respuesta, el decodificador de tonos, el microcontrolador, los relés de salida y el circuito controla-

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Tabla 1. Configuración de programación del ATmega8 CKSEL0

0

CKSEL1

0

CKSEL2

1

CKSEL3

0

CKOPT

1 1: Sin programar, 0: Programado

dor del panel de diodos LED. La fuente de alimentación incluye el circuito integrado IC3 y los condensadores C6, C7 y C8, generando una tensión de alimentación de +5 V para el circuito. El detector de timbre comprende B2, C1-C4, R1, R2 y D9. Los condensadores C1, C2 y C3 capturan la tensión del timbre de llamada (AC), comprendida entre 80 V y 100V, a 25 Hz. El puente rectificador B2 convierte la tensión de timbre a una tensión DC. El condensador C4 se utiliza como reducción de ruido, mientras que R1, R2 y D9 crean un nivel adecuado de tensión en el terminal PD4 del microcontrolador. Cuando realizamos una llamada a través del circuito, aparece un pulso de llamada de +5 V en el cátodo de D9. El circuito de respuesta incluye los componentes B1, C5, R4, R3 y T1. Si queremos que el circuito responda al primer tono de llamada, colocaremos una resistencia en paralelo con la línea del teléfono, reduciendo la tensión de línea aproximadamente a unos 15 VDC, con lo que pasa una corriente de unos 20  mA a través de dicha resistencia. Responder a una llamada implica llevar al transistor T1 a saturación. Por lo tanto, la corriente de la línea telefónica pasará a través de la resistencia R3. Para colgar la llamada, el transistor T1 tiene que pasar a corte. Por otro lado, la función del condensador C5 es la de introducir en la línea un sonido producido por el microcontrolador. El circuito decodificador de tonos DTMF incluye los componentes R5, R6, R7, C9, C10, C11, X1 e IC2. El circuito integrado IC2 (un MT8870) es un decodificador de tonos DTMF. Este circuito recibe los tonos DTMF a través de R5, R6 y C9. El dato binario correspondiente a cada código aparece en los terminales Q1-Q4. Un código de entrada viene indicado por el flanco de subida del terminal STD. Dicho evento se lleva al terminal INT0 del microcontrolador. Un nivel alto en el terminal TOE del MV8870 habilita las salidas Q1-Q4. En nuestro caso está limitada a la tensión de alimentación de +5 V. El microcontrolador es un ATMega8 de Atmel. La etapa final está equipada

con un circuito integrado ULN2004, constituido de un grupo de transistores Darlington de alta corriente y alta tensión, lo que le permite trabajar fácilmente con las corrientes que se gestionan en los relés y en el panel de diodos LED. Cada terminal de salida de este circuito integrado puede controlar hasta un total de 500 mA. El panel de diodos LED incluye los diodos D1-D8, los cuales nos indican la actividad y el estado de todos los dispositivos. Los condensadores C11 y C12 se han incluido para la reducción de ruido, por lo que se han seleccionado condensadores cerámicos multicapa para este propósito.

Montaje y uso

En la Figura 2 se muestra la placa de circuito impreso para este controlador. Una sección de la placa comprende el circuito principal, mientras que la otra está dedicada al panel de diodos LED. Las dos placas están interconectadas a través de un conector IDC de 10 líneas (2x5). Una vez que el circuito ha sido montado, el microcontrolador debe ser programado con el fichero hexadecimal que se encuentra dentro del archivo de descarga gratuito 080037-11.zip y que podemos encontrar en la página web de Elektor. También está disponible el código fuente: ha sido generado utilizando el compilador MikroC de la casa MikroElektronika. Conectemos ahora a J1 el adaptador de tensión de red de 9-12 VDC. A continuación, programamos el microcontrolador por medio del zócalo ISP K2. Seleccionamos la fuente de reloj interno del microcontrolador controlando los bits de selección que se muestran en la Tabla 1. No debemos olvidar de programar tanto la memoria Flash (nombrefichero.hex) como la memoria EEPROM (nombrefichero.eep). Conectaremos nuestras aplicaciones eléctricas a nuestro circuito (ver Figura 5) observando todas las precauciones de seguridad eléctrica relevantes. La memoria EEPROM del circuito asegura que las configuraciones realizadas no se pierden después de un reinicio o cuando se produce una interrupción de la tensión de red. Por último, podemos calcular la seguridad del sistema. Con una contraseña de cinco dígitos, tenemos una probabilidad de 1 entre 100.000 de introducir el código correcto por casualidad, algo que parece suficiente para un sistema tan sencillo. (080037-I)

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Avisador de correo Por Mathieu Coustans

El proyecto de este autor ha sido el de montar una placa de circuito impreso con componentes totalmente estándar y fáciles de localizar, ya que el objetivo era el de trabajar con una electrónica sencilla pero eficaz. En su primera versión, el circuito en cuestión memoriza que el cartero ha pasado (no detecta al cartero, pero sí cualquier carta introducida en el buzón, al levantar la tapa que protege el mismo) y puede señalizar este evento, de un modo luminoso (por medio de un diodo LED) o sonoro (con un zumbador o una alarma de voz basada en los ISD25xx, opción que el autor ha eliminado rápidamente debido a la contaminación sonora generada y al consumo de corriente, sensiblemente mayor al de un diodo LED). Aquellos que intentan a toda costa equipar sus sistemas con una alarma de tipo vocal, pueden echar una ojeada a la página web del autor, para ver la que ha utilizado y que se encuentra en la dirección mencionada anteriormente, antes de abandonar esta opción. La casa Conrad vendé un módulo electrónico de conexión directa por unos 9 € [1]. Una ojeada rápida al esquema eléctrico nos permite constatar que es de

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S1 Imán

Blindaje

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RAZ

C1

ILS (Interruptor de lámina flexible)

D

R 4

4k7

R3

T1

4k7

S 6

10k

IC1

T2

R4

R5

R6

BZ1

D1

R2

R1

IC1 = 4013

2

C

1µ

14

1

IC1.A

3

10k

¿Habrá pasado el cartero? Este proyecto nació con la idea de evitar tener que ir a verificar si el cartero ha pasado en un día de lluvia. Claro está, en verano llueve mucho menos, pero puede pasar (¿por qué no?) y (de acuerdo a la ley de Murphy), suele suceder cuando esperamos un correo importante. Además, no todo el mundo está de vacaciones en verano y muchas personas entran en casa antes de echar una ojeada a su buzón. Sería simpático disponer de un pequeño lugar desde el que poder visualizar es estado de nuestro buzón de correo. Hasta hace muy poco tiempo, este tipo de accesorio (de lujo) estaba reservado a las villas particulares con instalación de equipos de vídeo. El resto, los simples mortales, no sentimos la necesidad de vigilar el buzón con una cámara de vídeo. Así pues, el autor de este artículo ha decidido crear un montaje que, en su primera versión, no debería costar más de 5 €, cantidad ridícula si pensamos que está todo incluido.

Alarma sonora

7

LED

Alarma luminosa 080243 - 11

Imán pegado a la parte móvil ILS delante del imán fijado en el interior

Buzón

Tabla de verdad del CD4013 Cambio de nivel

D

R

S

Q

Q

Transición de Bajo->Alto

0

0

0

0

1

Transición de Bajo->Alto

1

0

0

1

0

Transición de Alto->Bajo

x

0

0

Q

Q

Valor indiferente

x

1

0

0

1

Valor indiferente

x

0

1

1

0

Valor indiferente

x

1

1

1

1

una sencillez extrema. El componente central es un circuito integrado lógico del tipo CD4013 (lógica secuencial), un biestable D con una puesta cero y puesta a “1” prioritaria, que se activa a nivel alto. En el apartado correspondiente, podemos ver la tabla de verdad de cada uno de los dos biestables. Es algo más complicada de lo que aparenta a primera vista (CL = Clock, D = Data, R = Reset, S = Set, Q = Salida Q y Q = SalidaQ). Podemos ver que esta señal no se dispara más que una vez en su flanco ascendente. Ese flanco es generado por el interruptor ILS (imantado) ya que éste último es

sensible a una variación importante del campo magnético: el simple hecho de levantar la tapa móvil del buzón para insertar el correo, permite generar un cambio de estado en el contacto del ILS (Interruptor de Lámina Flexible, o bien relé Reed). El esquema muestra claramente las posiciones respectivas del ILS y del imán. El autor de este artículo tiene previsto una gran cantidad de evoluciones potenciales de su montaje. Así pues, si estamos interesados en el tema, podemos echar una ojeada, de vez en cuando, en su “blog” [2] para ir viendo cómo evolucionan las cosas. (080243-I)

Enlaces en Internet [1] Página web del autor: http://ludvol.free.fr/articles.php?lng=fr&pg=211) [2] Blog del autor: http://lespace-electronique.blogspot.com/

63

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Iluminación de jardín con Flowcode Por Jan Middel Probablemente el lector ya conozca Flowcode gracias a los múltiples proyectos con E-blocks que ha ido publicando Elektor. Este año, en el especial de verano, también tenemos un proyecto que se puede programar con Flowcode. El circuito que presentamos aquí utiliza un microcontrolador programado con Flowcode para que la luz esté encendida con cierta regularidad. El núcleo del circuito está compuesto por un microcontrolador PIC16F88. Utiliza una pantalla de 2x16 caracteres para mostrar los ajustes, que se pueden ajustar con tres botones. La pantalla se ajusta con P1. El transistor PIC controla T1 a través de la salida RA3, que a su vez puede encender y apagar la luz con un relé. La tensión de alimentación se estabiliza con un IC estabilizador 7805 estándar. S1 es un interruptor de reinicio (reset), conectado a la entrada MCLR del PIC. MCLR VDD R5

LDR1

17 18 1 2 3 4 15 16

R11 390R

R12

C1 22p

GND

IC2 1

K1 +12V

C4

7805 2

+12V

100n

VDD 3 C5 100n

6 7 8 9 10 11 12 13

VSS

6k8

X1

RB0/INT/CCP1 RA0/AN0 IC1 RA1/AN1 RB1/SDI/SDA RA2/AN2/CVREF/VREFRB2/SDO/RX/DT RA3/AN3/VREF+/C1OUT RB3/PGM/CCP1 RA4/AN4/T0CKI/C2OUT RB4/SCK/SCL PIC16F88-I/P RB5/SS/TX/CK RA5/MCLR/VPP RB6/AN5/PGC/T1OSO/T1CKI RA6/OSC2/CLKO RB7/AN6/PGD/T1OSI RA7/OSC1/CLKI

C2

+12V

6,5536MHz 22p

D10

GND GND

RE1

1N4001

K5

R10 390R

VDD R2 6k8

LDR2

GND

3 4

GND

2

RESET

GND

LDR

GND

100n

Vss VDD V0 RS RW E D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

LCD 2x 16characters

C6

GND

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16

5

R9

VDD

1

VDD

R3

4k7

4k7

R8 4k7

R7

ENTER

14

UP

LCD1

VDD

VDD

VDD

DOWN

S4

5

S3

390R

390R

10k

S2

S1

R6

390R

R4

R1

T1

D1

BC547 GND

64

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080113 - 11

GND

GND

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debe estar a nivel “alto” en estado normal de funcionamiento (nivel bajo para un reset). De ahí que esta entrada esté conectada a la tensión de alimentación a través de una resistencia pull-up R1. Hemos escrito un programa en Flowcode que activa el relé en los siguientes momentos: - Si son más de las 16.00 horas. - Si la luz que detecta la LDR es inferior a un umbral (que tendremos que establecer). - Por la mañana de 7.00 a 8.00 horas. - Por la noche, a las 23.00 horas se desactiva el relé (excepto viernes, sábado y domingo, que la luz permanece encendida una hora más). De día, la pantalla muestra en que momento se ha activado la luz exterior. Para ajustar los tiempos de encendido se procede de la siguiente manera: hacemos un reinicio (reset); el programa se iniciará con el texto de bienvenida. A

“enter”, y nos pedirá que ajustemos el umbral de luz. Este valor se comparará con la cantidad de luz que detecta la LDR. Si el valor de la LDR es inferior al umbral indicado, la luz se encenderá. Si pulsamos “enter” de nuevo, podremos indicar los días laborables. Así determinamos los días en que la luz permanecerá encendida más tiempo por la noche. Si pulsamos “enter” una última vez, volverá a activarse el reloj. Naturalmente, se pueden modificar varias cosas en el software. Por ejemplo, el momento en que se enciende la luz por la mañana. Evidentemente, se puede eliminar si no nos interesa. (080113)

continuación, pulsamos la tecla “enter”. Entonces, con las teclas arriba y abajo determinamos las horas deseadas. Pulsamos de nuevo la tecla “enter” para pasar a ajustar los minutos (del mismo modo que las horas). Pulsamos de nuevo

Descargas El archivo Flowcode de este proyecto, 080113-11.zip y el esquema del circuito (080113-1), están disponibles en el sitio web de Elektor como descarga gratuita.

Distribuidor de video con 5 salidas compuesto procedente de un reproductor o un generador de video (analógico) y poder aplicarla a la entrada de hasta cinco equipos que necesiten de ella, como monitores, TV, VCR, etc … Por ejemplo, en un gran salón, podríamos ver las mismas imágenes que reproduce nuestro DVD en cinco pantallas de TV diferentes mientras escuchamos el sonido a través de un amplifi cador independiente. El circuito se basa en un amplificador operacional con un gran ancho de banda (EL2020 o similar) que amplifica la señal de video aplicada a la entrada en un margen regulable de +/- 6 dB. El transistor de salida Q1 entrega la señal a las cinco salidas cuya impedancia característica es de 75 Ω.

Por Eduardo Corral Los aficionados (o profesionales) al mundo del video encontrarán en este pequeño distribuidor/amplifi cador de señal un magnifico aliado a la hora de

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El circuito necesita de una alimentación de +/- 12 V, que se compartir una única señal puede obtener de una fuente de alide video entre varios equipos. Sus apli- mentación convencional como la que caciones son múltiples pero, básicamen- muestra el esquema. (080478-I) te, se trata de tomar la señal de video

65

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Comando programable de servo Por Gilles Clément

66

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IC2 78L05 1 6 R1 10k

El objetivo del montaje descrito en este artículo es el de realizar un inversor de sentido para servomotores que permita así invertir el control de un servomotor de modelismo, de acuerdo con la orden dada a la salida de una línea del receptor de radio comando. En consecuencia, este módulo se intercala entre una de las salidas del receptor y el servomotor a comandar. Una de las aplicaciones más evidentes es la inversión del sentido de rotación del eje de carga (balancín) de un servomotor. Esta función es útil cuando todas las líneas del receptor están saturadas y es necesario comandar un segundo servomotor en paralelo con el primero (con un cable en “Y“) pero invirtiendo el sentido de uno de los dos. En el caso más general, a menudo es muy útil el poder ajustar también, de forma independiente, las posiciones extremas del eje de carga, así como la posición neutra (cuando los dos servomotores no son exactamente idénticos o que no están montados de la misma manera en las dos alas). El recorrido de los servomotores de modelismo está codificado por medio de cronogramas de tiempo variable (PWM, es decir Pulse Width Modulation). La longitud de estos anchos varía normalmente entre 1 ms y 2 ms, y la recurrencia de las señales de 20 ms (50 Hz). Los comandos del emisor están dotados de potenciómetros cuyos recorridos definen la longitud del cronograma de cada vía. Estos cronogramas son enviados, de manera sucesiva (mientras haya vías) al receptor que los descodifica y los presenta sobre sus salidas correspondientes, según su orden de llegada. Como ya hemos dicho, el objetivo aquí es el de invertir el desplazamiento total de un eje de carga de un servomotor, permitiendo un desplazamiento manual del conjunto para conseguir un ajuste del neutro del timón (trim). Veamos ahora la electrónica. Si pusiésemos en juego las siete familias de microcontroladores podríamos haberlo echado a suertes: ya que, en la gran familia, me pregunto si… el pequeño 12F675… ¡realmente es extraordinario! Una pequeña maravilla de ocho terminales! Aunque sea realmente pequeño (DIL 8), es capaz de realizar una gran cantidad de cosas. Así pues, el corazón del montaje con el

7 4

GP1

GP4

IC1 GP0

GP5

PIC12F675 GP3

GP2

3 2 S1

5

8

080323 - 11

que nos encontramos es, en efecto, un 12F675. Como es lógico, para que el montaje funcione es necesario que el microcontrolador esté cargado con su correspondiente fichero hexadecimal, extraído del fichero 080323-11 (ver Descargas). El microcontrolador tan sólo requiere tres componentes adicionales (si nos olvidamos del prolongador del servomotor, el elemento más caro de este montaje): un regulador de + 5 V (78L05), encargado de generar la tensión de alimentación, un botón-pulsador de miniatura, que se ocupa del órgano de comando, y una resistencia de pull-up. Toda esta electrónica se puede colocar sobre un trozo de placa de circuito impreso de experimentación, de 9 x 6 agujeros, lo que le permitirá ser insertada en el modelo reducido correspondiente. Dos palabras sobre la calibración del oscilador interno. El último octeto de la memoria de programa del 12F675 contiene el valor de la calibración del oscilador interno que permite ajustar el reloj de 4 MHz con una precisión del ± 1%. Por lo tanto, es necesario leer este octeto y almacenarlo al principio de las manipulaciones (haciendo una lectura de la memoria), ya que cometemos el riesgo de borrarlo cuando realicemos la primera programación. Uno de los aspectos más importantes de este montaje es el de sus reglajes (ya que conocemos cuáles son las consecuencias de un error en este nivel. Así pues, intentemos pilotar un modelo reducido invirtiendo los comandos…).

Atención: no debemos tocar el emisor durante esta fase, es decir, durante el encendido del receptor, ya que se hace la medida de la señal de salida del receptor cuando el control del emisor está en reposo. En primer lugar, se comienza por confirmar la medida de la señal de entrada, algo muy importante para que el cálculo de la señal de salida sea correcto. Atención: el aviso de que no se debe tocar el emisor durante esta fase vale también aquí, por las mismas razones. Si se acciona por segunda vez el botónpulsador, se activa el desplazamiento progresivo del neutro. Después, si se les suelta para volverlo a pulsar rápidamente, el movimiento se efectúa en el otro sentido. La salida de este modo se realiza de forma automática si el botónpulsador no ha sido accionado durante 2 segundos. El servomotor vibra un poco para indicar el fin de las etapas. Como conclusión: este circuito funciona muy bien y no cuesta „el ojo de una cara“... [email protected] (080323-I)

Enlaces en Internet Hojas de características del 12F675 http://ww1.microchip.com/downloads/en/ devicedoc/41190c.pdf

Descargas Los ficheros con el código fuente y hexadecimales de este proyecto (con ref. 080323-11.zip) están disponibles en la página web www.elektor.es.

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Cable USB RS-232 Son los “buffers” internos del circuito los que generan los niveles eléctricos de 12 V exigidos por la norma RS-232. Este circuito funciona correctamente tanto con tensiones de 3,3 V como de 5 V y soporta estos dos niveles sobre sus entradas/salidas lógicas. En teoría, también debería funcionar correctamente con la versión 3,3 V del cable mencionado anteriormente, Por Antoine Authier VCC

C1

K1

El conversor USB ↔ Serie elegido aquí es el cable inteligente TTL-232R-5.0V de la casa FTDI, disponible bajo la referencia 080213-71 (ver la página web de Elektor).

Condensadores:

C1 a C5 = 100nF/25V (CMS1206) IC1 = MAX3232CSE (o ESE)

Las señales disponibles en lógica TTL a la salida del cable son transformadas, sobre la pequeña placa que se describe aquí, en señales RS-232. El adaptador de nivel/protocolo es un MAX3232 (Maxim). El circuito integrado incluye dos emisores y dos receptores, algo que se adapta perfectamente a nuestro conversor USB ↔ Serie que comporta las cuatro señales fundamentales de un puerto serie estándar RS-232. Es decir, las dos señales principales de emisión TXD (Transmit Data) y RTS (Request To Send) y las dos señales principales de recepción RXD (Receive Data) y DTR (Data Terminal Ready).

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3

6

100n T-RTS

11

5

T-RXD

10

4

T-TXD

12

3

T-CTS

9

2

C2

1

100n

4 5

C1+ C1–

V+

K2 16

6

IC1

T1IN

T1OUT

T2IN

T2OUT

R1OUT

R1IN

R2OUT

R2IN

RXD

2

14

RTS

7

7

TXD

3

13

CTS

8

8

4 C5

C2+

MAX3232CSE C2–

1

9 5

15

100n

V-

SUB-D9

El conector Sub-D puede ser recuperado de un viejo cable, 080470 - 11 100n siempre y cuando sea un conector macho. Introducir y desplazar la placa entre las el TTL-232R-3V3, (sin embargo, este dos filas de terminales para soldar cada punto no lo hemos verificado de modo punto de manera directa en sus lugares experimental). previstos. Si no disponemos del cable completo, Para terminar, podemos proteger el podemos utilizar el módulo TTL-232R- conjunto envolviéndolo todo dentro 6

C4

Varios:

K1 = conector tipo “pinheader” SIL de 6 terminales acodado en 90° K2 = conector SUB-D de 9 terminales macho para cable Cable TTL-232R-5.0V de FTDI, referencia Elektor 080213-71 Trozo de tubo termo-retráctil de gran diámetro.

PCB (que se corresponde con TTL-232RPCB-3V3 para 3,3 V, ambos disponibles en la dirección de Internet indicada). Los componentes SMD (Componentes de Montaje Superficial) de la serie 1206 utilizados en este montaje, permiten obtener una placa compacta, cuyos componentes pueden ser manipulados por un lector poco habituado a este tipo de materiales con lo que, si realiza este montaje de manera manual, podrá desarrollar su destreza y atreverse con montajes SMD más complejos. La realización del montaje no debe suponer mayores problemas. Comenzamos

6 5 4 3 2 1

K1

(c)Elektor 080470 v1.2 IC1

C3

1

C5

GND [black wire]

C2

C4

1

Semiconductores:

1

100n

5

Lista de materiales

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VCC 2

FTDI TTL-RS232

Este montaje permite, a partir de cualquier ordenador provisto de puertos USB, conectar directamente un conector serie simple y tradicional. El circuito adapta totalmente a la norma RS-232 las señales eléctricas de un conversor USB ↔ Serie TTL. En resumen, el circuito transforma un puerto USB en un puerto serie estándar básico, es decir, tan sólo las cuatro señales fundamentales están disponibles.

soldando el circuito integrado y los condensadores y, seguimos con los conectores. Utilizaremos un conector tipo “pinheader” acodado de 90° para reducir la tensión del cable. Con un conector no acodado, el cable y la placa formarían un ángulo recto bastante molesto y poco elegante.

C3

C1

K2

de un tubo termo-retráctil de diámetro adecuado. (080470-I)

Enlaces en Internet Hojas de características del MAX3232: http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/MAX3222MAX3241.pdf

Descargas El diseño de la placa (con la ref. 080470-1) está disponible para su descarga gratuita en la página web www. elektor.es.

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Receptor GPS • Alimentación: 5 V/115 mA. • Antena GPS integrada. • Visualización del estado del sistema por medio de un diodo LED rojo (que parpadean si el módulo está buscando los satélites para la obtención de los datos, cuando ha conseguido recibir correctamente al menos tres satélites). • Alta sensibilidad (–152 dBm para el seguimiento y –139 dBm para la adquisición). • Una batería recargable para el almacenamiento de la memoria y de reloj en tiempo real. • Precisión de la posición de ± 5 m y una precisión de la velocidad de ± 0,1 m/s • Solamente 4 terminales de conexión; el primero para GND, el segundo para Vcc = + 5 V, el tercero para la Comunicación serie, TTL, 8 bits de datos, sin paridad, 1 bit de parada, no invertida (SIO : Serial Input Output, con transmisión a 4 800 bps; y el cuarto para las elección del modo (1 solo hilo de datos).

Presentación de las informaciones de longitud y altitud Existen 3 formatos posibles para presentar los datos de longitud y latitud: • Formato “coordenadas GPS” (grados, minutos y fracción de minutos). Ejemplo: 36°35,9159’ • Formato “DDMMSS” (grados, minutos, segundos). Ejemplo: 36°35’54,95’’ • Formato “decimal”. Ejemplo: 36,5986° El autor utiliza el formato de presentación en coordenadas GPS.

+5V

IC1

S1

JP1

LCD1

7805

Presentación del sistema GPS

Los satélites envían ondas electromagnéticas que se propagan a la velocidad de la luz. Conociendo este detalle y el tiempo que la onda ha tardado en recorrer el trayecto, podemos calcular la distancia que separa el satélite del receptor. Para medir el tiempo utilizado por la onda hasta alcanzar el

68

Verano ES-9 (68-75).indd 68

7

8

9

D7

6

D6

5

D5

4

D4

3

10 11 12 13 14

1k5 PGD PGC

+5V C1 R2

J2

S2

Modo de funcionamiento 1

MCLR PGD

2

PGC

3

GND

+5V

4

Programación con ICD-2

5 6 7

2

M1

11 SIO RAW

3

12

4

13

Receptor GPS 1

17 18

J3

GND

MCLR

RB0/INT

IC2

RA0

RB1 RB2

RA1

RB3

RA2

RB4

RA3

RB5

RA4

RB6/PGC

RA5

RB7/PGD

RC0

21 22 23 24 25 26 27 28

PIC16F876

RC1

RC3

RC2

RC5

RC6/TX

RC4

14 16 15

RC7/RX 8

RXD Comunicación PC con hyperterminal

100n 20

OSC1 OSC2

TXD

R3 10k

Principio de funcionamiento

2

R1

10k

El Global Positioning System (GPS, o Sistema de Posicionamiento Global) es el principal sistema mundial de posicionamiento por satélite actual y el único que está totalmente operacional, en espera del sistema europeo Galileo. Este sistema, puesto en funcionamiento por el Departamento de Defensa de los Estados Unidos en los años 60, permite a una persona, equipada de un receptor de tramas GPS, conocer su posición sobre la superficie de la tierra. El primer satélite experimental fue lanzado en 1978, pero la constelación de 24 satélites no estuvo operacional totalmente hasta 1995.

1

+5V

D3

100µ 16V

D2

470n

D1

470n

D0

C3

E

C4

R/W

1N4007

C2

RS

D1

VO

LC DISPLAY LM016L 9V

VDD

Aparte de la simple navegación con el coche, existen otras muchas aplicaciones del GPS. Así, por ejemplo, podemos utilizarlo para referenciar gráficamente un “vivero“ de champiñones en plena naturaleza… Sin querer rivalizar aquí con los receptores GPS comerciales, que permiten efectuar la goelocalización de un vehículo o de un peatón en una ciudad, apoyándose sobre un mapa de cartografía digital, nuestro dispositivo tan sólo permite decodificar las tramas GPS emitidas por los satélites y de presentar claramente las coordenadas geográficas del latitud y longitud, informaciones suficientes para referenciar un punto en pleno bosque. Aparte del precio (unos 100 €) y de su peso, el interés del receptor que presentamos en este artículo está también en su alimentación. En efecto, basta con utilizar una simple pila de 9 V, contrariamente a los receptores comerciales que utilizan para su alimentación una batería específica, integrada y, generalmente, no sustituible… Por último, el sistema puede ser integrado fácilmente sobre un objeto móvil como pueda ser un robot.

Características técnicas:

VSS

Por Thierry Duquesne

9

X1

C5 22p

10 19

C6 20MHz

22p 080238 - 11

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receptor, el receptor GPS compara la hora de emisión (incluida en la señal) y la de la recepción de la onda emitida por el satélite. Si el receptor tiene una hora de reloj perfectamente sincronizada con la de los satélites, 3 satélites son suficientes para determinar la posición en 3 dimensiones por triangulación. Sin embargo, si éste no es el caso, son necesarios 4 satélites para poder ajustar los problemas de reloj y recibir correctamente los datos. Un GPS puede funcionar en cualquier lugar, a partir del momento en el que disponga de una visual del cielo, las 24 horas del día, los siete días de la semana. No obstante, debemos saber que los datos sobre la posición pueden ser erróneos en presencia de interferencias electromagnéticas.

Las tramas NMEA 0183

La mayoría de los receptores GPS generan datos que pueden ser utilizados por otros equipos. El formato estándar es el NMEA 0183 (National Marine & Electronics Association). Una trama NMEA 0183 se transmite bajo la forma de caracteres ASCII, transmitidos a la velocidad de 4800 baudios. Cada trama va precedida por el símbolo “$”, seguido de las 2 letras “GP” y de 3 letras más para identificar la trama (la más frecuente es GGA). A continuación sigue un cierto número de campos separados por comas (que permiten separar los diferentes datos). Para acabar, está el dato de un “checksum” (suma de verificación), que viene precedido del signo “*”. Este último dato nos puede servir para verificar que no se han producido errores durante la transmisión. Una trama está compuesta de 82 caracteres como máximo. Después de éstos, se pasa a la trama siguiente. Así pues, con cualquier microcontrolador que disponga de un puerto serie podremos extraer los datos del módulo. He aquí algunos ejemplos de tramas normalizadas generadas por el módulo GPS utilizado en este artículo: $GPGGA,170834,4124.8963,N,08151. 6838,W,1,05,1.5,280.2,M,-34.0,M,,,*75 $GPGSA,A,3,19,28,14,18,27,22,31,39,,, ,,1.7,1.0,1.3*34 $GPGSV,3,2,11,14,25,17 0,00,16,57,208,39,18,67,296,40,19,40, 246,00*74 $GPRMC,220516,A,5133.8 2,N,00042.24,W,173.8,231.8,130694, 004.2,W*70 Podemos utilizar estas cadenas de caracteres para extraer las informaciones

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Lista de materiales

IC2 = PIC16F876A (20 MHz, cargado con el fichero hexadecimal 080238-11)

Resistencias:

Varios:

R1 = 1kΩ5 R2,R3 = 10 kΩ

Condensadores: C1 = 100 nF C2,C4 = 470 nF C3 = 100 μF/16 V C5,C6 = 22 pF

Semiconductores:

D1 = 1N4007 IC1 = 7805 (encapsulado TO220)

deseadas entre las que podemos citar: la hora, la fecha, la latitud, la longitud, la altura, la velocidad y la dirección del desplazamiento, incluso ver el número de satélites recibidos y la validación de los datos recibidos. El receptor GPS utilizado está basado en el módulo integrado propuesto por la casa Parallax. Sus principales características son las siguientes: • Recepción de hasta 12 satélites. • Actualización de los datos una vez por segundo. • 2 modos de funcionamiento:

X1 = cristal de cuarzo de 20 MHz (perfil bajo) JP1,S1,S2= bloque terminal de 2 contactos con separación de 5 mm entre terminales J2 = Conector tipo “pinheader” SIL de 6 contactos J3 = Conector tipo “pinheader” SIL de 3 contactos K1 = conector 2 tomas para pila de 9 V LCD1 = pantalla LCD 2 x 16 caracteres como la LM016L (Selectronic) M1 = módulo receptor GPS 28146 Parallax (Selectronic) El diseño de la placa de circuito impreso puede descargarse desde la web de Elektor con el código 080238.

– Smart Mode: cuando el terminal RAW está desconectado (forzado a nivel alto), se activa el modo por defecto “Smart Mode”. En este caso, se pueden ejecutar los comandos para recibir los datos específicos del GPS y devolver los resultados. Cada comando está representado por un octeto en hexadecimal. En función del comando serán devueltos un cierto número de octetos. Para enviar un comando al módulo receptor GPS, el usuario debe enviar antes de nada los caracteres de encabezamiento: “!GPS” (sin las comillas), seguidos por el comando específico y de la elección tomada (por ejemplo, 0x02 para disponer del número de satélites recibidos).

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En este caso, el módulo receptor devolverá 1 octeto de datos con el número de satélites. – Raw Mode: cuando el terminal RAW está forzado a nivel bajo se activa el modo “RAW Mode” en el que el módulo puede transmitir los caracteres de las tramas estándar NMEA 0183 (GGA, GSV, GSA y RMC), lo que permite utilizar directamente las tramas GPS brutas. Ciertos equipos, como los motores, los ordenadores, los enlaces WiFi… emiten campos magnéticos y de interferencias que pueden impedir que el módulo reciba las señales requeridas de los satélites y que no realice un buen funcionamiento de sus prestaciones. El tiempo mínimo de adquisición de cuatro satélites puede llegar hasta los 5 minutos. En la aplicación que os presentamos vamos a utilizar el módulo GPS en “Smart Mode”.

La electrónica

Si observamos el esquema eléctrico de la figura, podemos ver que nuestro receptor se basa en el uso de un microcontrolador PIC16F876A de la casa Microchip. Este componente se encarga, entre otras cosas, del diálogo con el receptor GPS de la casa Parallax y de la pantalla LCD de visualización. Debemos señalar que se han previsto dos modos de uso: bien se muestran únicamente las coordena-

das geográficas de latitud y longitud, o bien se hace desfilar todo un conjunto de informaciones (validación de la trama recibida, número de satélites recibidos, fecha, hora GMT, altitud, latitud, longitud,…). La alimentación se ha confiado a una simple pila de 9 V (o acumulador) que se conecta sobre el conector JP1. La tensión de + 5 V se genera por un regulador 7805, IC1. El conector J3 permite dialogar con un ordenador haciendo uso de un enlace RS-232 (para lo que se ha previsto el uso de un MAX232). En cuanto al conector J2, permite la programación del PIC y de su “depuración en el propio circuito”, gracias a la caja ICD2 comercializada por Microchip. El interruptor de encendido/apagado, S1, se conecta sobre los terminales referenciados como S1 en la placa, mientras que el interruptor de selección de modo, S2, se conecta sobre los terminales referenciados como S2 y situados al lado de S1.

Circuito impreso

La realización de este montaje se hace en unos minutos. La primera etapa consiste en soldar los puentes de unión, continuar con las resistencias, el zócalo del CI, los condensadores no polarizados, y seguir con los condensadores electrolíticos, respetando escrupulosamente su sentido de implantación (polaridad). Verificar la presencia de la tensión de alimentación en los terminales correspondientes del soporte. Si todo está

correcto, colocar ahora (con la alimentación cortada) el PIC programado en su zócalo. Para acabar, montaremos ahora la pantalla LCD y el módulo GPS. Si no hay ningún error, todo debe funcionar al encender el equipo.

Elegir el modo de presentación

Por defecto, en el momento del encendido del equipo, el receptor muestra las coordenadas geográficas de latitud y longitud. Si deseamos que se muestre más información, basta con pulsar sobre el botón S2 cuando el equipo está apagado y, manteniéndolo pulsado, encender de nuevo el receptor. (080238-I)

Descargas Los ficheros con el código fuente y hexadecimales de este proyecto (con ref. 080238-11.zip) y el diseño de la placa de circuito impreso están disponibles para su descarga gratuita en la página web www.elektor.es.

Enlaces en Internet Manual del GPS 28146 http://www.parallax.com/Portals/0/Downloads/docs/ prod/acc/GPSManualV1.1.pdf Hojas de características del PIC16F87XA http://ww1.microchip.com/downloads/en/ DeviceDoc/39582b.pdf

Lámpara solar con el PR4403 Por Burkhard Kainka El PR4403 es el sucesor ampliado del PR4402, excitador de LED de 40 mA. Una entrada LS adicional permite la desconexión del LED aplicando un nivel bajo. De esta manera resulta muy fácil construir una luz LED automática con batería y célula solar. La entrada LS se encuentra directamente sobre la célula solar que carga justo por encima de la batería y, al mismo tiempo, funciona como sensor de luz. Cuando está oscuro, la tensión solar cae por debajo de un valor umbral y activa, por tanto, el PR4403. Durante el día, se carga la batería, teniendo en cuenta que el excitador sólo absorbe 100 µA.

70

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L1

D1

1N4148

8

1 2 4

2V4

BT1 1V2

Módulo solar

Batería

TEST

IC1

LS NC

VOUT NC

VOUT

3

4µ7

7 6

PR4403 5

D2 weiß 071112 - 11

Durante la noche, dicha energía pasa directamente al LED. Al contrario que otras lámparas solares, en este caso sólo se necesita una batería de 1,2 V.

El PR4403 se suministra en un encapsulado SO8 con una distancia entre pines de 1,27 mm. Además, también se necesitan un diodo 1N4148 y una bobina de almacenamiento de 4,7 µH. El pin 2 es la entrada de conexión LS y está unido directamente a la célula solar. Según la ficha técnica, también se puede montar una resistencia adicional en serie para bajar el umbral de conmutación efectivo. En tal caso, el LED se encenderá algo antes por la tarde, es decir cuando está comenzando a anochecer pero aún no se ha hecho de noche del todo. Los pines 3 y 6 deben estar conectados y juntos constituyen la salida del circuito. (071112e)

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5/6/08 23:53:59

Sencillo programador USB compatible con AVR-ISP Por Nand Eeckhout K4: +3V3 R1

2x BAS316

C3

10k

D2

21 1 R14

VBUS D– D+ ID GND

1 2 3 4

3

R12

4

68 Ω

5

68 Ω

6

R13

11

5

12

USB

13

R8

20

VCC

AVCC

AREF

PC5(ADC5/SCL) PC4(ADC4/SDA) PC3(ADC3)

PC6(RESET)

IC1 2

V+

K4 7

K1

1 = MOSI 2 = VCC 4 = GND 5 = RESET 6 = GND 7 = SCK 8 = MISO

100n

D1

1k5

Los ordenadores modernos pocas veces disponen de un puerto paralelo o de uno serie, muy a pesar de todo aquel que alguna vez experimenta con microcontroladores. En otros tiempos resultaba muy sencillo, por ejemplo, programar con el puerto paralelo de un ordenador estándar casi cualquier microcontrolador AVR de ATMEL. Si se quiere hacer esto ahora, resulta obligado adquirir un programador que se comunique con el ordenador mediante el USB, lo que aumenta inmediatamente el nivel para trabajar con los microcontroladores. El circuito que se muestra a continuación muestra el resultado de ello. Como se puede ver en el esquema, se trata de un circuito sumamente sencillo montado alrededor de un microcontrolador AVR estándar barato y una serie de componentes pasivos. Lo que seguramente llama la atención es que este microcontrolador no tiene ninguna interfaz USB de hardware y no utiliza un convertidor de USB a serie. La potencia de este circuito se encontrará en su firmware. La interfaz USB se ha instrumentado en el software igual que se había hecho anteriormente para el artículo “AVR stuurt USB” publicado en mayo de 2007. El firmware se ocupa de que el circuito sea reconocido por el ordenador como puerto en serie y se comunica con AVR Studio, el entorno de desarrollo estándar de ATMEL, como si fuera un “auténtico” programador AVR-ISP.

PD0(RXD)

PC2(ADC2) PC1(ADC1) PC0(ADC0)

PD1(TXD) PD2(INT0)

PB5(SCK)

PD3(INT1)

PB4(MISO)

PD4(XCK/TO) PB3(MOSI/OC2) PD5(T1)

PB2(SS/OC1B)

PD6(AIN0)

PB1(OC1A)

PD7(AIN1)

PB0(ICP)

28

R9

27

R10

26

R11

25

68 Ω 68 Ω 68 Ω 68 Ω

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

24 23 19

5

18

4

17

3

16

2

15

1

K2

14

ATMega8-16 GND

XTAL1

8

C5

9

XTAL2 AGND 10

X1

C1

+3V3

22

K3

C2

V+ 100n

22p

12MHz

22p 080161 - 11

El circuito se puede montar fácilmente en una placa de prototipos o incluso en una placa experimental, puesto que el controlador que se va a usar tiene un encapsulado DIP28. Si programa usted mismo el controlador (mediante el conector K2), debe procurar que los bits de configuración estén ajustados de tal modo que el oscilador interno del ATMega utilice el cristal como reloj.

En caso de que quiera alimentar el circuito que quiere programar, el puente K3 se alimenta desde el puerto USB. Esto lo desaconsejamos, pero a veces no se puede hacer de otro modo. K4 es un conector de 10 contactos con la distribución de pines estándar que utiliza ATMEL. (080161)

Tocar la guitarra – consejo de reciclaje Por Wisse Hettinga Podemos encontrar un par en cualquier desván, en cualquier rastro los veremos en una caja, y cualquier aficionado suele tener unos cuatro entre sus bártulos: hablamos de viejos altavoces para PC. Tras varios años de respetable fidelidad a ambos lados del monitor, se desmontan y desaparecen en alguno de los rincones antes descritos. Pero estos altavoces no se merecen un final así. Un buen guitarrista siempre necesita un amplificador para practicar. Sobre todo si encima funcionan con batería.

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La receta es simple. La caja del altavoz sin el amplificador ya se puede tirar. El altavoz con la parte de amplificación se puede usar de inmediato; con un adaptador conectamos la guitarra del jack al mini-jack. Así, el ajuste entre la salida de la guitarra eléctrica y la entrada del amplificador no es ideal, y se puede percibir perfectamente. Pero que no cunda el pánico, un poco de cinta, luego un poco de aerosol (negro). ¡A tocar la guitarra! (080495)

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Retroiluminación eficiente para LCD Por Rainer Reusch

+5V R1 10k PWM G

OC2

100µ 16V

S

T1

D

IRFD9024 L1 100mA

100µH

ATmega32

ADC0

27k

backlight

D3

2V55 R5

D2

A = 25.5

R3 10k

3

8

IC1 7 6

2

C1

R2

R4

C3

10µ 16V

1k1

D1

10 Ω

Las retroiluminaciones de la mayoría de los LCD consumen bastante: utilizan corrientes de entre 20 y 100 mA. Normalmente, dicha corriente al pasar por un divisor de tensión causa muchas pérdidas. Resulta bastante más eficiente, aunque también más caro, utilizar un regulador. Tratándose de un LCD, el microcontrolador no suele encontrarse muy lejos, con lo que podemos hacer una regulación por software, especialmente cuando los requerimientos de precisión no son demasiado grandes. El componente clave de nuestro circuito es el MOSFET de canal P T1, que se activa a nivel bajo mediante una señal PWM del control. Los componentes D1, L1 y C1 forman la configuración típica de una etapa reguladora. En el esquema, la retroiluminación se obtiene con ambos LED. La corriente que circula a través de ellos se controla con un shunt, es filtrada y amplificada mediante el operacional para adecuarla al nivel del conversor A/D del micro. R1 garantiza que el transistor corte cuando el microcontrolador realice ciertas tareas (durante el reseteo de los puertos de entrada).

C2

5 1

4

TLC271

10n

BAT85 080250 - 11

El circuito es apto para cualquier microcontrolador capaz de generar una señal PWM invertida en un rango de frecuencias de entre 10 y 100 kHz. Para el circuito existe un módulo de programa, así como una versión demo para el microcontrolador Atmel (AVR ATmega32) basándose en GNU C. El código fuente puede descargarse desde www.elektor.es/080250 y puede visitar la página de proyecto del autor en: http:// reweb.fh-weingarten.de/elektor.

El programa genera en el puerto OC2 (PD7) de la ATmega32 una señal PWM de 31,25 kHz (con una frecuencia de reloj de 8,0 MHz). El ancho de pulso puede variar en 256 tramos. La ganancia del amplificador operacional es aproximadamente de 25,5. Con una corriente de 100 mA tenemos unos 2,55 V a la entrada del conversor Analógico/Digital. La tensión de referencia de la ATmega32 es típicamente 2,56 V. Con 100 mA, el conversor de 10 bits tiene el valor 03FFh. Sólo es necesario evaluar los 8 bits altos. Dependiendo de la desviación del valor, el ancho de pulso del PWM se incrementa o disminuye (regulación integral). La solución mostrada no puede competir con la simplicidad de un divisor de tensión. Quien quiera ahorrar, puede no obstante renunciar a la regulación. Se puede dejar conectado el amplificador operacional y ajustar uno mismo el PWM necesario mediante el software. Las derivaciones y la disipación de calor ya no están controladas, pero esto en la práctica no siempre es necesario. El programa de ejemplo también ha tenido en cuenta esta variante. (080250)

Microespía en FM Por Thijs Beckers

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+5V R1

C1

4k7

Aunque esta idea quizá ya esté bastante anticuada, sigue siendo divertida: un pequeño circuito que se puede colocar en cualquier sitio para todo tipo de escuchas telefónicas. Divertido para usarlo en el trabajo, pero también se puede usar como intercomunicador para bebés. Los elementos básicos son un pequeño micrófono y un transmisor. De hecho, se puede fabricar con unos recursos muy modestos. Este circuito “espía” funciona en la banda de FM comercial y por tanto se puede “captar” con cualquier radio estándar. El esquema se basa en un integrado que no es muy estándar, el 74LS13, pero buscando un poco podrá sacarse de algún sitio. Los otros cinco componentes son todos fáciles de encontrar. Incluso puede que los tengamos entre nuestro material. Como micrófono usamos una cápsula electret. La tensión inicial necesaria se obtiene de la tensión de alimentación a través de R1. Si usamos un micrófono piezoeléctrico, se pueden suprimir R1 y C2.

14

IC1 10n

7

ANT1

1

IC1.A

2 C3

MIC1

4

&

6

5

100n

C2

IC1 = 74(LS)13 20p 080480 - 11

La señal del micrófono se envía al pin 5 del circuito integrado. Con C2, se puede mejorar un poco el rendimiento y la sensibilidad. C1 sirve para desconectar la tensión de alimentación, de manera que se eliminen posibles picos. Como antena, bastará con un trozo de cable. El circuito funciona con el tercer armónico, unos 100 MHz. Esto requiere un cierto trabajo de precisión para encontrar la frecuencia adecuada en la radio. Pero a un par de metros de distancia el circuito “capta” incluso mejor algunas emisoras. Por supuesto, esto no es totalmente legal, así que no conviene aumentar mucho la potencia. Con el esquema presentado, tiene un alcance de 20 metros. Este circuito tan sencillo es muy sensible y le afectan las fluctuaciones, especialmente si lo sostenemos en la mano. Por tanto, lo mejor es depositarlo en algún sitio y no tocarlo más, entonces funcionará de maravilla. Por supuesto ¡Se permiten todo tipo de experimentos! (080480)

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Luz estroboscópica con entrada de disparo Por Bernd Oehlerking

sión R1/R2/R3, el diodo D1 y el condensador electrolítico C1 hay una tensión continua de unos 8 V que, con los valores indicados, puede producir una corriente de cerca de 1 mA. Con ello, el transistor del optoacoplador y el divisor de tensión R4/R5 pueden producir un impulso de disparo (con una longitud en la práctica de unos 100 µs) para el tiristor. La señal de disparo para el LED del optoacoplador se envía a través de C2/R6 y R7. Para proteger el LED del optoacoplador de un posible error de inversión de polaridad de la señal de disparo externa, conectamos en paralelo el diodo D2. El diferenciador de la entrada (C2/R7), procura también que en caso de impulsos de entrada más largos, se envíe igualmente un impulso corto a la puerta. A través de R6 se produce la carga periódica de C2. Una

La empresa Conrad tiene en su catálogo un flash estroboscopio (núm. 580406) que se puede ampliar fácilmente con una entrada de disparo derivada separadamente. En la figura 1 se muestra el esquema original del estroboscopio. Suprimimos la lámpara de neón que contiene este circuito (responsable del encendido regular de la lámpara flash) y conectamos el circuito adicional de la figura 2 a los puntos marcados con A, B y C. De este modo, creamos un circuito estroboscópico que se puede activar con una señal externa. El tiristor de la placa de circuito impreso del estroboscopio (un C106D de ON Semiconductor) sólo necesita 400 µA para encenderse. Por el divisor de ten1

señal digital estándar de 5 V será suficiente para controlar esta entrada de disparo. Con esta ampliación es posible obtener una frecuencia de repetición de más de 20 Hz. Por encima de esta frecuencia, la luz estroboscópica empezará a parpadear irregularmente. Para el optoacoplador se ha elegido un CNY65, con el que se puede hacer fácilmente un aislamiento de clase II (suficiente aislamiento entre las conexiones del LED por un lado y el transistor por el otro). Recordatorio: Este circuito funciona con tensiones elevadas que puede ser peligrosas. ¡Incluso después de desconectar la tensión de red pueden quedar tensiones elevadas peligrosas en los condensadores electrolíticos del circuito! (080367)

2

A

56k

R1

D1

1N4007

R1 1k

R2

R2 1M

5W

56k

P

D1

A R3

1N4148

C1

56k

P1 5M

100µ

230V

THY1 A

R6

LA2 G

100k

K

Trigger

C106D

C2

R7 1k

C4

C1

C2

C3

100n 250V

2µ2

2µ2

100n 250V

100n

C

35V

B

14

A

IC1

LA1

1N4148

TR1

1

B

500mA T

K

C R5

080367 - 11

10k

F1

7 R4 10k

CNY65

N

8

D2

080367 - 12

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73

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Panel Solar con seguimiento Por Manfred Schmidt-Labetzke

8 9

IC2B 4

&

IC2A 3

&

1 VIN 5 ON/OFF

R7 6 5

C7

C1

100n

3u3 16V

GND

GND

&

3

10

L1 330uH

IC4

51k

IC2C

un recipiente adecuado (generalmente cuadrado), a fin de que pueda ser impulsado por el motor giratorio. Ahora le toca el turno al departamento electrónico, que tiene que encontrar un dispositivo de conmutación de tensión de red temporizado y económico. El conmutador debe ser programado para que se encienda y se apague en ciclos de, al menos, cuatro veces por día. Para cargar el panel solar propiamente dicho, cual-

2 OUT 4 FB C2

C5

100n

3u3 16V

D3

MBR745

BA157

GND

1 2

D4

LM2575T-5

R9 10R

51k

R6

D1

RE1

10 9 8 7 6 5 4 3 2 1

K1

S1 R4 68k

Esta pequeña fuente de energía solar de 12 V mantiene su orientación hacia el sol bajo el control de un temporizador en lugar de habituales configuraciones sensibles a la luz. Todas las piezas necesarias para construir el proyecto se pueden encontrar en una surtida tienda de componentes electrónicos o en una tienda de bricolaje. El eje se fabrica a partir de un rodillo ciego con dos rodamientos. Las abrazaderas adecuadas para sujetar estos rodamientos se pueden encontrar fácilmente. El eje de rotación está configurado verticalmente y el bloque conjunto se controla directamente por un motor rotatorio alimentado por una batería. Este motor ya incluye una caja de reducción para hacer una rotación lenta, y es capaz de girar en ambas direcciones, por lo que difícilmente se podría pedir más para un dispositivo tan adecuado a este trabajo. El extremo superior del eje de rodillo ciego se debe presentar ante la sección transversal de

quier cargador solar de 12 V, diseñado para su uso en coche, en camping o en barco, sería suficiente. Como máximo, debería tener en un área de 0,25 m2, ya que de otra manera la fuerza del viento podría ser demasiado grande para soportar los engranajes en la caja reductora del motor giratorio. El ángulo de inclinación del módulo es fijo, y depende de la latitud en la que se ha instalado. La parte de la tensión de red del conmutador temporizado y el relé de conmutación no son necesarios, por lo que han sido retirados del montaje. El resto del conmutador temporizado actuará como un reloj provocando que el eje gire dando vueltas ocho veces en ciclos de veinticuatro horas: cada transición de “conexión/desconexión” y “desconexión/conexión” del reloj, hará avanzar el eje 22,5 grados en el sentido este a oeste, por el camino del sur. El ángulo que recorre el rodillo ciego cuando gira viene definido por su forma octagonal: las esquinas activan un microinterrup-

M1

M

1N4148

GND

BT1

GND

&

12V 2.8Ah

R8

T3

IC2D

2k2

12 13

11

IRFZ24N 5V6

R2

R1

16

IC1

42k

3k3

1k

R3

T2

8

BC547 C3 68uF 16V

S2

14

IC2

14

C4

C8

7

220u 16V

100n

IC3

7

BT2

D9 5V6 1W3

C9

C10

100n

100n GND

T1

Clock

GND

BC547

IC3C

R5 3k9

10

GND

&

11

5 6

1 2

IC3B &

1V2 3Ah

Consumidor

8 9

IC3A &

3

4

100n

5 14

R

J

C

K

IC1A S

3

1 2

IC1 = 4027 IC2, IC3 = 4011

7

S

IC1B

6 15

9

C6

10 J 13 C 11 K

R

12

4

13 12

IC3D

&

M

080119 - 11

GND

74

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tor, S1, que se monta con una palanca de activación. La posición del microinterruptor debe ser establecida con sumo cuidado para que el interruptor esté cerrado cuando la palanca es empujada lateralmente por una esquina y abierto cuando esté entre esquinas. Cada vez que el temporizador cambia al estado IC2, un CMOS 4011 que contiene cuatro puertas NAND, arranca el motor por medio del transistor MOSFET T3, durante el tiempo necesario hasta que el microinterruptor cambie también de estado. Los ajustes más razonables que se han encontrado para el conmutador temporizado son: 7:30 AM conectado; 9:00 AM desconectado; 10:30 conectado; 12 del mediodía desconectado; 2:00 PM conectado; 4:00 PM desconectado; 6:00 PM conectado; y 9:00 desconectado. Después de ocho movimientos el panel solar ha girado un total de 180 grados y apunta directamente hacia el oeste. El contador IC1, construido a partir de dos biestables (“flip-flop”) JK CMOS de un 4027, detecta el octavo pulso de reloj y activa el relé Re1 a través de IC3. Éste, a su vez, invierte la polari-

dad de la alimentación del motor y el panel comienza a retornar de oeste a este. Cuando alcanza su posición original, debido al microinterruptor S2 de limitación hacia el este, accionado directamente por el panel solar, el relé se abre. La carga conectada también se conecta y desconecta a través de S2, el cual se abre durante la noche y se cierra durante el día. El autor utiliza su panel solar para hacer funcionar una pequeña bomba de agua. Para ello, es necesario regular la salida del panel a 5 V utilizando un regulador de conmutación de alta eficiencia. Otra alternativa es la de usar una bombilla de 12 V, la cual puede ser alimentada desde el panel sin necesidad del regulador. Por supuesto, tanto la electrónica de control como el conmutador temporizado deben estar encerrados en una caja estanca. El almacenamiento de energía para cubrir los inevitables días nublados puede ser realizado por una batería de 12 V, formada por diez células de NiMH, de tamaño AA, de 2800 mAh, en un encapsulado adecuado, que puede ser instalada dentro de una caja de conexiones eléctricas de las que hay en el mer-

cado. En el compartimiento del motor giratorio se ha instalado una célula D de 3000 mAh, conectada en serie con la batería de 12 V y cargada también desde el panel solar. Las conexiones del motor y de la batería, que van desde el motor rotatorio al circuito de control, se toman utilizando un cable de cuatro hilos. El interruptor del motor giratorio se retira. Los valores de la resistencia y del condensador mostrados en el circuito no son particularmente críticos, de modo que podemos seleccionar otros modelos para los transistores T1, T2 y T3. Para D3 debemos utilizar un diodo Schottky, que impediría el retorno de flujo de corriente hacia el panel solar, con el fin de minimizar las pérdidas de energía. El regulador de 5 V funciona con una frecuencia en torno a los 250 kHz, por lo que es necesario conectar un diodo de alta velocidad para D4. El uso de un 1N4007 ordinario reduce considerablemente la eficiencia del regulador, por lo que no es una buena idea. Se ha utilizado un pequeño núcleo toroidal inductor para la bobina L1. (080119)rg

Sencilla luz de LED para bicicleta Por Gatze Labordus

T = R5⋅C3 = 20⋅103⋅10⋅10 -6 = 0,2 s

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J1 G1

D1

D4

T1

BD911

1 2

LA1

R3 1

20k

D3

2

4x 1N4004

C1

C2

47µ 63V

47µ 63V

D5

6V8

J3

R2 1

20k

J2

R1 D2

500 Ω

Antes, en mi mountain bike llevaba siempre los típicos faros de LED que venden en las tiendas. A menudo tenía problemas con ellos porque las baterías se descargaban y las luces caían. Como estudiante de electrónica, pensé: “Esto se puede hacer mejor”. En primer lugar, compré otra rueda delantera con una dinamo ya incorporada (dinamo de buje). Esta suministraba un fantástico seno de 30 Vtt (sin carga). Con este dato diseñé un simple alimentador. Los transistores utilizados en el circuito son del tipo BD911. Resulta bastante exagerado, pero en la escuela utilizamos estos transistores en abundancia, y por eso son los que he usado. También es posible usar unos algo más pequeños. La alimentación se conecta a un multivibrador astable. Este activa alternativamente la luz delantera y la luz trasera. La frecuencia está determinada por la constante de tiempo de R5 y C3 y R6 y C4. Este tiempo se calcula mediante la fórmula siguiente:

C4 10µ

C3 10µ

63V

63V

T3

BD911

LA2

2

T2

BD911 080504 - 11

Para R5 también se pueden utilizar 22 k (valor muy utilizado); no es demasiado importante. En un trozo de placa de prototipos hay 6 LED con una resistencia en serie por cada dos LED. Hay un circuito impreso de estos tanto en la parte delantera como en parte la trasera de la bicicleta. Delante los LED, obviamente, son blancos, y detrás, rojos. El circuito impreso con el circuito principal está resguardado bajo el sillín; ahora hace ya más de un año que funciona.

Todavía quedan algunas cosas que cambiaría en una revisión. Por ejemplo, sería muy útil tener un interruptor on/off. Y en caso de que se realizara el conjunto en un dispositivo de montaje superficial, se podría colocar el circuito en la luz delantera. Esto resultaría más práctico en relación con el cableado. Ahora el cable va primero de la dinamo al sillín y, de allí, vuelve a la luz delantera y la trasera. (080504)

75

5/6/08 23:54:07

Marcador de Golf IC2 7805

C3

C4

C2

47µ 25V

10n

10n

47µ 16V

R8 10k

S1

C1

1

2

BT1

3 6 5

9V

IC1

PA1

PB0

PA2

PB1

PA3

PA7

PA4

PB2

PA5

ATtiny44 S3

LD1 PA0

PA6 PB3

13 12 11 10 9 8 7 4

S2 14

ABAJO

R1 R2 R3 R4 R5 R6 R7

2 15 13 11 5 3 14 10

LD2

12

A

R9

B

R10

C

R11

D

R12

E

R13

F

R14

G

R15

DP

2 15 13 11 5 3 14 10

7 SEGMENTOS INDICADOR

12

A B C D E

F

G DP

7 SEGMENTOS UNIDADES

ARRIBA 080181 - 11

Por Stefan Hoffmann Para un electrónico, lo bueno sería construir su propio marcador de golf y poder controlar el desarrollo del juego (e impresionar a los contrincantes). El dispositivo se basa en el microcontrolador ATtiny44, una fuente de alimentación y tan sólo dos displays de siete segmentos y dos pulsadores de control. El software BASCOM utiliza tres variables EEPROM (Arrays de 18 elementos): Par de cada hoyo (el número de golpes que deberían hacerse para completar el hoyo), Par Personal según el objetivo de cada uno (el par del compo más el handicap del jugador) y Número de Golpes para guardar la cuenta de los

golpes que hace realmente el jugador. Debido a que se puede jugar durante mucho tiempo en el mismo campo y el handicap (lamentablemente) cambia poco, raramente han de ajustarse las dos primeras variables en la EEPROM. El código fuente y el hexadecimal del programa están disponibles en la página web de Elektor: www.elektor.es. Durante una vuleta, para cada hoyo terminado, en el tercer array se guarda el número de golpes realizados en cada hoyo. En la discusión posterior, en el hoyo 19, pueden indicarse para cada hoyo los puntos de par, los personales y el número de golpes realizado. Una vez encendido, el usuario determina el procedimiento al pulsar las siguientes combinaciones:

1. S1 y S2 pulsados: Entrada de par del campo y par personal Bienvenido

2. S1 pulsado: Mostrar el par y el par personal

Botón arriba o botón abajo ?

si

Entrada Par y Par personal

no

Botón arriba ?

si

Mostrar Par y Par personal

no Botón abajo ?

si

Mostrar resultado y Stableford

no

Jugar vuelta 080181 - 12

76

Verano ES-10 (76-83).indd 76

3. S2 pulsado:

ford, brillan las tres barras de nivel a la izquierda del display. En la tabla están representados ampliamente los modos de funcionamiento y su identificación. Es preferible practicar antes de su primer uso, para evitar irritarse... (080181)rg

Entradas y marcadores Entrada del par y par personal Entrada alternativa (con los botones se incrementa o decrementa): hoyo/ par (por ejemplo 1.1 línea superior (¯) 5) Después de 3 segundos el siguiente hoyo. Después del hoyo 18: Entrada alternativa (con los botones se incrementa o decrementa): hoyo/ par (por ejemplo 1.3 -7) Después de 3 segundos el siguiente hoyo.

Anuncio de par y par personal Anuncio alternativo: hoyo/par (por ejemplo 1.1 línea superior (¯) 5) Después del hoyo 18: Anuncio alternativo: hoyo/par (por ejemplo 1.3 -7)

Puntuación (Número de golpes) y puntos Stableford

Con los botones se pasa al siguiente o al anterior hoyo (cíclico)

4. Ningún botón pulsado:

Puntuación y Stableford

Vuelta de juego, que comienza automáticamente porque este es el modo hace falta durante vuleta.

Cada hoyo

Al mostrar el número de hoyo aparece el punto decimal a la mitad, con el par a la izquierda del display sólo una barra superior y a la derecha el correspondiente par. Al mostrar el par personal, brilla a la izquierda del display la barra central, mientras que el número de golpes se simboliza con una línea baja. Si están marcados los puntos Stable-

Anuncio alternativo: hoyo/puntuación (por ejemplo 1.1 _5) Después del hoyo 18: Anuncio alternativo: hoyo/puntos Stableford (por ejemplo 1.3 símbolo de tres rayas (≡) S2)

Vuelta de juego Anuncio alternativo: hoyo/puntuación (por ejemplo 1.1 _5) Con los botones se incrementa o decrementa.

elektor, electronics worldwide - 7-8/2008

5/6/08 23:54:30

Preamplificador de antena para la DCF77 Por Rainer Reusch R5

C6

2k2

390k

R3

10µ 16V

C3

R1

R2

BC 548C

R4

R6 220 Ω

C1

10n

82k

L1

C2

BF 256A

4k7

DCF77-Antena

10µ 16V T2

TR1

C4 1n

C5 5...110p

Entrada Antena

T1

1M

Para los aficionados a los microcontroladores, el proyecto del radio-reloj es bastante conocido. Una pequeña tarjeta receptora con una antena balanceada de ferrita, que suministra la señal de tiempo procedente de la estación emisora principal demodulada. Dichas señales sólo pueden ser analizadas con un controlador debidamente programado y ser mostradas en el display. La calidad de recepción de las tarjetas DCF77 se incrementa según su precio. En casos de recepción crítica (o muy débil), incluso los mejores módulos pueden fallar. Un pequeño y selectivo preamplificador ayuda (la mayoría de las veces) en estas situaciones. Hemos de quitar las soldaduras que la conectaban la antena original de ferrita a la tarjeta receptora y conectarla ahora a la entrada del preamplificador. Esta entrada consta de un drenador común (T1), con el que el circuito resonante prácticamente no se amortigua. Para la ganancia de señal de unos 5 dB tenemos un transistor bipolar (T2). La señal de salida se conecta mediante un transformador a la entrada para la antena del módulo

+5V

DCF77-

DCF77-Señal

Módulo receptor

Amidon FT50-77 2x 57 vueltas. Ø 0,35mm 080248 - 11

DCF77. El secundario del transformador junto con los condensadores C4 y C5 forman un circuito resonante, que ha de ser ajustado a la frecuencia central. Para llevar a cabo este balance, nos servimos de un osciloscopio. Además, también será útil un generador de señal, con el que obtendremos una senoidal de 77,5 kHz. Ésta alimentará con una amplitud de escasos milivoltios la entrada de la antena original. El osciloscopio se conecta a la salida del circuito resonante (el paralelo C4//C5); después, mediante

el condensador variable C5, se lleva a la máxima amplitud. Con el transformador (Tr1) conseguimos un circuito oscilante alrededor de la frecuencia central. En el montaje de ejemplo se ha utilizado el núcleo FT50-77 de Amidon, que tiene dos veces arrolladas 57 espiras. También es posible balancear el circuito resonante con un transformador de núcleo móvil, que pueda girar. En este caso podemos renunciar al condensador variable. (080248)

Interruptor controlado por microcontrolador Por Rainer Reusch

7-8/2008 - elektor, electronics worldwide

Verano ES-10 (76-83).indd 77

T1

IRFD9024

VCC

(+3V3 o +5V)

R1 10k

R2

R3 10k

Hoy en día, en la electrónica de consumo es difícil encontrar aparatos con interruptores reales de corriente. El encendido y apagado se lleva a cabo con tan sólo pulsar un botón, como el resto de operaciones. Aquí se muestra cómo realizarlo sin un consumo prohibitivo. Esta solución da por hecho que se dispone de un microcontrolador. Tan sólo requiere un puerto de entrada, otro de salida, y un poco de software. Al establecer la tensión de alimentación, T1 permanece inicialmente en corte. Al pulsar el botón, la puerta a tierra se activa, y el transistor MOSFET, de canal p de potencia, conduce. Ahora el circuito del microcontrolador ya tiene tensión. Seguidamente, ésta provee con un nivel alto a la salida (PB1). Con ello, el transistor MOSFET de canal n T2 también se activa, y T1 continúa conduciendo aún después de haberse pulsado el botón. El controlador ha de comprobar en intervalos regulares el estado del botón en el puerto de entrada (PB0). Inmediatamente

IC1 Regulador de tensión

D1 BT1

9V

BAT85

T2 PB1

BS170 D2

MCU

(e.g.ATmega) PB0

BAT85

S1 ON/OFF

080251 - 11

después de la conexión (nivel bajo en la entrada) el arranque queda registrado. Si se reconoce que el botón se ha pulsado otra vez, el dispositivo ha de apagarse. Esto tan sólo requiere que el firmware del controlador detecte un nivel bajo en la entrada. Al levantar el botón, T1 entra en corte y se retira por lo tanto la alimentación. El circuito por sí mismo no necesita electricidad en modo apagado. Esto resulta

excelente para dispositivos con baterías, y mucho más práctico que tener que integrar un regulador de tensión. Los equipos que se conectan a la red se apagan antes que su regulador de tensión (tras el rectificador y el condensador electrolítico). Si la red fallase, el transformador sin carga absorbería la tensión de Standby. Hay que remarcar que la máxima tensión admisible de puerta-fuente en T1 no ha de ser superada. Como muestra el esquema de circuito de la clase IRFD9024 son 20 V. Con tensiones más bajas, R2 puede sustituirse por un puente, y el divisor de tensión R1/R2 ha de ser reajustado. Para este proyecto, el autor ha habilitado una pequeña página web (http:// reweb.fh-weingarten.de/elektor) con el programa de ejemplo en código fuente (AVR-Studio y GNU C) para el microcontrolador AVR, que también puede descargarse desde www.elektor.es. Dicho ejemplo muestra como evitar los principales problemas de los botones controlados por software. (080251e)

77

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Pequeña fuente de alimentación para laboratorio IC2 LM7815 +18V...+24V R17 4

IC1 100µ 40V

R18

10µ 25V

11

0Ω33

C2

1k C8

R19 R1

1k

min.

10k

3k3

R5

100n P2

I

CC D1 3 1

IC1.A

2

R3

13 R20

2k

max.

10k

12

IC1.D

14

T1 R21 1k

10k R4

R12

10k

1k

D3

D2

R11

CV

BUZ22

C6

1N4148

C4

R15

100n

0Ω33

C1

10k 100n

0V..+14V 0A..0,8A

9 3k3

R2

IC1 = LM324

6

U

R6 10k

5

R7

7

R9

10k

10

10k

R8 T2

R10 100k

1k

20k

IC1.B

2N7002

IC1.C

8

R13

R14

1k

1k

C3

C5

100n

100n

R16 10k

P1

C7 10µ 25V

080326 - 11

Por Alexander Mumm Como electrónicos, todos hemos sufrido esos momentos críticos en los que, por primera vez, damos tensión a nuestro laborioso circuito. Lo ideal en estos casos es una buena fuente de tensión con limitación regulable de corriente. Desafortunadamente, las fuentes con características regulables resultan caras y diseñarlas uno mismo no es precisamente algo simple. Muchas fuentes de tensión para laboratorio son baratas y se fundamentan en reguladores de tensión, que tienen efectivamente una corriente máxima, pero también una gran ondulación (o ruido) residual. Los condensadores grandes a la salida (que se descargan ante un fallo en el circuito) y excesos en la regulación son un punto negativo. La fuente de tensión aquí mostrada ofrece para pequeñas aplicaciones una solución simple y segura, con las ventajas de sus “hermanas mayores”. Necesitamos una tensión de entrada aproximadamente de 18 a 24 V, que podemos obtener, por ejemplo, con la fuente de alimentación de un ordenador portátil antiguo. Así que no es necesario un caro transformador con filtrado. Tampoco es

78

Verano ES-10 (76-83).indd 78

necesaria una fuente auxiliar negativa, y sin embargo se puede ajustar la tensión de salida por debajo de los 0 V. El problema de las fuentes de tensión con regulador está en la resistencia necesaria para medir la corriente. Esto se soluciona normalmente conectando a continuación un amplificador diferencial. A menudo se utilizan circuitos limitadores de corriente simples sin una regulación estable. La solución que presentamos evita este problema, la tensión de alimentación se obtiene mediante un regulador de tensión barato con un nivel predefinido. Así la medida y regulación de corriente se hace simple y para nada problemática. Para la pre-regulación utilizaremos un LM7815. Su tensión de salida se mide a través de R17 en el MOSFET T1, mediante el operacional y regulador de tensión IC1C. R11 y C4 limitan el ancho de banda, para evitar oscilaciones y ruidos debidos a altas frecuencias. R15 asegura que las cargas capacitivas con baja resistencia interna no hagan inestable la regulación. La realimentación negativa de corriente alterna sobre R12 y C5 funciona incluso con grandes condensadores a la salida fiablemente. La realimentación negativa en continua

se hace en el paso bajo R14/C6, y una caída de tensión se compensa de nuevo en R15. C7 a la salida provee una baja resistencia interna ante las altas frecuencias, mientras R16 asegura la descarga de C17 reduciendo la caída y evitando un pico a la salida. La regulación de corriente se lleva a cabo en IC1D. Para asegurar la estabilidad se limita el ancho de banda con R19 y C8. Si la caída de tensión en R17 supera el valor fijado en P2, comienza la regulación de corriente y T2 empieza a funcionar. La tensión de entrada se reduce para ser regulada, hasta que se alcanza la corriente fijada. R7, R8 y C3 aseguran que la regulación de corriente no lleve a un exceso de tensión a la salida y que no aparezcan resonancias con cargas inductivas. El aprovechamiento máximo de la fuente de tensión se da únicamente con aplicaciones de CV/Gate, donde P1 y P2 pueden sustituirse por un conversor Analógico/Digital o por potenciómetros digitales para hacer posible el control mediante microcontrolador. IC1B funciona como conversor de impedancia, así las características dinámicas de la regulación no cambian con la posición de P1. IC1A forma un comparador en cuyas

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salidas dos LED indican el estado de la regulación de tensión o corriente. Si está encendido D2, la regulación de tensión está activa. D1 indica si hay limitación de corriente, por ejemplo ante un cortocircuito. Pueden encontrarse en este circuito todos los elementos de una fuente de tensión para laboratorio completa. IC1A y su circuito adjunto pueden eliminarse si no es necesaria ninguna indicación de regulación/limitación.

Como amplificador operacional se ha utilizado el LM324, debido a sus rangos admisibles de tensiones de entrada, que en contraste con otros muchos empieza en 0 V. Alternativamente pueden utilizarse operacionales Rail-to-Rail. El tipo de MOSFET de canal n utilizado no es determinante. Como T1 pueden utilizarse por ejemplo BUZ21, IRF540, IRF542 e incluso el 2SK1428. En lugar del 2N7002 puede utilizarse también

el BS170. Los condensadores han de soportar una tensión de dieléctrico de 35 V o más. R15 y R17 tienen que ser de 0,5 W. Hemos de asegurar un buen refrigerado del regulador de tensión, así como de T1. El montaje de ambos en un mismo disipador ha de ser aislado, para que los radiadores de IC1 y T1 nunca se pongan al mismo potencial. (080326)rg

Dispositivo conversor para LED Por Jean Claude Feltes

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VCC Ron CB

470µ 16V

BOOST

8

8

VIN

VS 3 P1

2 1

10k R2

C1

ISET

S2OUT

IC1 VCNTRL

OUT

U2352 COSC

S2IN

6

4

RON

PWM 7

3

5

7

GND 6

1n

2

10n

BOOT SW

1

L1 50µH

IC2

D1

DIM

LM3404 VCC

CS GND

CF

4

100n

LED

5

DFR

Rsns 0Ω3

CIN

82k

R4 82 Ω

R3 10k

R1 12k

S1

8k2

En la mesa de proyectos de los autores todavía esperaban dos integrados a ser probados: el regulador LM3404 (lamentablemente, sólo disponible en versión SMD) y el PWM integrado U2352. Con estos integrados puede realizarse un pequeño dimmer para LED. Como fuente de alimentación (como en el caso de la Lámpara de LED con dimmer, que también aparece en esta edición) utilizamos una batería de 6 V y como fuente de luz un LED de 3 W (Luxeon). La tensión de alimnentación está entre un mínimo de 5,4 V y un máximo de 7,2 V. La parte crítica del circuito es el conversor. Reduce la tensión de 6 V de la batería a los 4 V necesarios para el pleno rendimiento del LED. Al reducir tensión, a la corriente le pasa lo contrario. En la línea de alimentación circula menos intensidad que en el LED. El LM3404 contiene toda la electrónica de control necesaria y un MOSFET interno como interruptor. La tensión proporcional para la intensidad en R sns (CS, pin 5 de IC2) se compara con la referencia interna de 200 mV. Si la tensión es inferior a 200 mV el MOSFET se enciende el tiempo necesario (tON). La corriente que circula por la inductancia y el LED se incrementa linealmente (aprox.). El tiempo tON se regula mediante RON y la tensión de entrada VIN: tON = 0,134 s ∗ (RON/VIN) = 1,83 µs (con RON en kΩ y VIN en V) Al terminar este tiempo se corta el MOSFET y la corriente fluye aproximadamente lineal por el diodo de libre circulación y el LED, hasta alcanzar los 200 mV (USNS), pasando por Rsns, y comienza un nuevo ciclo. Durante el tiempo de corte no circula intensidad a través de la línea de alimentación. El tiempo mínimo de conmutación es de 0,3 µs.

1N8517

CBuffer 100n

080373 - 11

El rizado de la corriente es menor cuanto más grande sea el valor de la inductancia y más alta sea la frecuencia de conmutación. Durante el tiempo t ON la intensidad crece linealmente, y la tensión en la bobina es: uL = UIN –ULED –USNS = 1,8 V. Por lo tanto uL = L(∆iLED/∆t) Con ∆t = tON se incrementa el rizado a 66 mA. En R sns caen con el valor mínimo de corriente 200 mV. El valor medio de la corriente ronda la mitad del máximo del rizado. Con R sns = 0,3 Ω se obtiene el valor medio de la intensidad. Imin = 200mV/300mΩ = 667 mA. Esta es aproximadamente la máxima corriente para un LED de 3W. Modificando Rsns puede ajustarse la intensidad. Más elegante sería que el integrado PWM en el puerto DIM module al regulador. Para R sns puede utilizarse simplemente un trozo de cable resistivo bifilar. El U2352 genera una señal PWM con pocos componentes externos, ajustable

en un área del 0 al 100%. C1 fija la frecuencia de oscilación de un generador de señal interno en unos 10 kHz. fosc = (55/(Cosc ⋅ Vs) (con fosc en kHz, Cosc en nF y Vs en V). Esta tensión triangular es comparada con la de referencia, determinada por P1. A la salida del comparador surge la señal PWM. La señal dada a la salida pasa a través de una lógica de control interna, mediante la cual conmuta si se alcanza una corriente máxima. Como esta función no la necesitamos, se desactiva (el pin 5 a GND y el pin 3 sobre R3 a +VCC). Si la resistencia en serie R4 del estabilizador de tensión es o no absolutamente necesaria, no está muy claro en el Datasheet. La señal PWM se introduce en la entrada DIM del LM3404 y genera una luz modulada de unos 10 kHz. Con un interruptor (o un botón) podemos llevar la salida del PWM al máximo y poner el LED a la máxima luminosidad. [email protected] (080373)rg

79

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Pequeña ayuda para programadores de BASCOM Por Jochen Brüning El desarrollo de un programa es la salida de “resultados intermedios” – éstos pueden ser desde valores instantáneos de variables a referencias a estructuras en el desarrollo del programa – algunas veces deseables, y otras ni siquiera necesarias. La intención de este circuito de ejemplo con LCD es mostrar el cálculo de estos “resultados intermedios”. Sin embargo, ni todos los circuitos tienen una pantalla, ni siempre es posible conectar una. Con los microcontroladores “pequeños” como el ATtiny 25/45/85 no hay escasez de funcionalidad pero sí de puertos. Los pines de entrada/salida libres no son suficientes para conectar un LCD en el modo a 4 bits. ¿Mala suerte? No si uno programa en BASCOM. Existe una solución simple, flexible y “reciclable”. La propuesta consiste en utilizar el compilador del software UART disponible en el compilador de BASCOM junto con el emulador de terminal presente en el entorno de desarrollo. Para ello, uno tiene que familiarizarse antes de nada con la función de testeo, al menos con un pin del procesador elegido a su gusto. Al contrario que los controladores con USARTS dedicadas en hardware y con una posición fija de los pines, ganamos en fl exibilidad; la mayoría de diseños de estos circuitos, dado las multiples funciones a realizar, tienen una doble o triple posible ocupación de los pines. Si el PC dispone de USB, puede utilizar para conectar el circuito del microcontrolador al PC mediante un cable adaptador USB-TTL de FTDI, como se mostraba en la última edición de Elektor. Es todavía más simple si el PC dispone de puerto de serie (RS232). Entonces sólo hace falta un cable que tenga un convertidor de nivel TTL a RS232. El circuito necesario para ello normalmente del propio convertidor, del tipo MAX232, y cuatro condensadores. Para ello el autor ha seccionado un cable de ratón serie con el conector de 9 pines, en el que el integrado MAX232 con los condensadores soldados ha de conectarse. Todos los cables se fijan con un tubo termorretráctil. El resto de detalles se describen en los esquemas. El software necesario en el procesador es limitado por la configuración del soft-

80

Verano ES-10 (76-83).indd 80

ware UART con instrucciones. Con estas instrucciones OPEN se hacen más cercanos parámetros típicos de la comunicación serie como la tasa de transferencia en baudios, paridad y bits de parada, y además se define el pin del procesador utilizado para la transmisión, así como la función (emisor o receptor). Han de programarse dos instrucciones OPEN: una para enviar y otra para recibir. Un ejemplo de configuración para enviar datos del procesador al emulador de terminal sería: Open „COMB.3:9600,8,N,1“ For Output As #1

B.3 : hemos configurado el puerto B.3, con una ATiny25 sería el pin 2. Output: a través del puerto B.3 se envían datos. #1 : manejo de archivo, proporciona la asignación en las siguientes instrucciones de impresión. Después se envían los datos con la instrucción de impresión común: Prin #1 , “Hello” ; variable_controlada

asegurarnos de que también en el cable está en el pin correcto. Para configurar las variables en el procesador hay varias posibilidades. Es obligatoria una instrucción OPEN con entrada y un manejo de archivo distinto, por ejemplo #2, referidos a las instrucciones de input o de inkey: Open „COMB.1:9600,8,N,1“ For Input As #2 ‚PB1 (=Pin 6 de la ATiny25) para la entrada serie Input #2 , variable_controlada ó variable_controlada = Inkey(#2)

Ha de prestarse atención en que una entrada vía input ha de concluirse con un RETURN. ¡Inkey devuelve un “0” si no se pulsa ningún botón! Puede encontrar más detalles en la ayuda online de BASCOM. La captura de pantalla muestra un pequeño programa de ejemplo con la ventana del emulador de terminal abierta, cuyo correspondiente código hexadecimal puede descargarse gratis de la página web de Elektor. (080370e)

#1 : se produce la conexión con la instrucción OPEN asociada Para testear la comunicación es conveniente al principio enviar un simple texto. Pueden determinarse así los parámetros de transmisión en la instrucción OPEN y relacionarse en el emulador de terminal (puede encontrarse en Tools, en la cabecera, o pulsando a la vez ctrl+T) y

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Medidor de potencia de audio Por Michiel Ter Burg

Mediante el dimensionado adecuado de las resistencias, se introducen las indicaciones de potencia. En este caso se ha optado por valores adecuados para uso doméstico. Igualmente le resultará sorprendente lo fuerte que debe ajustar el amplificador para lograr que los LED se enciendan. Para las resistencias es suficiente 1/4 W, si el amplificador no emite ininterrumpidamente por encima de 40 W. Por encima de esta potencia también el transistor se carga demasiado, por lo que se deberá vigilar un poco. Dado que T1 se utiliza en saturación, la amplificación Hfe no resulta importante y se puede utilizar cualquier tipo compatible. Las potencias proporcionadas son válidas para altavoces de 4 ohmios; para altavoces de 8 ohmios se deben dividir entre dos todos los valores de resistencia.

1k5

680Ω

R3

T1 LED bicolor

BC547

R2 330Ω

Este sencillo circuito indica la potencia suministrada que recibe un altavoz. El par LED se ilumina de color verde con una potencia transportada de aproximadamente 1 vatio. Con 1,5 vatios, cambia de color a naranja, y con más de 3 W se vuelve rojo intenso. El circuito se conecta en paralelo a los bornes del altavoz y obtiene la alimentación de la propia señal de audio. La carga extra de 470 ohmios (R1//R3) no resultará problemática para ningún amplificador. Durante la fase positiva de la señal de salida, cuando haya suficiente corriente se activará el LED verde del LED bicolor mediante R3. Con corrientes de salida superiores, T1 (según el divisor de tensión R2/R1) empezará a conducir y hará que el LED verde se apague.

R1

verde

rojo

080506 - 11

Durante la fase negativa, el LED rojo se activa mediante R3, con lo que con la corriente suficiente se iluminará. En el área de transición (en la que T1 cada vez conducirá más y con ello «cierra» el LED verde) la combinación de verde y rojo hace que el LED bicolor tome un color naranja.

(080506)

Intermitencia pseudo-aleatoria Por Hans-Jürgen Zons

7-8/2008 - elektor, electronics worldwide

Verano ES-10 (76-83).indd 81

+9V R1 14

C6

1k5

270Ω

R3

47µ 16V

IC1 ca. 850Hz

R2

9V

2 6

ca. 180Hz

R DIS

13 R4

IC1.A

THR

OUT

5

39k

1

7

4

BT1

8k2

Hace poco se hablaba en el foro sobre cómo lograr un efecto de chispeo en un determinado número de LED blancos. El autor útilmente no sólo ha dado las pistas (para la aleatoriedad), sino que además ha desarrollado un circuito e incluso dibujado el esquema de una placa. Los archivos Eagle pueden descargarse desde la web de Elektor para contribuir a este artículo (www.elektor.es/080329). Situémonos en el punto de salida: un efecto artístico de centelleo o chispeo puede simularse cuando varias fuentes luminosas que brillan cada cierto tiempo aleatoriamente. Ahora bien, no es tan simple generar ese azar electrónicamente. Pero para estas aplicaciones, no tiene porque ser necesaria una aleatoriedad perfecta. Para el efecto óptico, basta con que lo parezca. Bajo este principio, el autor ha utilizado las señales de dos timers 556, cuyas frecuencias

12 8

TR

10 R

DIS

IC1.B

THR

OUT

9

TR

CV

CV

3

11

C1

C2

C3

C4

100n

10n

100n

10n

+9V IC1 = NE556N

C5 100n

SV2

16 0

3

CTRDIV10/ 1 2 DEC 4 2 7 3 IC2 10 4 14 1 5 & + 5 6 13 6 7 9 CD4017 8 11 9 15 12 CT=0 CT≥5 8

SV2'

1

1

2

2

3

3

4

4

5

5

6

6

7

7

8

8

9

9

10

10

11

11

12

12

13

13

14

14

2k2 2k2 2k2 2k2 2k2 2k2 2k2 2k2 2k2 2k2

R12

D8

R8

D4

R7

D3

R11

D7

R6

D2

R5

D1

R10

D6

R13

D9

R9

D5

R14

D10

080329 - 11

(850 Hz para IC1A y 180 Hz para IC1B) están mezcladas y sin divisiones proporcionales. A partir de estas dos señales, se crea un contador decimal “poco adecuado”, con un patrón permanentemente cambiante (pseudo-aleatorio) en sus diez salidas, que difícilmente se repite. Para comportarse de este modo, se introduce la señal de mayor frecuencia en la entrada de reloj (CLK) del contador IC2, y la de menor frecuencia en la entrada de reloj inhibida del pin 13. Como resultado tenemos un parpadeo casi-aleatorio. Pueden conectarse directamente diez LED en estas salidas, pues la fuente CMOS tan sólo suministra unos pocos miliamperios. Para tensiones de alimentación de 10 V es recomendable reajustar la resistencia de las salidas del integrado en las conexiones previas (2,2...4,7 kΩ). Para conseguir este chispeo con más de diez LED, basta naturalmente con construir otro dispositivo igual. (080329)

81

5/6/08 23:54:34

Ventilador de 12 V directamente a 220 V Por Ton Giesberts R3

Este circuito ciertamente no es nuevo pero, al tratarse de dar algunas indicaciones para utilizar un pequeño transformador resistente a cortocircuito o un divisor de tensión capacitivo (directamente a la tensión de red de 220 V) como alimentación para un ventilador, resulta muy útil. Si más tarde se debe aplicar una refrigeración forzada y se debe tener en cuenta el espacio disponible, no hay casi ninguna otra opción posible. Con una corriente baja, un divisor de tensión capacitivo ocupa menos espacio que un pequeño transformador resistente a cortocircuito. Para limitar la corriente de carga del condensador electrolítico de alimentación C2, se añaden R1 y R2. Dado que a menudo se desconoce la tensión de servicio de las resistencias añadidas, hemos escogido dos resistencias para la limitación de corriente. Esto también es aplicable a las resistencias de descarga R3 y R4 para C1. Si el circuito está conectado a un enchufe de conexión a la red, no puede quedar ninguna corriente peligrosa en el enchufe, por lo que se utilizan R3 y R4. El condensador C1 determina la corriente máxima que se puede suministrar. Por encima del máximo la alimentación fun-

R4

470k R1

470k C1

100 Ω

K1

680n 250V X2

230V

+12V B1 50mA D1

R2 100 Ω

B250C1500 12V 1W3

C2

M

1000µ 16V

080507 - 11

ciona como generador de corriente. Con un consumo menor, el diodo zener D1 limita la corriente máxima y disipa el resto de la potencia. Lo mejor es que se puede dimensionar el valor de C1 basándose en el consumo de corriente máximo esperado. Como regla general, para el cálculo de C1 se puede partir de la tensión de red. La corriente de salida de 12 V, los voltajes de diodo de B1 y la caída de tensión en R1 y R2 los despreciamos para facilitar la tarea. A continuación el valor calculado se redondea al valor del E-12 más próximo. La impedancia del condensador es a 50 Hz 1/(2π⋅50⋅C). Si, por ejemplo, que-

remos poder suministrar 50 mA, será necesaria una impedancia de 4600 Ω (230 V/50 mA). En tal caso, el valor para el condensador es de 692 nF. Al redondear se convierte en 680 nF. Para compensar la variación de la tensión de red y las pérdidas despreciadas, en caso necesario, se puede escoger un valor superior de E12. También se puede obtener la esa capacidad con dos condensadores en paralelo. Esto también puede resultar necesario por la distribución del espacio disponible. Para C1 lo mejor es utilizar un condensador que sea especialmente adecuado para aplicaciones de tensión de red (por ejemplo, tipo X2). (080507)

Cable de datos de un móvil como interfaz conversor Por Michael Gaus Un circuito con microcontrolador no está a la última si no puede conectarse a un portátil. Podemos optar por uno de los muchos conversores USB/Serie RS232 disponibles y dotar al circuito del controlador con un conversor de nivel como el MAX232. No obstante, a veces la instalación posterior de un conversor de este tipo puede resultar muy tediosa, sobre todo si el circuito ya se encuentra ensamblado. Como ejemplo tenemos algunos Routers de conexión a Internet; los usuarios más avezados los modifican (cambiando el Firmware) para ser utilizados para otros propósitos. Si está dispuesto a soldar, puede tener la solución más sencilla y económica. Los modelos de teléfonos móviles más

82

Verano ES-10 (76-83).indd 82

antiguos no disponían todavía de tecnología USB para ser conectados a un PC. Para dichos modelos había (y hay) cables especiales, que ya incluían el

interfaz conversor. Incluso la conversión de nivel lógico para el RS232 ya estaba integrada. ¿Hay algo más sencillo de usar que un cable de datos? Los podemos encontrar en Internet a precios muy razonables. El cable tiene además la ventaja de alimentarse de los +5 V del PC, con lo que además puede alimentar directamente pequeños circuitos. Un buen ejemplo de cable de este tipo es el “KQU08A”, diseñado para el modelo C55 de Siemens. En principio, la “reconstrucción” de éste es trivial: se elimina el terminal para el móvil y se suelda un conector de 5 pines. Como muestra la imagen, el autor ha añadido un pequeño trozo de una tarjeta perforada, para darle mayor estabilidad mecánica. La configuración de pines es muy simple: amarillo = +5 V,

elektor, electronics worldwide - 7-8/2008

5/6/08 23:54:37

rojo = tierra, azul = RxD, blanco = TxD y verde = DCD, éste último en muchos casos puede omitirse. Por seguridad, ha de comprobarse cuidadosamente estas conexiones. Hemos de advertir que RxD, TxD y DCD están diseñados para 3.3 V y activos a nivel bajo. Cuando tenemos un circuito a 5 V, no hay problema en conectar el TxD del cable con el RxD de un microcontro-

lador a 5 V, pues ésta suele interpretar correctamente el nivel. A la inversa, será mejor conectar el TxD del controlador con un divisor de tensión (con resistencias de 1K8 y 3K3) al RxD del cable. En lugar de una resistencia de 3K3, se puede utilizar un diodo Zener de 3,3 V. La línea de 5 V no ha de superar los 100 mA. Antes de pasar a la acción, sería conveniente conectar el cable primero a

un PC, y que los drivers configuren el puerto para estabilizarlo debidamente, como si de un puerto COM vir tual se tratase. Después puenteamos R xD y TxD y los testeamos con un programa de Terminal sin eco (Echo) local, para comprobar que los datos enviados se reciben nuevamente. (080321)

Fuente de tensión simétrica para operacionales muy barata

7-8/2008 - elektor, electronics worldwide

Verano ES-10 (76-83).indd 83

C7

SUB D9

2

15

GND C5

C1T1IN T2IN R1OUT R2OUT C2+

MAX232

C2-

1 3 11 10 12 9 4 5

C8

+5V

10u C9

100n

C6 10u

10u

25 RC6/TX/CK 26 RC7/RX/DT

-9V

32

14 T1OUT 7 T2OUT 13 R1IN 8 R2IN

C1+

VDD

S2

IC3

1

1 6 2 7 3 8 4 9 5

VCC

MCLR/VPP

16

K3

11

S1

VDD

10u

+9V

VDD

+5V

VEE

1

6

38 RB5/PGM 39 RB6/PGC 40 RB7/PGD

IC4 080498 - 11

3

BC550C

+9V

+8V3

1k

2

470n

10µ 16V

10µ 16V

1k

Ya se han descrito muchas posibilidades para pasar de una tensión de alimentación simple de +5 V a una fuente simétrica para amplificadores operacionales y comparadores. La solución más simple (en cuanto a precio y componentes) es utilizar un MAX232 (con encapsulado DIL-16 puede conseguirse por menos de 0,5 €). En casi todos los circuitos con microcontrolador y puerto RS232, este integrado actúa como conversor de nivel entre el TTL (5 V) y el propio RS232 (±12 V), luego ya tenemos una fuente de tensión para operacionales simétrica prácticamente gratis. No necesitamos más circuitería adjunta al integrado. La figura 1 muestra el típico circuito de un MAX232 en una tarjeta microcontroladora. De los 5 V de alimentación se genera una tensión simétrica alrededor de ±9 V, en los pines del integrado 2 (VDD, +9 V) y 6 (VEE, -9 V). Como vemos en la figura 2, en Idle-Mode podemos contar con 10 V e incluso con 9 V para 5 mA, lo que es suficiente para la mayoría de operacionales estándar y para todos los LowPower. El MAX232 tiene un multiplicador de tensión doble con dos condensadores electrolíticos externos para duplicar la tensión. En la figura 1 se han utilizado condensadores de 10 µF, que garantizan una tensión de salida más estable que si utilizamos los de 1 µF, como se ve en la figura 2. El multiplicador de tensión del MAX232 se ha montado con una frecuencia de oscilador de aproximadamente 50 kHz, así que el rizado de la tensión de salida es muy pequeño y con una carga de 2 mA típicamente es menor de 10 mV. En la mayoría de los casos podremos renunciar a la suavidad en la tensión de salida. En aplicaciones críticas como la amplificación de señales débiles de

470n

–9V

–8V3 BC560C

audio o mediciones con operacionales puede utilizarse un inversor de impedancia además del filtrado a 50 kHz. La fi gura 3 muestra un circuito testeado bastantes veces. En lugar de los transistores utilizados BC550 (NPN) y BC560 (PNP) pueden usarse otros complementarios (de silicio) como el BC547 (NPN) y el BC557 (PNP). También son útiles los

080498 - 13

transistores amplificadores de corriente del tipo “B” (por ejemplo BC547B/ BC557B), y los condensadores electrolíticos entre las bases de los transistores y masa pueden ser mayores (por ejemplo 100 µF) o menores (por ejemplo 1 µF). La caída de tensión debida al inversor de impedancia ronda tan sólo los 0,7 V. (080498e)

83

5/6/08 23:54:38

Controlador Li-po

84

Verano ES-11 (84-91).indd 84

1 R12

R5

C1

10k

10k

D17

3

1N4448

1

R7

3

1k RB3

PIC16F84

RA1

17

R6

RB2

RA3 RA2

18

100k

2

RA4

RA0

RB5 RB6 RB7

33k

4

RB4

OSC2

15

C6

C7

C8

C5

16

C4

100n

T1

8 9 10

4MHz

13

5

D20

Puertos = Entrada

Nivel de disparo

0

t1

Tiempo t2

Puertos = Salida (Todos los C's descargados)

t3 080053 - 12

Puertos = Entrada (Inicio de medición; Temporizador Reset)

3 8 7 6 5 2.2 2

3

1.8

Nivel de disparo

1.6

2

6V

3V

14

9V

1.2

1

1 0.8 0

20

Tiempo [ms]

40

0.6 0.4 0.2 0

D19

R11

D18

080053 - 11

2

4

R10

22p

3x 100n

5

Control de motor con BEC

12

C5

22p

3

2N7002

11

R9

OSC1 X1

7

10k

2

220k

RB1

K3

2

6

10k

R8

RB0

IC1

3

Receptor 1

MCLR

10k

4

1

R13

14

CAL

K1

K2

2

100n

Lipo (3 células)

El controlador Li-po sirve para vigilar elementos de las baterías de polímero de litio de aeromodelos electrónicos. Los elementos de una batería Li-po de tres elementos se controlan por separado por si presentan tensiones bajas. Si la tensión en un elemento cae por debajo del valor mínimo, el electromotor se detiene. El receptor alimentado también a través de un BEC (battery elimination circuit) por la batería de litio continúa funcionando, de forma que el aeromodelo puede posarse planeando. Mediante un LED se indica qué elemento ha provocado la desconexión. La desconexión sólo es reversible apagando y volviendo a encender de nuevo. Para la medición de las tres tensiones, el circuito (ilustración 1) no precisa un convertidor analógico-digital especial. La conversión analógico-digital se produce a través de un puerto digital normal del microcontrolador PIC con ayuda de los elementos RC. Como referencia para la tensión se mide el tiempo que se necesita para cargar el condensador a través de la resistencia. La ventaja de este principio es una elevada inmunidad a parásitos, gracias al proceso integrador, así como un menor número de componentes y, por lo tanto, una menor necesidad de espacio. Para comenzar la medición, todos los puertos de medición se conectarán como salidas y se fijarán a nivel bajo. De esta manera se descargarán todos los condensadores. A continuación, todos los puertos se conectarán de nuevo como entradas y se medirá el tiempo hasta alcanzar el umbral de disparo en la transición bajo/ alto. (Véase la ilustración 2). Gracias a que tenemos la posibilidad de calibrar, el valor absoluto del punto de disparo no es importante. Dado que sólo se mide la transición bajo/alto, la histéresis tampoco es importante. Dado que, normalmente, se vuela en un rango de temperaturas limitado, la dependencia del umbral con respecto a la temperatura también se puede despreciar. Las constantes de tiempo deben dimensionarse de tal manera que los momentos de disparo en las diferentes tensiones de aprox. 3 V, 6 V y 9 V presenten aproximadamente las mismas magnitudes. Dado que nos encontramos en las secciones más inclinadas de las funciones e, la sensibilidad de medición de los tres canales es, además, similar (véase la ilustración 3).

1

Tensión

Por Andreas Graff

Time [ms] Tiempo [ms]

1

1ms/div

2

3

4 080053 - 13

5

También se ha de tener en cuenta que a 6 V y a 9 V los elementos inferiores no se miden. Al activar la desconexión, debemos analizar, con la ayuda de la lógica, qué elemento ha sido el “culpable” de dicha desconexión. El resultado se puede observar en los tres LED. El controlador PIC 16F874 utilizado dispone de diodos de protección en las entradas. Si contamos, además, con las resistencias de alta impedancia de los elementos RC, no debemos preocuparnos por el hecho de se pueda producir un efecto de latchup a tocar las entradas de 6 V y de 9 V. A efectos de “depuración” (debug) se implantó un interfaz serie (9600,8,n,1) (TxData en RB3, RxData en RB4). Dado que la m e m o r ia a ún t e nía espacio, ésta ha permanecido en el programa. Aquí se pueden leer en todo momento los valores reales (8 bits) en decimales (-Canal1Canal2-Canal3). En el

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controlador está activado el “watchdog”, de forma que los posibles fallos que se produzcan en el funcionamiento no afectarán a la funcionalidad. El software para el controlador (el archivo .hex y el código fuente) está disponible en la dirección www.elektor.es para su descarga gratuita. Para la calibración el pin CAL debe estar conectado a masa durante la conexión. La confirmación visual nos la proporcionan todos los LED que se encenderán hasta que el Pin CAL vuelva a estar en a

nivel alto. A continuación, procederemos de la siguiente manera: - El LED del canal 1 (D18) se enciende. Aplicamos una tensión a la entrada del canal 1 (pin 3 de K1) que corresponda al valor de desconexión de un elemento (2,9 V). Ahora conectamos el pin CAL a masa durante un breve espacio de tiempo. - El LED del canal 2 (D19) se enciende. Aplicamos una tensión a la entrada del canal 2 (pin 2 de K1) que corresponda al valor de desconexión de dos elementos

(5,8 V). Conectamos el pin CAL a masa durante un breve espacio de tiempo. - El LED del canal 3 (D20) se enciende. Aplicamos una tensión a la entrada del canal 3 (pin 1 de K1) que corresponda al valor de desconexión de tres elementos (8,7 V). Conectamos el pin CAL a masa durante un breve espacio de tiempo. Al regresar al modo de funcionamiento normal finalizaremos esta comparación y el controlador Li-po estará listo para funcionar. (080053e)

Juego 123 sin µC Por Stefan Hoffmann

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D1

68 Ω

33 Ω

R2

D2

D3

BT1

R3

D4

D5

R4 33 Ω

4V5

15 Ω

En este juego electrónico, un jugador se enfrentará “a la máquina”. Los contrincantes recorren un camino con una “ficha” conjunta y, en cada tirada, avanzan uno, dos o tres casillas. El objetivo es ser los primeros en llegar a la meta. Cuesta creerlo: esta sencilla variante del juego 123 prescinde totalmente de los servicios de un controlador y, sin embargo, ¡resulta casi imposible de vencer! La única electrónica que veremos se encuentra en la lógica de los diodos (ilustración 1). La “interfaz de entrada” se compone, básicamente, de 30 mini-conectores que pueden activarse con una punta de sonda, lo que marca la posición de la “ficha”. Para que todo esto resulte algo más compacto, los conectores están colocados en una matriz, de forma que el camino a lo largo de los mismos describe un trazado serpenteante (ilustración 2). Se comienza en la parte inferior derecha y el objetivo se encuentra situado en el medio del campo de juego. Una ligera presión sobre los botones significa que la electrónica está lista. La jugada deseada de la electrónica aparecerá representado en el campo de juego través de los tres LED (se iluminarán uno, dos o los tres LED). Lógicamente, el jugador deberá ejecutar esa jugada para la máquina adversaria con ayuda de cambios. El vencedor es aquél que acierte de lleno en la casilla objetivo. ¿Cómo es posible que una electrónica tan sencilla resulte ser un adversario tan difícil de batir? Tal y como ya hemos dicho, el

R1

2x 1N4148

2

3

1

S1

080130 - 11

D1

D2

D3

2

1

3

1

2

3

2

3

1

3

2

1

1

2

3

1

1

2

3

2

3

2

3

1

1

1

1

1

1

S1 080130 - 12

camino desde el inicio hasta la meta lo constituyen 30 conectores. Cada conector está asignado a la que sería la siguiente tirada ideal. Existen tres posibilidades: 1, 2 o 3. En el esquema de conexiones vemos que el circuito eléctrico se cierra con el botón S1 (el jugador pregunta al “ordenador” por la jugada deseada) cuando el lápiz toca uno de los conec-

tores. Los 30 conectores se distribuyen de tres maneras diferentes, lo que en el esquema de conexiones aparece representado con un conector de cada. Todos los conectores que pertenecen a un mismo tipo se unen eléctricamente entre sí, algo que el esquema de conexiones no muestra a efectos de claridad. Y así funciona la indicación de los LED: o bien el jugador toca el contacto derecho en R4 (sólo se encenderá el LED D3), o el contacto izquierdo en R3 (se encenderán los LED D1 y D2), o el contacto intermedio en los diodos D4 y D5 (se encenderán los tres LED). Ambos diodos impiden que al tocar la conexión izquierda o derecha se enciendan también los tres LED. El truco está en la asignación de los 30 conectores a los 3 tipos de “lógica”, es decir los tres tipos de la próxima mejor tirada posible. Comenzando desde la meta: En la meta no es necesaria ninguna otra tirada. Por lo tanto, el último conector no está conectado eléctricamente a nada. En el caso del conector situado justo antes de la meta, el “ordenador” desea avanzar justamente una casilla. Por este motivo, el conector está unido a R4. Si se trata del conector 2 anterior a la meta, la electrónica deseará avanzar dos casillas. Por esta razón, este conector está unido a R3. En la ilustración 2 para cada posición aparece representado con números la manera de proceder del “ordenador”. Dado que se juega por turnos, la electrónica siempre intenta llegar a una posición útil en términos estratégicos (marcada con flechas). Tan pronto como haya alcanzado una de estas posiciones estratégicas, el jugador no tendrá opción alguna de ganar. Por lo tanto, el jugador sólo podrá ganar, cuando sea él el que comience el juego y todas sus tiradas sean correctas. (080130)

85

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Generador de impulsos para motores de imán permanente Por Franz P. Zantis

D1

R4 100 Ω P1

Ra

14

220k D2

M

1N4148

S1

220µ 16V

7

Rb

M1

D3

C2

IC1

R2

1N4148

1k

R7 100k

C1 39n R1 1k

IC1.A 1

1

IC1.B 2

3

1

4

C3 1000µ 16V

BT1

T1

R3 4k7

47 Ω R5

IC1 = 40106

4x 1V2

T2

R6

BC557 1k

Los motores de corriente continua con imanes permanentes están muy extendidos y son especialmente apreciados en la construcción de modelos a escala. Algo típico en estos motores es la elevada relación entre el par de arranque y el par nominal. Si deseamos que un motor de imán permanente alimentado por una fuente de tensión continua varíe su número normal de revoluciones por minuto, manteniendo, eso sí, el mismo par motor alto, la utilización de un generador de impulsos puede resultar útil, tal y como os explicaremos en el siguiente artículo. Con ayuda de dos puertas del circuito integrado 40106 se ha construido un circuito astable, cuyo ciclo de trabajo puede oscilar entre unos límites sumamente amplios, y que no depende de la frecuencia. Según la configuración del potenciómetro fijaremos ambas resistencias Ra y Rb que constituyen la resistencia total del potenciómetro. A través de la resistencia Rb se carga el condensador C1 y a través de la resistencia Ra se descarga. En la salida (pin 4) del integrado 40106 se puede configurar cualquier ciclo de trabajo. El tiempo a nivel alto de la salida viene determinado por la resistencia Ra y

1N4148

2N3055

50µA

060187 - 11

el tiempo a nivel bajo por Rb. La frecuencia del oscilador es constante y de aproximadamente 115 Hz. El transistor T1 sirve para la amplificación de corriente. Cuando el pin 4 del 40106 está conectado a masa, T1 conduce, y si la salida se encuentra aproximadamente a la tensión de funcionamiento, T1 se cortará. En el colector de este transistor hay suficiente corriente disponible como para controlar el transistor de potencia 2N3055. La resistencia R4 y el

condensador C2 desacoplan el control de la unidad de potencia. El instrumento de bobina móvil conectado a través de la R7 sirve, en caso de funcionamiento con batería, para el control del estado de carga de la misma. El autor utilizó este circuito para accionar un motor de un antiguo grabador de cintas. Para ello, el 2N3055 no necesita ningún disipador de calor. (060187e)

Convertidor reductor de bajo voltaje En ocasiones, contamos con una alimentación de 5 V pero debemos conseguir una tensión más baja para una determinada parte del circuito. Mientras la entrada de corriente se mantenga por debajo de los 600 mA, un circuito integrado regulador de conmutación de la familia TS62000 [1] de Texas Instruments es una opción ideal. Las principales ventajas son las siguientes: • Un encapsulado SMD pequeño pero fácil de soldar manualmente. • Alta frecuencia de trabajo, 750 kHz => baja inductividad externa. • MOSFET de potencia integrados => gran rendimiento de hasta el 95%. • Sin necesidad de un diodo de conmutación externo. De esta manera, en un espacio muy reducido podemos construir un convertidor de

86

Verano ES-11 (84-91).indd 86

caso de 3,3 V o más en la salida es mejor contar con 22 µH. La VIN L 10µH R2 tensión de entrada puede oscilar IC1 R1 C3 6 4 ILIM PG entre los 2 V y los 5,5 V y, por 330k 15n supuesto, debería ser siempre 8 5 EN FB C2 C4 superior a la tensión de salida TPS62000 7 2 deseada. Con los valores indi100µ 100µ SYNC FC R3 16V 16V cados se obtienen, con 5 V en GND PGND C1 3 10 la entrada, 3,3 V en la salida. Si 100n deseamos ahorrarnos aún más componentes, podemos utilizar 070966 - 11 uno de los modelos de la serie con tensión de salida fija, dispotensión altamente eficaz. En el sitio web de nibles para los rangos de 0,9/1,0/1,2/1 Elektor podréis descargaros un ejemplo de ,5/1,8/1,9/2,5/3,3 V. Entonces también diseño del autor en forma de archivo. prescindimos de R2, R3 y C3, de forma En el caso del modelo TSOP62000, dis- que el pin 5 está conectado directamente ponemos de una tensión de referencia con la salida. (070966) interna de 0,45 V, pudiendo fijar entre ambas resistencias R2 y R3 tensiones de salida de entre 0,5 V y 5 V. La fórmula: Uout = 0,45V + 0,45V * R2 / R3 Enlace: Para tensiones bajas, la inductividad [1] Ficha técnica TPS6200: de L1 debería ascender a 10 µH y en el focus.ti.com/lit/ds/symlink/tps62000.pdf 1

9

VOUT

L1

209k

VIN

33k

Por Steffen Graf

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Autocarga misteriosa Por Peter Ley

lo que tendremos que sacrificar algunos condensadores No os preocupéis, no estaviejos. mos hablando de magia En un condensador electrolínegra o de una superstición tico de aluminio polarizado y poco científica. Más bien se radial de 100 µF se midió, Electrodo Electrodo trata de un fenómeno elepor ejemplo, con un DMM (Ri mental de la física, concre= 1 MΩ) y a una temperatura tamente la electricidad de de 20° C, 5 mV. A 120° C se contacto, conocida también midieron 230 mV y como como potencial de contacto corriente de cortocircuito se o tensión de contacto. En midieron 0,5 µA. el momento en el que dos Análisis más exhaustivos materiales diferentes entran han logrado medir, en el en contacto, electrones de caso de este condensador, conducción pasan de un una resistencia en origen Tensión de Tensión de material a otro. En este prode 852 k Ω y una tensión contacto contacto ceso, el material donante se en origen de 426 mV. La carga en positivo y el mated e p e n d e n cia d e la te n rial receptor en negativo. sión en vacío medida con Esto ocurre con todos los respecto a la temperatura materiales, es decir no sólo con meta- de forma homogénea. Por este motivo, se puede considerar, en un primer les, sino también para no metales. El sí se generan pequeñas diferencias de momento, como lineal, de forma que ejemplo más conocido de la electrici- potencial. del ejemplo resulta un coeficiente de dad de contacto son la electricidad por En el caso de un condensador elec- temperatura de 2,25 mV/K. frotamiento y la termovoltáica. Eso en lo trolítico resulta algo más complicado. En algunos condensadores electrolíticos que respecta a la teoría y ahora pase- La capa delimitadora está compuesta se pueden medir tensiones en vacío de por un electrodo metálico y el dieléc- hasta 0,9 V. También se pueden conecmos a la práctica. Analizaremos este fenómeno en un trico, mientras que en la otra cara el tar varios condensadores a una misma ejemplo que resulta bastante irritante electrodo metálico con los electroli- batería. A pesar de que estos condensaen un primer momento. Para ello pre- tos está en contacto con el electrolito dores (aún) no se pueden utilizar como cisamos de un condensador y puen- con el dieléctrico. Por este motivo, en fuente de energía, quizá sí como sensoteamos las conexiones con un puente este caso se generan tres tensiones res. Dos observaciones más: de cortocircuito (utilizaremos presillas de contacto. Además, en los electrococodrilo). Este condensador cortocir- litos también se producen reacciones 1. El término “tensión en vacío” no es cuitado lo conectamos a un medidor electroquímicas, de forma que, com- exactamente correcto en este caso, ya de tensión de alta impedancia (aquí plementariamente, se generan también que la resistencia interna de 1 MΩ del también utilizaremos presillas coco- potenciales galvánicos. En las conexio- DMM representa una carga consideradrilo) en el rango de los mV. Como no nes externas del condensador electro- ble para la fuente con una resistencia en podía ser de otra manera, éste arroja lítico también es posible medir peque- origen de 852 k. una lectura de 0 mV. En el momento en ñas tensiones que, por norma general, 2. Para los experimentos se utilizan, por el que retiramos el puente de cortocir- son algo mayores que en el caso de supuesto, condensadores descargados cuito, la tensión aumenta lentamente otros condensadores. sin fuente de tensión externa. (071153e) hasta alcanzar unos cuentos milivoltios, Experimentos realizados demuestran casi como si el condensador se cargase que la tensión medida es mayor cuanto mayor es también la capacidad del conpor sí solo. Este fenómeno se debe a la electricidad densador. Además, ésta depende en Literatura: de contacto (véase la ilustración). En el gran medida de la temperatura. interior del condensador se producen Si calentamos con cuidado el con- Dienst, Lay: Praktische Experimente mit alternativen dos transiciones: (1) primer electrodo densador, la tensión aumenta consi- Energiesystemen. Selbstbauprojekte mit Thermovoltaik und erneuerbaren Kraftstoffen. Franzis Verlag, 2008 metálico-dieléctrico y (2) dieléctrico- derablemente. Para ello no se debe segundo electrodo metálico. En ambas utilizar una llama directa, ya que éste Contacto: [email protected] transiciones los electrones pasan de una se derretiría y provocaríamos la infl amateria prima a la otra. Las dos fuentes mación del revestimiento plástico. Y de tensión de contacto están conecta- esto, además, no sólo por el peligro das en sentido contrario en serie, lo que de provocar un incendio, sino para eviprovoca un aumento de las tensiones tar la generación de gases tóxicos. Los de contacto. Esto es válido, aunque sólo condensadores electrolíticos quedan en la teoría. En la práctica, las transi- inservibles tras haber sido sometidos ciones no se producen en todas partes a temperaturas demasiado altas, por

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Dieléctrico

87

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Lámpara de control del calentamiento para estaciones de soldadura Weller +12V

Desde la página web de Elektor se puede descargar en formato PDF el diseño de la placa de este montaje así como consejos para la instalación en las estaciones de soldadura modelos WTCP-S y WTCP 50.

IC2 = LM358

47k

3

IC2.A

D2

1

8

5

R2

6

IC2.B

7

R7

1k5

4

100k

2

R5

1N4148

C4

1k

1

D3

LED

R6 10k

R4 1M

R3

2

100n R1 0Ω33

IC1

78L12

D1

K1

IN4004 1

2

3

neu C S

TR1 6

1

+12V

C1

C2

C3

47µ 63V

100n

100n

4

S1

F1

X1 230VAC

2 3 neu 7

Soldador TCP-S

1

Potencial Soldador

WTCP-S

Por Heinz Kutzer La estación de soldadura WTCP 51 de la empresa Weller funciona según el principio Magnastat. La cabeza del soldador cuenta con una cubierta magnética. A través de un proceso mecánico, el imán se encarga de la conexión de un interruptor. El interruptor cierra el circuito de caldeo entre la parte secundaria de un transformador de 24 V y el elemento térmico en el soldador. Si se supera una temperatura determinada, la temperatura Curie, la cubierta pierde sus propiedades magnéticas y el interruptor se abre. El proceso es reversible. Una cifra grabada sobre la cubierta de la cabeza del soldador señala su temperatura de aplicación. De esta manera, un 5 corresponde a 260° C, un 6 corresponde a 310° C, un 7 corresponde a 370° C y un 8 corresponde a 425° C. Si se utiliza un estaño con alto contenido en plomo, por lo general se utiliza la cabeza de soldador de 370º C. Por debajo de esta temperatura de activación el elemento térmico está conectado, y por

88

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encima desconectado, de manera que la cabeza del soldador mantiene una temperatura constante. Un pequeño inconveniente reside en que, en ocasiones, el denominado interruptor Magnastat pierde su función. En estos casos, una indicación del proceso de caldeo puede resultar muy útil. De esta manera, tras la conexión de la estación de soldadura, podremos reconocer cuándo el proceso de caldeo ha llegado a su fin y sabremos cuándo podemos comenzar a soldar. Para ello se ha desarrollado el circuito que presentamos en este artículo que se montará en la carcasa de la estación de soldadura y que mostrará el proceso de caldeo a través de un LED. A tal efecto, se evaluará la caída de tensión generada por una derivación. No resulta necesaria ninguna compensación. Las estaciones que se pueden equipar con este circuito son los modelos WTCP-S, WTCP 50 y WTCP 51 de la empresa Weller. El esquema de conexiones muestra el esquema de las conexiones de la esta-

080121- 11

ción de soldadura (en la parte inferior) ampliado con el circuito de lectura (en la parte superior enmarcada). El cartucho de calefacción del soldador conectado a través de un enchufe de tres pines presenta una resistencia de 12 Ω. El transformador de la estación de soldadura suministra una tensión efectiva de 24 V. La corriente durante el caldeo es de 2 A. El valor de cresta asciende, por tanto, a 2,822 A. En el caso de una resistencia de 33 mΩ como derivación (R1) caerá una tensión de 93 mV (valor de cresta). El LM358 cuenta con dos amplificadores de operaciones. El IC2a está conectado como amplifi cador con un factor de amplificación de 100. Dado que éste sólo funciona con una tensión de suministro positiva (unipolar), sólo amplificará las medias ondas positivas de la tensión alterna en descenso en R1. En la salida del amplificador de potencia, el C4 se cargará a través de D1 durante el tiempo de caldeo hasta alcanzar aproximadamente 10 V. El amplificador IC2b

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está conectado como un comparador, cuyo valor umbral se fi ja a través de R5 y R6 en aproximadamente 2,1 V. Cuando la corriente de caldeo fl uye, la salida del comparador es positiva y el LED se enciende. Si se abre el interruptor Magnastat del soldador, C4 se descargará a través de R4 (constante

de tiempo: aprox. 100 ms) y el LED se apagará. La tensión de funcionamiento para el LM358 se genera a través del rectificador de media onda (D1/C1) y del regulador de tensión de 12 V (IC2) a partir de la tensión del transformador de 24 V. A pesar de la amplificación por 100 en

IC1 no se necesita una compensación del desfase, ya que en caso de tensión máxima de desfase del LM358 (7 mV), el error a la salida no es superior a 0,7 V y, por lo tanto, se mantiene muy por debajo del umbral del comparador que se encuentra en 2,1 V. (080121e)

Juego 123 “de luxe” S1 C1 100n 21 BT1

AREF

4V5

1

7 VCC

20 AVCC PC0(ADC0) PC1(ADC1)

PC6(RESET)

PC2(ADC2)

IC1 2 3 4 5 6 11 12 13

2

D32

1

1

S3

2

S4

grün

rot

3

R7

R10

R11

28

B.0

R1

PD4(XCK/TO)

B.1

R2

PD5(T1) PD6(AIN0)

B.2

R3

PB3(MOSI/OC2) PB6(XTAL1/TOSC1) PB7(XTAL2/TOSC2)

PB4(MISO) PB5(SCK)

GND

AGND

8

22

14 15 16

D28

D29

D30

D21

D22

D23

D24

D25

D16

D17

D18

D19

D20

D11

D12

D13

D14

D15

D6

D7

D8

D9

D10

D1

D2

D3

D4

D5

1k5

17 18

D27

1k5

ATmega8-P

PD7(AIN1)

D26

1k5

PD3(INT1)

PB1(OC1A)

9

26 27

PD1(TXD)

PB0(ICP)

10

25

PD2(INT0)

PB2(SS/OC1B)

1k5

1k5

1k5

R8

PC5(ADC5/SCL)

24

PD0(RXD)

D31

S2

R9

PC4(ADC4/SDA)

DUOLED

1k

D33

1k

3

D34

PC3(ADC3)

23

R4

19

B.3

1k5

R5

BZ1

B.4

1k5

R6

B.5

1k5

C.4

C.3

C.2

C.1

C.0 080132 - 11

Por Stefan Hoffmann Las reglas del juego 123 se describen en el artículo “Juego 123 sin µC”. Con un microcontrolador, todo resulta lógicamente algo más lujoso. Ahora podremos prescindir de la punta de sonda manual y el campo de juego ya no está compuesto por mini-conectores, sino por LED. Para controlar la matriz de LED utilizaremos un controlador. La función de la punta de sonda la asumirán tres botones. La “inteligencia” integrada del controlador nos permitirá, al contrario que la variante más sencilla de este juego, realizar una partida jugador-jugador. Al conectarlo, lo primero que veremos será un saludo a través de diferentes motivos de luces. Un LED dúplex recorrerá entonces los tres colores (rojo+verde = naranja), mientras el jugador selecciona el modo: Botón 1: El jugador comienza contra el microcontrolador.

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Botón 2: El microcontrolador comienza contra el jugador. Botón 3: Jugador contra jugador. En el desarrollo del juego no cambia nada. De nuevo, el jugador y el ordenador tiran por turnos y avanzan una, dos o tres casillas. Si es el turno del jugador, éste elegirá una tirada con ayuda del botón correspondiente (“1”, “2” o “3”). La tirada deseada se confirmará con el LED “123” y, a continuación, se plasmará en los LED del campo de juego. El LED dúplex se encenderá en verde cuando sea el turno del jugador y en rojo cuando sea el turno del ordenador. Simplemente para causar un mayor efecto, el ordenador no desvelará inmediatamente su jugada, sino que “se lo pensará un poco” antes de tirar (las jugadas tampoco se ejecutan de forma rápida, sino lentamente casilla a casilla). La tirada del ordenador también aparecerá indicada por el LED “123”. A continuación, se plasmará la misma en el campo de juego. Una elección de jugada equivo-

cada por parte del jugador (que supere la meta) se corregirá automáticamente. En el modo jugador contra jugador, el LED dúplex indicará con su color naranja que es el turno del jugador contrario. El vencedor del juego lo determinará el microcontrolador. Si ha ganado el jugador, el LED dúplex parpadeará en verde y si ha ganado el ordenador, el LED parpadeará en rojo. Una victoria del jugador contrario se mostrará mediante un parpadeo naranja. El sonido de un zumbador amenizará el homenaje al ganador. Éste emitirá un sonido bajo si el jugador pierde y celebrará la victoria del mismo con dos tono altos. El programa para el ATmega8 se realizó con BASCOM y se puede compilar con la versión demo. El código fuente de BASCOM y el archivo .hex pueden descargarse desde el sitio web de Elektor (www.elektor.es/080132). En el número 080132-41 también hay disponible un controlador programado. (080132)rg

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Transmisor de audio sin hilos Por C.Tavernier

90

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* D1 *

47k

10n

+12V

1N4004

R2

C3

C1

470µ 25V

ver texto

Módulo Aurel Emisor FM Audio 10k

AUDIO C2 220n

IC1

R1

47k

4

5

6

6

7

C5

100k

TL081

3 R3

3

7

2

47k

2

5n6

SENSIBILIDAD

9

13

15 16

R5

4

ANT1

R6

C4

4k7

J1

1

P1

22k

R4

22µ 25V

080232 - 11

cada sobre el terminal 15 del circuito. El potenciómetro P1, que está conectado al circuito, permite ajustar así el umbral de este silenciador, de manera que dispongamos de un receptor que no va a añadir ruido en ausencia de emisión, gracias a la explotación de la información que genera sobre su terminal 18. El nivel de este terminal está a nivel alto en presencia de señal y a nivel bajo en el caso contrario. Así pues, esta señal con-

trola un multiplexor analógico CMOS de 8 entradas y 1 salida, del que tan sólo se utiliza la entrada 8. El interés de esta solución es el de disponer de un buen conmutador analógico muy barato y fácil de integrar en el circuito. Su salida, después de pasar por el potenciómetro de volumen P2, es aplicada a un pequeño amplificador de potencia integrado, ya conocido por nuestros lectores, como es el LM386. Su potencia

Módulo Aurel Receptor FM Audio 1

2

3

7

10 11

15 16

18 19 20

ANT1

IC3

P1

C2 10µ 25V C1

10k

+9V

D1

7805

1N4004

C4

C8

C9

10n

220n

470µ 25V

SILENCIADOR

220n R1

15 12 1 5 2 4

0 1 2 3

MDX

IC1

4 5 6 7

8x

4051 VEE 7

COM 0

0 7

1 2 G8

VSS 8

3

3

11

2

10

1

9

6

IC2 7

8

4

LM386

6

R2 100k

14

10µ 25V

VDD

P2

C3 2n2

10k VOLUMEN

C7

5

1000µ R4 25V 10 Ω

16 13

100 Ω

R3

C5

10k

Sentado tranquilamente bajo un árbol al fondo del jardín, o tumbado al borde de la piscina, es posible que nos apetezca escuchar nuestra música favorita reproducida por nuestra cadena de alta fidelidad. Así que, en lugar de aumentar el volumen más allá de lo razonable y llegar a enfadarnos con los vecinos, os proponemos realizar un pequeño montaje de un emisor/receptor de audio sin hilos. Utilizando la banda de FM y una modulación de calidad, el circuito no degradará las señales que le serán confiadas y nos permitirá una escucha con toda discreción. El emisor recurre a un módulo muy conocido de nuestros lectores, fabricado desde hace bastantes años por la casa Aurel, bajo la referencia “emisor de audio de FM”. Éste módulo trabaja en la banda autorizada de 433,92 MHz y permite así que nuestro montaje pueda funcionar en la más estricta legalidad. Nuestro módulo es un emisor de audio de FM completo que tiene prevista su alimentación a partir de una tensión de 12 V. Los únicos componentes externos que necesita son R5, R6 y C5 que, de hecho, constituyen la red de pre-acentuación propia a las transmisiones en modulación de frecuencia. Utilizado sólo, éste módulo presenta una sensibilidad típica de 100 mV eficaces. Así pues le hemos precedido de un amplificador operacional cuya ganancia es ajustable entre ½ y 5. El margen de tensión de entrada se amplía así desde los 50 a los 500 mV, lo que le hace compatible con cualquier salida de línea de un equipo de audio. Debemos señalar que, si disminuimos la resistencia R1 hasta los 2,2 kΩ, aumentaremos la sensibilidad hasta los 2,5 mV y este emisor podrá servirnos entonces para fabricar un micrófono de HF sin hilos utilizable, por ejemplo, en espectáculos o salas de animación. En este caso, la alimentación podrá ser confiada a una pila de 12 V o a un alimentador conectado a la red. El montaje está protegido contra inversiones de polaridad gracias a la presencia del diodo D1. El receptor también es bastante simple ya que utiliza el módulo complementario del que acabamos de describir, naturalmente referenciado como receptor FM de audio y, lógicamente, también de la casa Aurel. Éste receptor dispone de un ajuste de “‘silenciador” (“squelch”) que se controla por medio de la tensión apli-

C10

C6

100µ 25V

47n

LS

080232 - 12

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de salida, de varios cientos de mV, es más que suficiente para una aplicación de este tipo y su calidad no se queda atrás, sobre todo si lo asociamos a una caja digna de ese nombre. El módulo receptor Aurel, así como el multiplexor CMOS, necesitan una alimentación de 5 V; alimentación que está estabilizada por un regulador de tres terminales muy clásico. En cuanto al conjunto del montaje se refiere, se alimenta con una tensión de 9 V y está igualmente protegido contra inversiones de polaridad eventuales gracias a su diodo D1.

Teniendo en cuenta el consumo relativamente importante del amplificador, sobre todo si le hacemos funcionar a un cierto nivel de mantenimiento, será preferible utilizar baterías de Ni-MH recargables en lugar de pilas, cuya duración de vida estará necesariamente limitada. En lo referente a las antenas, tanto en el lado de la emisión como en el lado de la recepción, unos sencillos latiguillos de cuarto de onda aseguran un alcance del orden de un centenar de metros o algo más, si no hay obstáculos entre los dos elementos. Lo más inmediato es com-

parar estas antenas ya fabricadas, pero un simple hilo rígido de unos 17 cm de longitud (que sería el cuarto de onda de la frecuencia 433,92 MHz) haría bien su trabajo al mismo tiempo que conseguimos algo de ahorro en nuestra economía. Equipados con estos dos módulos, podemos aprovechar el escuchar nuestra música donde nos parezca. En cualquier caso, no debemos olvidar que en la naturaleza, la música más bella es la de los pájaros… www.tavernier-c.com (080232-I)

Dispositivo anti-chasquidos para el televisor Por Michael Hölzl

7-8/2008 - elektor, electronics worldwide

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K1

K3

L

15k

9k1

D3

100n

RE1 re 1a

IC2 TSOP1136 D1

P2 1M

T1

1k

K2

K4

L

BC547C

R

IC1 = LM393N

R5

T2

R7

C1 3µ3 16V

P1

R2

C6

10k

100 Ω

R3

re1b

33k

1

3

R1

1

IC1.A

1N4148

330k

3

1N4001

2

2

R

R8

R4

C7

1k8

22µ 16V

BC559 IC3

TSOP1136 +9V

S1

7805

D2

+5V R6

1N4001 8 1

3 2

C2

C3

C4

C5

220µ 25V

100n

100n

220µ 16V

1k

En muchos hogares existen aún grandes aparatos de televisión equipados con tubos de imagen. Conectar el equipo de sonido a estas grandes cajas tontas para mejorar la calidad del sonido no suele representar ningún problema ya que suelen existir suficientes adaptadores euroconector-conector cinch en las tiendas especializadas. En el caso de algunos televisores, la diversión acaba cuando las salidas de sonido del euroconector no se pueden silenciar al cambiar de canal. En ocasiones incluso emiten molestos picos de señal que suelen tener como resultado unos ruidos de golpes y explosiones que escucharemos a través de los altavoces del equipo de música. En estos casos resulta útil montar un supresor de ruido de fondo. Por suerte, el momento correcto de esta supresión del ruido de fondo viene determinada por el accionamiento, por parte del telespectador, del mando a distancia, emitiendo éste una señal IR. Existen incluso módulos receptores de IR ya montados y a buen precio (como el que hemos utilizado en este caso, el TSOP1136) que emiten impulsos de bajo nivel como reacción a dichas señales. Para el circuito: En ausencia de una señal IR, tanto un condensador a través del P2 como un diodo se cargarán con una tensión positiva. El IC1 es un comparador que compara esta tensión IR en su entrada no invertida (pin 3) con la tensión existente en la otra entrada (pin 2). Esta tensión de referencia ajustable a través de P1 determinará el umbral de conmutación del comparador. Si el IC2 recibe una señal IR, T2 entrará en estado de conducción, de forma que la tensión

+5V

IC1 4

D4

080325 - 11

en C1 caerá rápidamente por debajo del umbral de conmutación fijado con ayuda de P1. El T1 que se encontraba en estado de conducción se cortará. A continuación, el relé cae y la conexión de audio al equipo de sonido se interrumpirá durante el tiempo que dure la emisión de los chasquidos. ¡Todo realmente sencillo! Si no contamos con una alimentación estable de 5 V, podemos utilizar el circuito incluido en la parte inferior del esquema de conexiones, que cuenta con un regulador de tensión de 5 V, junto con un sencillo adaptador de corriente (no estabilizada) que suministrará entre 9 V y 12 V para el 7805 (IC3).

En lo que respecta al relé también se puede utilizar un modelo con contactos de reposo en lugar de con contactos de cierre. A continuación, intercambiamos ambas señales en los pines 2 y 3 del IC1, de forma que el relé se abra, en lugar de cerrarse, al recibir una señal IR. Esto ahorra corriente, puesto que la corriente sólo corculará mientras se está cambiando de canal. Si no podemos utilizar de forma conveniente el segundo comparador de IC1 se recomienda conectar el pin 6 del IC a +5 V y el pin 5 a masa. Para aumentar la seguridad contra fallos, se recomienda proteger el sensor IR contra la luz directa de una fuente emisora. (080325e)

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Selector S/PDIF automático Por Ton Giesberts El número de aparatos que emiten una señal de audio digital no deja de aumentar. Por ejemplo, un sintonizador de cable digital, un receptor de satélite, un reproductor/grabador de DVD o un ordenador (de juegos). Suele ocurrir que el receptor existente no tiene suficientes entradas coaxiales S/PDIF para poder conectar todos estos aparatos, o entonces resulta que el receptor se encuentra en el otro extremo de la sala, lejos del televisor y los demás aparatos y no quisiéramos tener que pasar tres o cuatro cables S/PDIF separados por los zócalos. Hemos encontrado una solución inteligente para eso, que no necesita alimentación de red ni botones de mando, y así podemos “esconder” la caja con el circuito detrás del aparato existente. El circuito detecta la aparición de una señal S/PDIF en una de sus dos entradas

y la transfi ere a su salida, de manera que para dos aparatos con salida S/PDIF sólo se necesita un cable de conexión con el receptor. Si hay varios aparatos encendidos con una señal de S/PDIF continua en la salida, entonces tendremos que apagar el aparato y volver a encenderlos para poder seleccionarlo de

nuevo. El circuito se puede ampliar con relativa facilidad con más entradas. Como queremos evitar una alimentación de red aparte para el circuito, hemos elegido una alimentación por batería. Por eso nos hemos esforzado por construir un circuito que consuma el mínimo de corriente. Esto significa, entre otras

+9V +9V BT1 R1 1M

9V T1

K1

C1 22n

C2

D1

D2

22n

R2 D3

10M

S/PDIF

D4

C3 22n

BS250 RE1

C4

C5

T2

R3

1

2

13

8

6

1M 22n

22n

C6

D1...D4 = BAT85

47n

BC 547B

16 15

9 11

4

+9V

R4

K3

1M

RE1, RE2 = G6AK-234P-ST-US-DC12 T3

K2

C7 22n

C8

D5

D6

22n

R5 D7

10M

S/PDIF

D8

C9 22n

BS250 RE2

C10

C11

T4

R6

1

2

13

8

6

1M 22n

D5...D8 = BAT85

22n

C12 47n

BC 547B

16 15

9 11

4

080484 - 11

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cosas, que no hemos usado separadores o comparadores para detectar las señales de entrada. En lugar de ello, hemos usado un relé biestable que sólo necesita un impulso corto para cambiar de posición. Cuando aparece una señal S/PDIF en una de las entradas, se desvía una tensión continua con la ayuda de un montaje en cascada. Como la señal nominal de S/ PDIF apenas asciende a 0,5 Vtt (por norma se bloquea con 75 Ω), para cada entrada usamos una cascada con 4 diodos y 4 condensadores. La tensión generada será entonces 2 veces el valor pico-pico. En nuestro caso, esto produce cerca de 1 V. Para lograr que la tensión umbral sea lo más baja posible, cargamos al mínimo la cascada, mantenemos los condensadores al mínimo y para los diodos usamos tipos especiales Schottky (BAT85). Esta señal va a un transistor bipolar que necesita de 0,5 a 0,6 V para estar en conducción. Con una resistencia base

de 1 MΩ y un condensador para la supresión de interferencias, el transistor bipolar ataca el diferenciador C3/R1 (para el otro canal R5/C9) para formar un impulso corto para el relé. A través de C3, se transfiere temporalmente la puerta del MOSFET de canal P ulterior a la tensión de batería. Este FET conecta entonces la bobina de SET de un relé y la bobina de RESET del otro. El BS250 usado puede transferir sin problemas una tensión continua de 250 mA y en caso de carga por impulsos incluso más (hasta 500 mA). Se puede aumentar el número de entradas montando más separadores. Pero hay que procurar controlar cada bobina de RESET mediante diodos (también BAT85 p.ej.) desde los FET. De este modo, la tensión de las bobinas de RESET no llegará a las bobinas de SET del otro relé. Según el tipo de relé usado, se necesitan unos 15 mA por devanado de exci-

tación. Entonces el mayor número posible de entradas será más necesario que nunca. Para el relé se pueden usar los tipos de 12 V. La serie G6A de Omrom está garantizada para 8,4 V, p.ej. G6AK234P-ST-US-DC12. La resistencia de la bobina es de 800 Ω, entonces sólo se necesitarán 11 mA. Si al aumentar las entradas con diodos nos molestan los relés “dudosos”, entonces se pueden usar los tipos de 5 V. En este caso, la corriente de excitación será mucho más elevada, aunque apenas afectará a la duración de la batería. El consumo eléctrico del circuito con una señal en ambas entradas es de unos 1,6 µA. Con eso, la duración teórica prevista con una batería estándar de 9 V (500 mAh) es de unos 35 años. Otra posibilidad es usar como alimentación 3 o 4 pilas de litio en serie. Probablemente tendrán una “vida eterna”. (080484)

Comprobador de baterías para coches y motos Por Joseph Zamnit

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10k

R4

IC2

3 5 9

BT1

6

R2

7

2k2

S1

12V

4

L10

MODE

IC1

L9 L8 L7

RHI

L6

REFOUT

L5 L4 L3

REFADJ

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L1

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20

1

11

19

2

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18

3

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17

4

14

16

5

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15

6

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8

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1

11

10

C1 100µ 25V

R1 88k

C2

R3 4k7

R5 20k

R6

SIG

LM3914 8

6k6

Hoy en día, el ir de acampada, implica tener que llevar muchos aparatos electrónicos, bien para las necesidades del día a día o para diversión y entretenimiento. La mayor parte del tiempo podríamos utilizar una batería de ácido de plomo cargada y un inversor de tensión, para asegurarnos unas idílicas y organizadas vacaciones donde los chicos pudieran usar sus ¡juguetes eléctricos! Con baterías de ácido de plomo recargables siempre es muy útil (si no indispensable) determinar cuándo la fuente de energía que llevamos en nuestros viajes pierde capacidad y tenemos que recargarla. El mismo circuito también sería práctico cuando viajemos en un coche o una moto, ya que puede comprobar el estado de una batería de 12 V (coche) o una de 6 V (moto). Aunque el circuito consume tan poca corriente que no es perceptible como carga de la batería a probar, no debemos dejarlo conectado de forma permanente. El circuito emplea el familiar LM3914 (IC1) que muestra el nivel de tensión. El grupo de diodos LED de lectura genera

D1

2

100n S1: Cerrado = Motocicleta Abierto = Coche

una lectura del estado de la batería: cuando el diodo LED superior se ilumina, indica que la batería está totalmente cargada. Cuando el diodo LED inferior se ilumina, indica que la batería tiene que ser cargada de ¡urgentemente! El interruptor S1 selecciona el funcionamiento para baterías de 12 V y de 6 V. Un diodo LED serie, D1, protege el

080421 - 11

controlador de la barra gráfica contra inversiones de polaridad de la tensión de alimentación. Para una mejor indicación del estado de la batería también podemos utilizar una pantalla de colores codificados con diodos LED individuales, en lugar de la barra gráfica de ánodo común. (080421-I)

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Aislador de vídeo Por Harry Baggen Hoy en día es normal tener en casa cada vez más aparatos audiovisuales conectados entre sí. Especialmente en el televisor solemos tener varios aparatos conectados, como un reproductor de DVD, un disco duro grabador, un receptor surround y a veces incluso un PC. Una consecuencia común de ello es que se crean bucles de masa a través de la protección de los cables de vídeo que pueden provocar zumbidos o interferencias. En general, el receptor surround incluye un receptor de radio que recibe la señal de la antena colectiva, el televisor también está conectado a la misma y probablemente en el ordenador hay una tarjeta de TV que también depende de ella. Además, entre estos aparatos

métodos para realizar una separación galvánica en un cable de TV. Se puede obtener un transformador de separación insertando en los cables de TV dos devanados separados o varios condensadores de acoplamiento. Este último método es con diferencia el más sencillo y en general da buenos resultados. Lo más fácil es usar este “aislador” como conector intermedio, de manera que pueda colocarse al principio o al final del cable de TV. Lo único que necesitamos es un conector coaxial macho y hembra y dos condensadores. De estos últimos tenemos que elegir modelos aptos para aplicaciones de alta

Montamos un condensador entre las conexiones a tierra de los dos conectores coaxiales y el otro entre los pines de señal. La estructura mecánica debe impedir que las conexiones de los condensadores se rompan con sólo ejer-

hay todo tipo de conexiones analógicas, como los cables de audio. Esto suele provocar un zumbido en la instalación de audio, pero en casos aislados también puede provocar interferencias en la pantalla de TV. Este problema de masa se puede solucionar con una separación galvánica de las conexiones de vídeo, por ejemplo el empalme de cables del receptor surround y el TV. Venden adaptadores o filtros especiales para ello, que suelen llamarse aisladores de masas. Sin embargo, no es tan difícil fabricarse uno mismo un aislador. Existen dos

frecuencia, como los modelos cerámicos o MKT. Además, conviene elegir modelos aptos para 400 V, pues los condensadores pueden recibir tensiones considerables (¡en la alimentación de un PC que no esté conectado a un enchufe con conexión a tierra, pasa a través de los condensadores de filtrado una tensión de 115 V, como corriente no peligrosa!). Los condensadores no necesitan un valor elevado, puesto que sólo deben dejar pasar frecuencias por encima de unos 50 MHz. Los valores de 1 o 2,2 nF son suficientes.

cer fuerza en el conector intermedio. Lo mejor es hacer una funda para la parte central, por ejemplo con un trozo de tubo de PVC. Luego lo envolvemos con hojas de aluminio acopladas por un lado a la capa externa del enchufe, de manera que la parte intermedia también quede bien protegida de las interferencias externas. La mayor parte de los bucles de masa desaparecen al colocar dos de estos conectores intermedios en la caja de distribución por la que entra en casa la señal del cable.

94

Verano ES-7 (92-99).indd 94

1n

1n 080481 - 11

(080481)

elektor, electronics worldwide - 7-8/2008

5/6/08 23:55:55

Detector con amplificación Un sencillo detector de radio de onda corta no es ni muy sensible ni muy selectivo. Sin embargo, con un poco más L1 de amplificación adicional podemos mejorar significativamente el rendimiento de la recepción. Hemos diseñado un circuito 5x adicional para compensar las 5 Wdg. pérdidas en el circuito resonante. Se utiliza un transistor para amplificar la señal de radiofrecuencia (RF) y llevarla de nuevo hacia el circuito resonante. Cuando se fija correctamente la ganancia podemos hacer que esta cantidad de realimentación sea exactamente igual a las pérdidas. Es entonces cuando el circuito resonante está críticamente amortiguado y tiene un factor Q muy alto. Ahora podemos separar las transmisiones que están separadas tan sólo 10 kHz y sintonizar así las estaciones muy débiles. El condensador de sintonía utilizado tiene dos bandas de ranuras con capacidades de 240 pF y 80 pF. Estas dos bandas están conectadas en paralelo para conseguir una capacidad variable de 320 pF. La bobina de núcleo de aire tiene un

hemos utilizado un hilo de 1 m de longitud. El sintonizar la ANT1 radio implica ajustar el condensador variable para colocarlo sobre la estación deseada y, a continuación, ajustar la K1 C5 D1 ganancia del circuito de reaGermanio 10µ limentación para un volumen 16V de salida óptimo. Si el potenciómetro llega a girarse muy a C2 C4 R3 su extremo, el oscilador podría C1 entrar en auto-oscilación y con100p 240p 80p vertirse en un pequeño transmisor. Con un ajuste óptimo C3 la calidad del sonido es muy 100n agradable y, realmente, no es R1 R2 P1 100k 10k inferior a la de muchas radios BT1 9V T1 de onda corta ordinarias. Si nuestros lectores encuentran 100k detectores de onda corta que BC547C 080387 - 11 utilicen una batería y un amplificador con características algo fuera de lo normal, pueden caltotal de 25 vueltas sobre un diámetro de mar su nostalgia colocándole una bate10 mm, con puntos de conexión a inter- ría y conectando un auricular de cristal valos de 5 vueltas. El circuito resonante a la salida del detector. Por supuesto, la conseguido de esta manera es capaz de radio también funcionará sin el circuito cubrir la banda completa de onda corta de realimentación, pero con unas presdesde los 5 MHz a los 25 MHz. taciones mucho peores. (080387e) El detector de onda corta puede ser conectado a un amplificador de potencia o, por ejemplo, a unos altavoces amplifi- Literatura: cados del ordenador. La antena no tiene B. Kainka: Radio-Baubuch, Elektor-Verlag, 2. Auflage 2006 porque ser muy larga: en las pruebas 100k

Por Burkhard Kainka

Juego de reflejos con ATtiny13 Por Stefan Hoffmann

7-8/2008 - elektor, electronics worldwide

Verano ES-7 (92-99).indd 95

S1

8

BT1

2 3

3V6

IC1

RST/PB5

SCK/PB2

PB3

MISO/PB1

PB4

MOSI/PB0

ATtiny13 4

S2

Jugador 2

7 6 5

R1

D1

S3

Jugador 1

R2 47 Ω

1

47 Ω

En este juego participan dos jugadores (rojo y verde) uno contra otro. Cada uno tiene un botón correspondiente, que ha de pulsarse en el momento justo, ni demasiado tarde ni demasiado pronto. Cuando sea dicho momento, estará señalizado por un LED multicolor. El objetivo es ser el primero en pulsar su propio botón. Funciona así: tras el arranque viene una secuencia de bienvenida (intermitencia verderojo y dos tonos) y después el LED parpadea lentamente en rojo. El que pulse en esta fase (demasiado pronto), recibirá un fuerte sonido y su marcador se ilumi-

rojo

BZ1

verde

080118 - 11

nará: “penalización“. Tras largo tiempo, el LED se vuelve amarillo. El que sea el primero en pulsar, será recompensado con un rápido parpadeo del LED: “acierto“. Si se apaga el LED amarillo antes de que alguien haya pulsado, ya está fuera de tiempo y el juego vuelve al inicio. Echando un vistazo a los comentarios del código fuente del controlador puede verse cómo configurar las secuencias y los intervalos de tiempo a su gusto. Dicho código fuente y el hexadecimal pueden descargarse gratuitamente, de la página web de Elektor (www.elektor.es/080118), además también está disponible un controlador programado. (080118)rg

95

5/6/08 23:55:56

Norma ISO para autorradios Bloque A

Bloque B

Bloque A Alimentación

1

2

Impulso de velocidad

Mando a distancia / conexión a tierra / silenciador teléfono

Una señal de velocidad de impulsos produce un volumen constante o controla el sistema de navegación. También suele indicarse como SCV (Speed Controlled Volume, control de volumen en función de la velocidad) o GALA (GeschwindigkeitsAbhängige LautstärkeAnpassung) Desconecta la reproducción del sonido de la radio. Para ello se necesita una instalación manos libres que ponga a tierra el pin 2 en caso de llamada.

3

Mando a distancia

Depende en gran medida de la marca

4

Entrada 12 V permanente, naranja (amarillo)

Permanentemente conectado con +12 V del acumulador. Se conservan los ajustes de memoria para emisoras, sonido y tiempo con la radio apagada.

5

Salida 12 V conmutado / antena remota azul

Si en esta conexión hay 12 V el motor de la antena se abre. También permite conectar accesorios como amplificadores y procesadores de sonido.

6

Iluminación, amarillo/negro

En cuanto hay 12 V en esta conexión, se iluminan los botones de la radio o se puede bajar la intensidad de luz la pantalla.

7

Entrada 12 V conmutado, rojo

Si en el pin 7 hay 12 V (a través de la llave de encendido) se puede conectar la radio.

8

Conexión a tierra, negro (marrón)

Conexión a la carrocería y al polo negativo del acumulador.

Las conexiones del pin 1 a 3, se pueden intercambiar, según la marca. A veces, el pin 3 se utiliza para una señal de bus exclusiva. Las conexiones del pin 4 y 7 se intercambian a menudo (por ejemplo en VW, Audi y Opel). En recientes modelos de VW el pin 5 se utiliza para una conexión adicional de +12 V permanente: por tanto, si se instala otra radio, o este pin deberá ajustarse cuando no esté en marcha (¡si no la radio nueva no durará!).

Por Giel Dols Para evitar que cada fabricante de automóviles descubra la rueda para las conexiones de audio de sus modelos, ¡se ha creado una norma! Y ahora, esta norma ha sido adoptada por la ISO (Organización Internacional de Normalización). En principio, la estructura mecánica, las dimensiones y la forma están claramente estipuladas. Efectivamente decimos “en principio”, porque algunos fabricantes no pueden evitar usar las conexiones de los conectores a su propio criterio. Ejemplos clásicos de ello son Audi, Opel y VW, que casi de forma rutinaria cam-

96

Verano ES-7 (92-99).indd 96

bian las conexiones por tensión de alimentación conmutada y permanente. Pero si se conecta más tarde una nueva radio, esto causa bastantes molestias: ¡cada vez que giramos y retiramos la llave de contacto desaparecen todos los ajustes! La mayor parte de los fabricantes de autorradios procuran que estas conexiones del cableado puedan cambiarse de forma sencilla. Las siguientes tablas muestran claramente como están colocados los distintos pines en los conectores (¡...o deberían estar!). Por tanto, es bastante recomendable (especialmente si se trata de las conexio-

Bloque C

Bloque B

Altavoces

1

+ derecho trasero, azul

2

– derecho trasero, azul/negro

3

+ derecho delantero, gris

4

– derecho delantero, gris/negro

5

+ izquierdo delantero, verde

6

– izquierdo delantero, verde/negro

7

+ izquierdo trasero, marrón

8

– izquierdo trasero, marrón/negro

Bloque C

Extensiones

1

Salida de línea izquierda trasera

2

Salida de línea conexión a tierra

3

Salida de línea derecha trasera

4

Salida de línea izquierda delantera

5

Salida 12 V antena/remota

6

Salida de línea derecha delantera

7... 10

Según la marca

11

Entrada teléfono

12

Conexión a tierra entrada teléfono

13

Id CD

14

Según la marca

15

Conexión a tierra

16

+12 V permanente

17

+12 V conmutado

18

Conexión a tierra entrada de línea Cambiador de CD

19

Entrada de línea Cambiador de CD

20

Entrada de línea derecha Cambiador de CD

Las conexiones de los pines 1 a 6 siempre son como se indica aquí. Solo las nuevas radios Becker utilizan el 6 como salida de subwoofer. Los fabricantes pueden disponer libremente de los demás pines.

nes del bloque A) comprobar con un multímetro si todo está conectado como es debido. (080471)

elektor, electronics worldwide - 7-8/2008

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Termómetro portátil Por Joseph A. Zamnit

+5V

2

2

IC2.A

3

1

13 12 P1

LM35

4

IC2 = LM358

RA1

RC2

RA3

RC4

PIC16F628 C4

RA2

R10

RA4

1µ 16V

14

IC4 LP2950

8 7 6 5

120 Ω 120 Ω 120 Ω 120 Ω 120 Ω 120 Ω

R7 10 a R6 9 b R5 7 c R4 5 d R3 4 e R2 2 f R1 1 g

CC

C1

C2

8

1µ 16V

100n

4

10 a 9 b 7 c 5 d 4 e 2 f 1 g

3, 8

11

CC 3, 8

3

R12

R14

T2

T1

+5V

IC2 100n

9

120 Ω

1k

1µ 16V

C3

RC1

RC5 R9

+9V

RC0

RC3

4k7 C5

IC5

10k

3

RA0

10

1k

IC3

R11 10k

1

2x TDSL3160 LD1 LD2

2

BC547

R13

BC547

10k

RA5

La primera vez que utilicemos el medidor tenemos que calibrarlo usando una medida conocida. Podemos usar el potenciómetro P1 para cambiar al valor de la temperatura en unos 4 ºC. Presionamos el botón y, a continuación, giramos el potenciómetro hasta que se muestre en pantalla el valor correcto de la temperatura.

Verano ES-7 (92-99).indd 97

100n 1

El circuito utiliza un sensor estándar LM35DZ (IC3), cuya tensión de salida analógica es amplificada por un LM358 (IC2A). La te nsión prop orciona da por este circuito es leída por el microcontrolador y la convierte en un valor BCD de forma que pueda mostrarse en una pantalla multiplexada de 7 segmentos. La pantalla se apagará después de 30 s, aproximadamente, a menos que se presione el botón S1. Des este modo conseguimos mantener la carga de la batería. Al presionar el botón de nuevo nos mostrará la temperatura. En el prototipo se han utilizado dos visualizadores verdes de cátodo común (CC) de 14,2 mm para mostrar el valor actual de la temperatura. El medidor puede mostrar temperaturas entre 0 y 100 ºC.

7-8/2008 - elektor, electronics worldwide

C6

S1

27k

R8

27k

Por lo general, es una buena idea que comprobemos la temperatura antes de salir a realizar cualquier actividad al aire libre. Igual de importante es que comprobemos la temperatura del lugar en el que nos encontramos. Lo primero es fácil de hacer si lo comprobamos a través de la televisión local o de Internet, el tema es más complicado si ya estamos en el campo o en el monte. El pequeño circuito que vamos a describir aquí resuelve el problema. Es muy fácil de utilizar y consume tan poca corriente que trabajará durante toda la vida útil de la batería.

080418 - 11

El microcontrolador que hemos utilizado es un PIC16F684. Su elección se debe a que tiene una serie de funciones incorporadas y, lo más importante, un oscilador interno que evita la necesidad de contar con un cristal externo, dejando terminales para funciones de E/S. La pantalla de dos elementos de 7 segmentos está conectada de modo multiplexado. Los elementos de la pantalla se encienden y apagan alternativamente por medio de los transistores BC547. Cada pantalla es borrada antes de presentar el valor enviado, evitando así el efecto no deseado de dos lecturas en pantalla. Cada 30 s se lee una muestra de temperatura para evitar que el valor aparezca modificado por las fluctuaciones de la temperatura. Hemos utili-

zado un LP2950 para regular la tensión de alimentación a 5 V. Se trata de un regulador de baja caída de tensión en sus extremos (“low dropout”) que puede trabajar por debajo de los 6 V, por lo que puede apurar hasta la última gota de energía de la batería. El termómetro también se puede alimentar por medio de tres pilas secas AA conectadas en serie pero sin regulador de tensión en serie. Podemos descargar el programa interno del PIC gratuitamente desde la página web de Elektor, w w w.elektor.es. El número de referencia del archivo es 080418-11.zip. El programa interno ha sido desarrolado utilizando CCS C. MikroC de la casa MikroElektronika. (080418-I)

97

5/6/08 23:55:57

Lámpara alimentada por piezo-electricidad Por Burkhard Kainka S1

La energía es cada vez más cara, lo que nos lleva a la necesidad de nuevas ideas en este campo. Ya existen en el mercado dispositivos alimentados por el hombre, la mayoría de los cuales emplean una dinamo para generar la energía. También es posible recupera la energía generada por un cristal piezoeléctrico de los que podemos encontrar, por ejemplo, en los altavoces de las tarjetas de felicitación. El uso de este tipo de dispositivos es bastante sencillo. Los cristales piezoeléctricos pueden generar tensiones de varias decenas de voltios cuando los pulsamos suficientemente fuerte con un dedo hasta doblar su base metálica. Sin embargo, la carga

D1

D2

Piezo

D3

D4

C1

D5

22µ 16V

LED

4x 1N4148 080385 - 11

movida es relativamente pequeña ya que el cristal es realmente un condensador con una capacidad comprendida tan sólo entre 20 nF y 50 nF. Esto significa que necesitamos un almacenamiento a

gran escala en forma de un condensador electrolítico. El cristal piezoeléctrico puede ser utilizado como fuente de corriente alterna. Para ello necesitamos un rectificador y un condensador de almacenamiento. Presionando la superficie metálica del transductor 10 ó 20 veces con el dedo, cargaremos el condensador electrolítico poco a poco hasta el punto en que tenga suficiente carga para encender un diodo LED. En ese momento el circuito es una “bomba de carga” en el sentido literal de la palabra. Cuando presionamos el botón el condensador electrolítico se descarga a través del diodo LED, el cual emite una breve pero intensa luz brillante. (080385e)

Luces RGB Por Joseph A. Zamnit El efecto global producido por este proyecto es una secuencia brillante de luces que cambian lentamente desde un color al siguiente. Los valores de los ciclos del microcontrolador, generados de manera aleatoria, van desde ciertos tonos del rojo, al verde y al azul, produciendo una gran variedad de agradables colores. El programa almacenado en el controlador interpola desde un tono a otro, cada canal de color, que es tratado de forma independiente. La intensidad de luz se controla por medio de una señal de modulación de ancho de pulso (PWM) aplicada para cada color. Se utiliza una señal de baja frecuencia de, aproximadamente, 60 Hz, para modificar la intensidad de luz y eliminar cualquier fluctuación que pueda aparecer. Uno de los mayores problemas con los que tuvimos que tratar fue el brillo desigual de los diodos LED utilizados. El resultado de este hecho es la tendencia de un color determinado a dominar sobre el resto de los tonos producidos. Así, nos encontramos con

98

Verano ES-7 (92-99).indd 98

+5V

2 3 4

GP5 GP4

IC1

100 Ω

GP0 GP1

PIC12F675

GP3

D1

R1

1

GP2

rojo

7 6

D2

R2

verde

5

verde D3

R3

680 Ω

8

azul

IC2 LP2950

BT1

9V

D4

10 Ω

+5V

C3

C1

C2

100n

1µ 16V

100n

080419 - 11

que los diodos LED azules se mostraron como los de mayor intensidad, mientras que los verdes eran los de menor intensidad. Esto fue compensado usando

una resistencia de mayor valor para los diodos azules y una resistencia de menor valor para los verdes, además de usar dos diodos LED verdes para obtener el color verde intenso. Los valores de las resistencias pueden ser modificados para conseguir la mejor intensidad del color que deseemos. Conseguimos hacer un difusor de luz cortando las lentes de los diodos LED ultra-brillantes y usar una pelota de ping-pong como elemento difusor básico. Este proyecto tan sencillo es perfecto para un día de lluvia y puede ser montado en un par de horas. A pesar de su sencillez, produce unos efectos de luz e iluminación muy interesantes. Otra alternativa es la de construir varias unidades y mezclarlas entre sí para conseguir una gran variedad de colores de forma aleatoria. Los ficheros con el código fuente y los hexadecimales para el microcontrolador PIC12F675, están disponibles para su descarga gratuita en la página web de Elektor, con la referencia # 080419-11.zip. El código ha sido desarrollado utilizando CCS C. MikroC de MikroElektronika. (080419-I)

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Intermitente suave Por Burkhard Kainka R6 22k

+9V R4

D1

1k

R2 10k

T2

R3 22k T1

R1

BC548

22k C1

C2

100µ 16V

100µ 16V

BC548

R5

C3 100µ 16V

68 Ω

Los intermitentes de diodos LED ordinarios encienden y apagan el LED de modo brusco, algo que puede convertirse en molesto después de algún tiempo. El circuito que presentamos aquí es más cuidadoso con los ojos: la intensidad de luz cambia muy lentamente y de forma senoidal, ayudando a proporcionar una sensación más relajante. El circuito muestra un oscilador de desplazamiento de fase con una fuente de corriente ajustable a su salida. El circuito es capaz de controlar hasta dos diodos LED en serie sin que la corriente se vea afectada. La frecuencia se selecciona por medio de tres redes RC, cada una

de las cuales está formada por un condensador de 100 µF y una resistencia de 22 kΩ. Su funcionamiento es bastante independiente de la tensión de alimentación y la corriente media que pasa por el LED está confi gurada a 10 mA. El circuito ajusta la tensión en los extremos de la resistencia de emisor de forma que coincida con la tensión de base del primer transistor (alrededor de 0,6 V). La red de desplazamiento de fase proporciona un aumento de la oscilación alrededor de este valor medio. En el prototipo de este circuito hemos usado un diodo LED rojo de alta iluminación.

080383 - 11

(080383e)

Indicador de tensión en células solares Por Reuben Posthuma

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Verano ES-7 (92-99).indd 99

R3

10µ 40V

10µ 25V

T1

BC557B

Células Solares

BC547B

BATT1

R5

100 Ω

R2

T2

3V6 - 4V5 D1

R4 270 Ω

R6

100 Ω

C2

3k3

C1

100 Ω

R1

10k

Este dispositivo ha sido diseñado para ser un sencillo y económico “comparador”, pensado para ser usado en la configuración de una fuente de alimentación con células solares, donde se necesita una indicación rápida de tensión “aceptable” o “demasiado baja”. El circuito está formado únicamente por un regulador de 5 V, dos transistores, dos diodos LED, cinco resistencias, dos condensadores y una pequeña batería. Aunque se recomienda usar una batería de 4 V, el circuito también trabaja con 4,5 V (3 unidades alcalinas en serie) o 3.6 V (3 células de NiCd en serie). Las especifi caciones del regulador de tensión IC1, están determinadas principalmente por el tamaño y número de células solares y por la corriente a entregar al equipo conectado a la salida. En nuestro montaje sugerimos el circuito integrado de baja caída de tensión, 4805, aunque existen otros reguladores que pueden trabajar igual de bien, siempre y cuando conservemos la tensión de salida de las células solares. Los Transistores T1 y T2 son modelos complementarios, es decir, uno de ellos debe ser pnp y el otro npn. Aunque se recomiendan los complementarios BC557B (pnp) y BC547B (npn),

IC1

4805

D2 GND 080453 - 11

cualquier par de transistores de baja señal equivalentes funcionarán sin problemas. Es posible que sea necesario retocar los valores para los divisores de tensión R1/R6 y R3/R4, de acuerdo al tipo de transistor que hayamos escogido y a su ganancia, o según los umbrales de tensión deseados. Usando los valores de los componentes que se muestran en el esquema eléctrico, el diodo LED D2 se enciende completamente cuando la tensión sobrepasa justamente los 5 V. El diodo LED D1 se enciende cuando la tensión cae por debajo de los 4,2 V, aproximadamente.

Entre estos dos umbrales hay una zona “de nadie” en la que ambos diodos LED están ligeramente encendidos. Se podría conectar un zumbador o cualquier otro dispositivo de aviso, entre los terminales del diodo LED D1 para proporcionar un sistema de aviso más potente si la caída de tensión cae por debajo de los límites de funcionamiento. El consumo de corriente del circuito está en torno a los 20 mA con 5 V, y disminuye con la tensión proporcionada por las células solares. (080453-I)

99

5/6/08 23:55:59

Medidor de flujo de gas

100

Verano ES-1 (100-107).indd 100

(070346e)

2 +5V

+5V P1

R2 100k

100 Ω R12

2

100k

T1

3

IC1.A

1

8

5

IC1.B

6

BC327

7 R5

4

R3

R1

SENSOR

47k

D1

P2

R4

IC1 = LM358 10k

+5V R8

C3 10µ 16V

R7

7

2

8

6

R

CAL.

DIS

IC2 NE555

TR 6 THR

OUT

5

3

C2

1

IC3 4 5

D2

K1 3

6 7

PICAXE 08M

R9

2

2 7

R10

3

22k

8 4

8 R11

1 D3

C1 33n

1N4148

22µ 16V

CV

1

1N4148

C4 22µ 16V

C5

10k

4

D4

PC RS232

R6

470 Ω

Como muestra el circuito de la figura 2, el filamento se alimenta con una fuente constante de aproximadamente 20 mA, así que se calienta bastante. P1 ajusta la potencia, lo que supone un compromiso entre sensibilidad y vida útil. No debería ser muy alta, puesto que a temperaturas elevadas el filamento se destruirá tarde o temprano. Dicho filamento es una sonda PTC con relativa baja inercia térmica. Cuanto más se caliente el filamento, más se eleva su resistencia y por lo tanto también aumenta su caída de tensión a corriente constante. Al existir un flujo de aire (u otro gas no inflamable) a través del tubo, la espiral se refrigera y su caída de tensión disminuye. Cuanto más aire circule, más se enfría el filamento y menor tensión cae en ésta. La relación es aproximadamente lineal. Este principio de medida es muy utilizado para flujos de aire en motores de automóvil, no con un filamento, pero sí con un terminal de cable sobrecalentado como elemento sensor. La caída de tensión en el filamento se deduce en el circuito mediante el amplificador operacional IC1.A, de una tensión generada por la microcontroladora PICAXE (IC3) en la salida PWM del pin 5 y un elemento RC (R9/C5). El segundo operacional contiguo amplifica la señal de medida si es necesario. Esta ganancia se ajusta con P2 según se requiera. Con el PICAXE08M de Revolution Education Ltd. tenemos al alcance un micro-

El autor ha trabajado con un rango de señales útiles entre 0 y 3,5 V para flujos de tan sólo entre 0 y 120 nl/h. Este mismo circuito ha sido utilizado por él para controlar un medidor de flujo industrial de N2 (nitrógeno). Un circuito de medida muy simple, pero no puede ajustarse perfectamente a todos los sensores de flujo. Su sensibilidad está fuertemente ligada a la cubierta de cristal y a la corriente que circula por el filamento (aunque esto puede compensarse con la autocalibración que ofrece el PICAXE). Desgraciadamente existe una gran dependencia de la temperatura del medio fluído. Para que esto se solucione, el flujo circulante por el tubo ha de estar a una determinada temperatura constante (preferiblemente caliente). Y naturalmente, lo que es muy importante: ¡No utilizar gases inflamables!

10k

070346 - 11

100k

Sensor

100k

Aislamiento p.e. cola caliente

Bombilla

390 Ω

Aire, Gas

Tubo de plástico

1

4k7

Lo menos usual de este circuito es el sensor utilizado: una pequeña bombilla de linterna de 4,5 V. La ampolla de vidrio no es demasiado frágil, pero ha de ser cuidadosamente retirada, asegurándonos de que no se dañe el filamento, pues es de hecho el único elemento utilizado como sensor (ver figura 1).

controlador PIC básico y programable (véase www.picase.com y www.roboterteile.de). Tras la puesta en marcha inicial, el PICAXE inicia un ajuste de cero a modo de Reset. Así se alcanza una sensibilidad altísima. Al mismo tiempo, las medidas del PICA XE serán digitalizadas. El resultado de las medida del fl ujo es devuelto en forma de tensión en una salida analógica (pin 7 de IC1.B) y digitalizado en la salida K1 (TTL-RS232). El programa BASIC para PICAXE puede descargarse desde www. elektor.es gratuítamente. El NE555 tan sólo está para obtener con C4 una pequeña tensión alrededor de -2 V para el LM358. Con esto aseguramos que este asequible operacional doble pueda alcanzar los 0 V en su salida. El circuito de medida queda así resuelto con este convertidor de tensión 555 con alimentación simple de 5 V.

10k

Por R. Pretzenbacher

9 5

470n

070346 - 12

elektor, electronics worldwide - 7-8/2008

5/6/08 23:56:38

Detector para faros antiniebla Por Harrie Dogge

+12V S1

Desde hace algunos años es obligatorio que los remolques y las caravanas lleven una luz trasera antiniebla para mejora la visibilidad en el caso de que haya niebla. Al conectar este faro antiniebla, debe desconectarse el faro antiniebla del vehículo tractor para evitar reflejos molestos. Con tal fin, actualmente se ha colocado un interruptor mecánico en el enchufe de 13 contactos para desconectar el faro antiniebla del vehículo tractor y conectar el del remolque o la caravana. Para aquellos que utilicen un enchufe de 7 contactos, con la ayuda del circuito que se muestra en este artículo, la conmutación también se puede efectuar electrónicamente.

En este caso, un optoacoplador del tipo P521 detecta si el faro antiniebla de la caravana o el remolque está conectado. Cuando se activa el interruptor de los faros antiniebla del coche, la corriente circula por el faro antiniebla de la caravana a través de D1 y D2. El LED del optoacoplador se ilumina, de modo que el fototransistor pasa a estado de conducción y a través del transistor T1 activa el relé. A continuación, desactiva el faro antiniebla del coche. Para nuestros lectores manitas, resulta muy sencillo fabricar este circuito en una placa de prototipos y montarlo cerca del dispositivo de luces traseras del vehículo tractor.

BATERIA INTERRUPTOR DE LUCES

S2

INTERRUPTOR LUCES ANTINIEBLA

RE1

D3

470 Ω

R1

1

D1

1N5404

1N4005 IC1

4

T1

BC558

D2 2

LUCES COCHE

P512

ANTINIEBLA COCHE

3

54G/2

D4

ANTINIEBLA CARAVANA

LED

31/3

(060384)

060348 - 11

Regulador discreto PWM Por Alexander Wiedekind-Klein

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+5V

IC1

100p R1

11 10

47k

9

R2

!G RCX RX CX

470k

3 4 5

+

6 CT

7 8 9 11

12

12

CT=0

C3

5

CTR14

13

7

R3

5 4 6 14 13 15 1 2

C2 22n

2+

G1

4

1–

14

BITS ENTRADA

C1

IC2

11

16

10k

Las señales PWM se utilizan a menudo para controlar la velocidad en motores de continua. Pueden generarse señales analógicas (por ejemplo con el Timer integrado NE555) o digitales. La señales digitales suelen obtenerse con los correspondientes Timers que incorpore el microcontrolador. Si uno no está muy iniciado en microcontroladores, el PWM puede generarse también mediante lógica discreta. El circuito aquí propuesto incorpora dos señales PWM, cada una con 15 niveles a partir de un formato de entrada de 8 bits. Cómo generar estos pulsos depende, una vez más, de la aplicación. También serviría una tarjeta de expansión en un Slot del PC, así como un puerto de 8 bits en una CPU sin módulo PWM o el LPT (típico puerto de impresora) de un portátil. Los intervalos pulso/pausa en este circuito no son ajustables a 16/16, sino tan sólo a 15/16. Para la combinación de bits 0000 (en binario), la salida permanece a cero. La proporción de pulso/pausa será de 0/16, y el motor no está siendo controlado. No es por tanto necesario separar la señal para el motor, como haría falta en otros circuitos en este mismo caso.

D1

1N4148

3

G2 R

0

15

2

10

6

9

7

1 3

1

3

3D

2

2CT=0 1CT=15

8

+5V

C3 100n

IC2 8

16

C4

74HC4060

8

100n

IC3

IC3 = 74HC74

12

74HC193

4

16

13

S C

3 2

D

IC3.A

5

PWM

6

R 1 070378 - 11

El esquema propuesto muestra un canal. Para ampliar el circuito con un segundo canal, basta con añadir un nuevo 74HC193 y utilizar la otra mitad del 74HC74. Los pines de salida del segundo Flip-Flop del 74HC74 están

indicados. El generador de pulsos (HCF4060) puede utilizarse para ambos canales. He aquí un regulador PWM de dos canales con tan sólo 4 integrados. (070378e)

101

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Cargador de grupo de células solares con regulador Por Lars Näs

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VBATT L1

D1

275uH 2A D2 6V8 0W5

SP1 GRUPO DE CÉLULAS SOLARES

C1 100uF 40V

MUR120

R1 10k

IC1A

IC1B

T1 3

1

4

1

1

2

T2

R2 1k

BC337

BC337

R3

BT1 C2 100uF 40V

C3

1R

IC1 = 40106

1nF

12

1

IC1E

13

10

1

IC1D

11

8

1 9

IC1C

1

6

VBATT

5

Este sencillo circuito puede ser utilizado para cargar baterías desde un grupo de células solares. El circuito está compuesto de un oscilador, un convertidor DC-DC que nos sube la tensión, y un regulador que proporciona la regulación de la tensión de salida. El oscilador está construido alrededor de un circuito integrado (CI) que dispone de seis inversores Trigger Schmitt, el 40106B; una resistencia, R1, insertada entre la entrada y la salida de una de las puertas del 40106, que proporcionan la tensión de carga al condensador C3. Dependiendo de los valores de la resistencia R1 y del condensador C3 que estemos utilizando en el circuito, el oscilador funcionará a frecuencias diferentes, pero se recomienda utilizar una frecuencia por debajo del los 100 KHz. En consecuencia, la frecuencia del oscilador no debe exceder de la frecuencia de rizado máxima del condensador C2 conectado en la salida. El condensador C2 debe ser del tipo electrolítico con una tensión de trabajo de continua (DC) mayor que la tensión de salida deseada. Por lo que debe de tener una baja ESR (Equivalent Series Resistance, es decir, resistencia serie equivalente). Circuito integrado IC1A es utilizado como un “buffer”, lo que asegura que el oscilador de una ligera carga casi constante, lo que garantiza que la frecuencia de salida permanezca estable (dentro de ciertos límites, por supuesto). La tensión VCC del Trigger Schmitt puede ser conectada directamente a la batería que va a ser cargada, siempre y cuando la tensión de dicha batería no supere los límites máximo o mínimo de la tensión de alimentación del Trigger Schmitt. Esto asegura que en el Trigger Schmitt pueda funcionar en cuanto tengamos una pequeña tensión de alimentación del grupo de células solares. Cuando el transistor T2 está activado (lo que significa que en la salida del oscilador IC1A está a nivel alto), pasa una corriente de colector a través de la bobina L1 que almacena la energía como un campo magnético y crea una tensión negativa VL1. Cuando el transistor T2 está desactivado (con lo que la salida del oscilador IC1A está a nivel bajo), la tensión negativa VL1 conmuta su polaridad y se suman a la tensión proveniente del grupo de células sola-

IC1F

14 7 070894 - 11

res. En consecuencia, la corriente que pasa ahora a través de la bobina L1, en el camino del diodo D1 y hacia la carga (formada por el condensador C2 y la correspondiente batería), es independiente del nivel de la tensión de salida. Así pues, el condensador C2 y/o la batería serán cargados. Por lo tanto, en el estado estable la tensión de salida es mayor que la tensión de entrada y la tensión VL1 de la bobina es negativa, lo cual nos lleva a una caída lineal en la corriente que pasa a través de la bobina. En esta fase, la energía es de nuevo transferida desde las bobinas hacia la salida. El transistor T2 se activa de nuevo y el proceso se repite. Se recomienda usar un transistor BC337 para T2, ya que permite trabajar con elevadas frecuencias de conmutación. La bobina L1 debe de tener una corriente de saturación mayor que la corriente de pico, el material del núcleo debe ser de ferrita (para altas frecuencias) y con una baja resistencia. El diodo D1 debe ser capaz de trabajar con una corriente en directa mayor que la máxima corriente suministrada por la fuente. Dicho diodo también debe de presentar una baja caída de tensión en directa y proporcionar una tensión en inversa, según especificaciones, mayor que la tensión de salida.

Aquí especificamos un diodo MUR120 de recuperación rápida 1A/200. La función más importante del “shunt” regulador colocado alrededor del transistor T1 es la de proteger a las baterías de un posible daño debido a una sobrecarga. Además, esto nos permite que la tensión de salida pueda ser regulada. La resistencia de bajo valor R3 es conmutada en paralelo con el grupo de células solares por medio del transistor T1, de manera que la corriente proveniente de las células solares pase a través de la misma. El diodo zéner D2 es, por supuesto, esencial en este circuito ya que su tensión zéner limita la tensión de salida cuando el transistor T1 debe activarse, conectando el grupo de células solares a masa a través de la resistencia R3. De esta manera, no hay tensión de entrada al conversor amplificador de tensión y la batería no puede ser sobrecargada. Las baterías de ácido/plomo (SLA) con electrolito líquido producen gas cuando son sobrecargadas, lo que puede llegar a producir un daño en la propia batería. Por lo tanto, es importante elegir el valor correcto para el diodo zéner D2. En el mercado existen baterías de ácido/ plomo especiales para uso con células solares, con un ciclo de carga/descarga

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mejorado y una característica de autodescarga bastante menor que las tradicionales baterías de coche habituales en el mercado. El circuito fue probado con éxito cargando una batería de 6 voltios con tan solo 2 voltios procedentes de las células solares. La entrada óptima de tensión debe estar entre 2.5 y 3.5 voltios

asumiendo que utilizamos una batería de 6 voltios. La bobina indicada en el esquema eléctrico puede tener una eficiencia de entorno al 90% con una corriente de carga de 100 mA. Utilizando un choque miniatura corriente puede quedar en más o menos el 80%. Por último, no me dieron nunca la tensión de salida directamente sin una

carga conectada, ya que la corriente de rizado puede llegar a dañar nuestro voltímetro (a menos que sea un AVO 1948 mk2). (070894-I)

Enlaces en internet www.electronicia.se

Alimentación de 48 V para micrófonos Por Joseph Kreutz D3

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1N4007 IC1 TL783KC C3

100n

4700µ 63V

ADJ

R1

R3 4k7

TR1

160mA T

C1

+48V

150 Ω

D1

F1

1%

1W

1N5408

100n

30VA

D2

C2

C4

100n

4700µ 63V

R2 5k6

C5

24V

230V

230V

La alimentación “fantasma” de 48 V se ha impuesto como un estándar para los micrófonos de condensador profesionales. Esta tensión se aplica por medio de los dos conductores del cable blindado simétrico, a través de dos resistencias de 6kΩ8 (ver libro de la referencia [1]) cuyo valor absoluto no es crítico, ya que se admite un margen de ± 20%, pero que deben ser pareadas con una precisión del 0,4 % o mejor [2]. Un gran número de micrófonos están equipados con un transformador de salida. Su corriente de alimentación se toma sobre el punto medio del secundario de dicho transformador. Si las corrientes aplicadas por los dos conductores de la línea simétrica no son idénticas, los flujos magnéticos que se inducen sobre el núcleo del transformador no se compensan y, por lo tanto, aparece un factor de magnetización no deseable que provoca una cierta distorsión y una reducción de la función dinámica del micrófono. Con una corriente de salida de 0,4 A, la alimentación descrita en este artículo puede satisfacer las necesidades de, al menos, 40 micrófonos… La tensión de red se aplica a un transformador de 30 VA que proporciona 24 V eficaces. Su bobinado secundario está conectado a un rectifi cador doblador de tensión constituido por los diodos D1, D2 y los condensadores C3 y C4. Los condensadores C1 y C2 neutralizan el ruido de conmutación generado por los diodos del rectificador. Este rectificador proporciona una tensión del orden de los 72 V y, por lo tanto, ofrece un margen suficiente para compensar las fluctuaciones de ± 10 % de la tensión de red. La regulación de la tensión se ha delegado al circuito integrado IC1, un regulador del tipo TL783KC [3]. Se trata de un regulador ajustable, con un encapsulado TO220, que ofrece un excelente rechazo a la ondulación residual y un ruido muy

1% 1W

C6

C7

D5

100n

100µ 100V

1N5408

D4

1N5408

bajo. Este regulador comprende un transistor MOS de paso y admite una tensión de entrada de 125 V, lo que le hace ser el candidato ideal para la aplicación que estamos considerando. Los diodos D3 y D4 tienen la misión de proteger la alimentación contra las señales transitorias generadas en el momento de apagar el circuito, al mismo tiempo que dar una protección contra las polarizaciones inversas. La tensión de salida viene fijada por las resistencias R1 y R2 según la fórmula: Vout = Vref · (1 + R2/R1) con una tensión de referencia de: Vref = 1,27 V.

070602 - 11

rio para alimentar el diodo LED1. Si el diodo LED1 no se utiliza, será obligatorio conectar R3 a masa. Por último, y no menos importante, el regulador IC1 deberá ser instalado sobre un radiador cuya resistencia térmica no sobrepase los 1,5 K/W, ayudándonos de los medios de aislamiento clásicos: pasador aislante, lámina de mica y pasta térmica conductora… en cantidad suficiente pero ¡sin pasarse! (070602-I)

Bibliografía y enlaces en Internet: [1] Jörg WUTTKE «Mikrofonaufsätze», p. 83 www.schoeps.de/E-2004/miscellaneous.html (documento de 11 MB en alemán, descargable al final

Estas resistencias deberán tener, preferentemente, una precisión del 1 % y R2 deberá ser capaz de disipar una potencia de 0,5 W. La resistencia R3 proporciona una carga mínima indispensable para mantener la tensión de alimentación en vacío a 48 V, a la vez que sirve como elemento acceso-

de dicha página)

[2] Norma DIN EN 61938 [3] http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/ tl783.html [4] http://fr.wikipedia.org/wiki/Alimentation fantôme

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Interruptor divisible Por Edmund Martin

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D1

R1

R2

47k

47k

R12

15k

270k

10µ 16V

R11 270k

6V8

LA2 T4

D2

R6

230V 40W

R4

230V 40W

22k

4µ7 16V

R5

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BC517

47k

C2

180k

P

R10

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R8 100k R9

T2 100k

230V

F1

270 Ω

LA1

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C1

180k

1N4007

S1

1A5

BC548B T1

BC548B

47k

BC548B

R15 180k

R14

0

TRI1

T5 T6

TIC206D

R13 12k

¿Qué podemos hacer cuando queremos encender por separado dos bombillas distintas de una misma lámpara, pero sólo disponemos de una línea de conexión? ¡Pues montar una “regleta divisible” en la caja de conexión de la lámpara! El circuito va montado de forma discreta y podemos realizarlo, con una cierta dosis de habilidad, en unos pocos centímetros cuadrados de la placa. Al conectar por primera vez el interruptor de la luz S1, se encenderá de forma normal la bombilla LA1 conectada directamente, y la LA2 permanecerá apagada. Además, a través del diodo rectificador D1, así como de las resistencias R1 y R2 el condensador electrolítico C1 se carga hasta que el diodo Z conduzca a D3 y la tensión se limite a aproximadamente 6,8 V. Con esta tensión se suministra al resto del circuito. La segunda bombilla está conectada a través de un triac de c.a. estándar y un fusible (recomendado: 1,5 A, de acción semirretardada). El triac se activa a través del transistor T4 pero sólo cuando T3 no lleva la base de T4 a masa. Sin embargo, éste es el caso al encender la lámpara por primera vez. Los transistores T1 y T2 forman un flipflop biestable con un estado inicial definido. A través de las resistencias R14 y R15 ambos transistores están, en un principio, bloqueados. A medida que la tensión en C1 aumenta, el transistor T1 (excitado a través de las resistencias R7 y R9) se enciende de forma inmediata. La excitación de T2 a través de D2, del paso bajo R6/C2 y R5 se produce pero con cierto retardo. La tensión de base necesaria para el T2 desaparece a través del transistor T1 conectado a masa que se activa sin retardo. El T2 permanece (estable) en estado bloqueado y no “roba” la tensión de base de T3, de forma que éste continúa conduciendo. Para conectar la segunda bombilla se desconecta brevemente el interruptor de la luz S1 y, en el plazo de aproximadamente 1 segundo, se vuelve a conectar. Esto provoca lo siguiente en el flip-flop: Tras la desconexión, la tensión en C1 desciende más rápido que en C2. La principal responsable de esto es la resistencia R3, a través de la cual C1 se descarga antes que C2. Su corriente de descarga sólo puede circular a través de la resistencia R5, dado que el camino

2x BC548B 070466 - 11

de baja impedancia a través del diodo D2 está bloqueado para ella. De esta manera, el transistor T2 continúa recibiendo la excitación necesaria a través de R5 durante más tiempo que el T1 a través de la R7 y la R9. Si, durante este tiempo, vuelve la tensión de alimentación, no podrá volver a excitarse T1 a través de R7, dado que el transistor T2 deriva esta tensión a masa. Este estado permanece estable dado que C2 continúa cargándose a través del diodo D2 y de la resistencia R6. Cuando es el transistor T2 el que conduce, llevará la base de T3 a masa, de forma que este transistor se bloquea. El transistor Darlington T4 pasa ahora a estado conductivo a través de la R4 y suministra, a través de la resistencia limitadora de corriente R10, la corriente de encendido al triodo: ¡La segunda bombilla se enciende! El T5 y el T6 constituyen lo que se denomina un interruptor de tensión nula. Éste garantiza que el triac no se active si en ese momento existe el valor de la tensión de red alto. De esta manera, evitamos corrientes de ascenso muy rápido en la bombilla LA2 que podrían provocar radiointerferencias. Además, durante cada periodo de tensión de red, la corriente de excitación sólo se precisa

durante un breve espacio de tiempo para el triac. Si dicha corriente la sacásemos de forma permanente de C1, las resistencias R1 y R2 deberían ser claramente de menor valor de resistenca. Esto no sería bueno para el balance térmico del módulo y podría hacer incluso inviable el montaje en una carcasa de plástico. Con el valor escogido en este caso, el triac sólo se activa cuando el valor de la tensión de red es inferior a unos 15 V. El potenciómetro (con R11, R12 y R13) sólo activa los transistores cuando la fase en valor positivo es superior a +15 V (T6) o el valor negativo es de aproximadamente -15V (T6). Los colectores conectados entre sí llevarán la base de T4 a masa o hacia una tensión ligeramente negativa. Aquellas resistencias en las que cae casi la totalidad de la tensión de red estarán compuestas por dos resistencias individuales conectadas en serie con el objetivo de no superar la rigidez dieléctrica y también el rendimiento del modelo habitual de 1/4 W. Esto se aplica también a las resistencias R1 y R2 como a las resistencias R11 y R12. El circuito se encuentra bajo “alta tensión“ y, por este motivo, deberá montarse de tal manera que resulte imposible tocarlo. (070466)rg

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Contador de revoluciones digital (antiguo) para Diesel Por Romain Liévin Los vehículos diesel actuales están (prácticamente) todos equipados con un contador de revoluciones. La característica principal de los coches con motor diesel es la de tener un mayor tiempo de vida que sus homólogos de gasolina, de manera que es más probable que existan en la actualidad un cierto número de este tipo de vehículos que no estén dotados con este instrumento para medir el régimen de revoluciones. Con este montaje os vamos a permitir equiparlos con uno. Sensor En un motor de gasolina (de moto o de coche), es muy fácil recuperar los impulsos relacionados con el número de vueltas efectuados por el motor. El número de artículos aparecidos en Elektor es la mejor prueba. La mayoría de los montajes se centran en captar los impulsos generados por el encendido de las bujías, sea por acoplamiento magnético o bien directamente después de haber conformado una señal eléctrica. En un motor diesel que, por naturaleza, está desprovisto de bujías, es necesario

encontrar un método más convencional. En este caso, este método toma la forma de un sensor de efecto Hall lógico (UGN3140) que genera un impulso cada vez que un imán pasa por delante de él. Pero también se podría haber utilizado un fotosensor por reflexión (¿por qué no?)… La dificultad se encuentra en localizar un lugar donde colocar uno o varios imanes. Las poleas de la correa de distribución sería un buen lugar, pero

este conjunto está siempre protegido por una cubierta. A menudo, los vehículos diesel están equipados de una bomba de vacío para un sistema de frenado hidráulico. Esta bomba está acoplada, por medio de una correa, al árbol de levas. ¡El lugar ideal para colocar dos imanes y el sensor! ¿Por qué 2 imanes? Todo buen mecánico sabe que un motor de cuatro tiempos debe efectuar dos vueltas en un ciclo de motor. Pero el

U1 7805T

+5V

+5V R7

10nF

22p

D7

dp 10

12 13 14 15 16 17 18 19

a

g

b c d e f

7 8 9 11 R9 220R 220R R10 R11 220R R12 220R R13 220R R14 220R R15 220R R16 220R

6 1

dp 10

a

g

CA

6 1

8

3 CA

3

8 CA

3

8

D8

dp 10

a

g

HD1105

6 1

dp 10

a

g

6 1

b c d e f

D6

b c d e f

D5

9 7 5 4 2

D4

b c d e f

D3

LD4

PB0 PB1 PB2 PB3 PB4 PB5 PB6 PB7

10

X1

GND

XTAL1

XTAL2 C5

5

4 C4

(AIN0)PB0 (AIN1)PB1 PB2 (OCI)PB3 ATtiny2313 PB4 (MOSI)PB5 (MISO)PB6 (SCK)PB7

D2

LD3 HD1105

HD1105

9 7 5 4 2

4k7

RESET

D1

2

LD2

HD1105

9 7 5 4 2

(INT1PD3 (T0)PD4 (T1)PD5 (ICP)PD6

IC1 1

K4

(RXD)PD0

(TXD)PD1 (INT0)PD2

CA

20 R8

VCC

3 6

LD1

CA

3

BC557

100nF

CA

4k7

BC557

T5

R6 4k7

C3

BC557

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R5 4k7

BC557

T3

R4 4k7

BC557

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R2 4k7

8

C2 10uF 16V

CA

C1 100uF 16V

K2

K3

T1

R1 4k7

2

R3

14V

3

CA

1

+5V

9 7 5 4 2

K1

071133 - 11 C6 22p

3.6864 MHz

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árbol de levas realiza este ciclo en una vuelta solamente. Por lo tanto, el árbol de levas gira dos veces menos rápido que el motor. Así pues, dos imanes permiten obtener el número correcto de impulsos. Electrónica Como podemos constatar, el montaje se reduce a un único circuito integrado: un microcontrolador AVR de la casa Atmel. Ya están lejos los tiempos en los que era necesario, como mínimo, seis circuitos integrados lógicos para realizar ¡un cuentavueltas de dos cifras solamente! Además, el uso de un microcontrolador con cristal de cuarzo nos libera de tener que realizar ciertos procesos de calibración. Este microcontrolador contiene todo lo necesario para contar los impulsos con su entrada de interrupción y controlar directamente un visualizador multiplexado, con sus líneas de E/S capaces de suministrar una corriente de hasta 20 mA. La visualización consta de cuatro dígitos para llegar a contar desde 60 a 9.999 vueltas. La barra gráfica es una pequeña herramienta que nos permite visualizar fácilmente una aceleración o una deceleración del régimen del motor en un margen de 1000 vueltas. Dicha barra gráfica está formada por 8 diodos LED, lo que equivale a una resolución de 125 vueltas. Para mejorar la precisión de la visualización, se aconseja colocar dos imanes 1/3 en lugar de uno solo (es decir, en total cuatro imanes sobre el árbol de levas). En efecto, de acuerdo a la concepción del programa (ver el apartado dedicado al programa), el equipo necesita al menos un impulso cada medio segundo, es decir, de 2 Hz, lo que equivale a una resolución de 120 revoluciones/minuto. Un valor que es bajo y conlleva una inestabilidad en la visualización. El sensor de efecto Hall se conecta sobre el colector K3. Dos imanes permiten bajar la resolución a 60 vueltas/minuto. El número de imanes a instalar puede ser configurado por medio del puente implantado sobre el conector K4 que, según el caso, tendrá la forma de: – sin puente => 2 imanes, – con puente => 1  imán. En lo referente a la alimentación no hay mucho que decir. Basta tan sólo con saber que: – Es posible que el regulador necesite de un radiador ya que la tensión en el interior del vehículo puede alcanzar los 14 V, lo que representa una caída de tensión

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D8 D7 D6

LD1

LD2

LD3

LD4

D5 D4 D3 D2 D1

Lista de materiales R1,R2,R4 a R8 = 4k7 R3 = varistor S14K14 R9 a R16 = 220 Ω

LD1 a LD4 = visualizador de 7 segmentos de LED de ánodo común (HD1105) T1 a T5 = BC557 IC1 = AT90S2313 (grabado con el programa hexadecimal 080238-11) U1 = 7805T

Condensadores:

Varios:

Resistencias:

C1 = 100 μF/25 V C2 = 10 μF/25 V C3 = 100 nF C4 = 10 nF C5,C6 = 22 pF

Semiconductores:

D1 a D8 = LED rojo (rectangular)

de 9 V para un consumo de corriente de 30 mA. Es decir, ≈ 0,3 W. –  La presencia (indispensable) de un varistor especial de coche para proteger el regulador contra toda sobre tensión. Si no es así, ¡adiós al regulador en el primer intento de arranque! Programa Este montaje requiere muy pocos recursos debido a la utilización de un pequeño microcontrolador: el AT90S2313. Este dispositivo contiene dos contadores/ temporizadores (timer), una serie de líneas de E/S capaces de controlar directamente diodos LED y una entrada de interrupción. La entrada de interrupción sirve para contar los impulsos incrementando un contador (cntH:cntL) de impulsos. El temporizador ha sido ajustado para generar una interrupción cada 2,5 ms. La interrupción sirve para: – multiplexar el visualizador: el visualizador se refresca cada 2,5 ms, por lo que el conjunto se refresca con una frecuencia de 80 Hz, – incrementar un contador lógico hasta los 250 ms (= 1 tic). Con cada “tic”, el valor del contador de impulsos se almacena, de manera alternativa, en el con-

X1 = cristal de cuarzo de 3,6864 MHz K1,K2 = espadines K3 = conector tipo “pinheader” SIL de 3 terminales K4 = conector tipo “pinheader” SIL de 2 terminales (con puente) Sensor de efecto Hall UGN31

tador 0 o en el contador 1. Así pues, este “tic” sirve también para disparar en el bucle principal el tratamiento de los contadores y el refresco del visualizador. En el bucle principal se suman el contador 0 y el contador 1 para poder obtener así el número de impulsos vistos durante los dos últimos tramos consecutivos de 250 ms, es decir, 0,5 s. Este truco nos permite obtener un refresco más rápido del visualizador (250 ms) sin tener que esperar el final de una medida (0,5 s). Esto nos permite aumentar la rapidez de la cadena digital sin comprometer la precisión. El resto del programa consiste en transformar el número de impulsos en revoluciones/minuto. Todo se ha realizado con cálculos aritméticos. Sabiendo de la medida se realiza en 0,5 s, es necesario multiplicar el resultado por dos para obtener la frecuencia. Después hay que multiplicar por 60 para obtener un valor en vueltas por minuto. A continuación, queda convertir el resultado binario en un valor decimal, algo que se consigue gracias a las rutinas de conversión binaria al BCD de Atmel (ver nota de aplicación AVR204). Seguidamente, el resultado es convertido en

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binario después de haber colocado el dígito más significativo a 0. Es un truco para obtener un resto de 1000 (módulo) para la barra gráfica. Ahora nos queda dividir este valor por 8 ya que la barra gráfi ca contiene 8 diodos LED (codifi cado por una resta y un bucle). El resultado es utilizado como índice de una rutina de traslación de código decimal => 7 segmentos. Al final, el código generado ocupa las 3/4 partes de la memoria Flash para programa.

El programa ha sido desarrollado para ejecutarse sobre un microcontrolador AT90S1200 o un AT90S2313. Con un poco de suerte, también debería poder ejecutarse sobre un AT90S1200, pero no hemos llegado a hacer esta comprobación. (071133-I)

hexadecimal de este proyecto (071133-11.zip) están disponibles para su descarga gratuita en nuestra página web www.elektor.es.

Enlaces en Internet Hoja de características del AT90S2313 www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/ doc0839.pdf Hoja de características del varistor S14K14 www.datasheetarchive.com/preview/3078060.html

Descargas El diseño de la placa de circuito impreso (referencia 071133-1) así como los ficheros con el código fuente y

Hoja de características del sensor de efecto Hall UGN3140 www.datasheetarchive.com/preview/3527952.html

Control de servomotores Por G. Baars Con este circuito resulta fácil controlar un servomotor. Se monta alrededor de un circuito integrado lógico. Añadiéndole unas resistencias, condensadores y un diodo, tenemos un sencillo circuito que se puede montar en una pequeña placa de circuito impreso. En las puertas NAND IC1A e IC1D se ha montado un oscilador que produce pulsos negativos con una frecuencia de repetición de unos 50 Hz. Usamos estos pulsos para activar el flip-flop RS montado en el IC1B e IC1C cada 20 mS. Tras cada pulso activado, baja la salida de IC1C, por lo que C3 se descarga a través de P1, y entonces se invierte de nuevo la situación. Con ello, la salida del IC1B produce un pulso que

se repite cada 20 mS, cuya duración puede ajustarse con P1. De los experimentos con el circuito y un servomotor S3003 de Futaba, se des-

prende que con una duración del pulso de 1-2 mS, éste gira a un ángulo de 90 grados. Sin embargo, reduciendo un poco la duración del pulso a unos 0,6 mS, se consiguen 30 grados más de giro. En este circuito, hemos elegido los valores de los componentes de manera que la duración del pulso pueda ajustarse entre 0,6-2 mS con P1, y entonces el giro total llegará a unos 120 grados. Visto el par no poco insignificante de un servomotor S3003, hasta 4 kg·cm, podemos usarlo, por ejemplo, para ajustar a distancia un condensador de sintonía de la antena HF que conocemos como “Magnetic-loop”. El consumo de corriente del servomotor variará de unas decenas a unas centenas de mA según el par producido. (080026)

+5V

K1 +5V

IC1A 3

&

C2

P1

D1

100n

R1 180k

C3

C1

9 10

1N4148 IC1 11

K2

R1D1C2

IC1D &

13 12

&

K2

6

IC1C &

8

47n

Resistencias:

R1 = 180k R2 = 47k R3 = 10k P1 = 50k lineal

Condensadores: R2

P1

C1, C2 = 100n C3 = 47n

+5V

50k 14

C1

7

100n

IC1

C3

K1 Verano ES-1 (100-107).indd 107

IC1B

R3 10k

+5V

7-8/2008 - elektor, electronics worldwide

4 5

47k

1 2

R2 R3

Lista de Materiales:

+5V

IC1 = SN74HCT00N 080026 - 11

Semiconductores: D1 = 1N4148 IC1 = 74HCT00

Varios:

K1 = SIL-header 2 contactos K2 = SIL-header 3 contactos

107

5/6/08 23:56:46

Cambio automático de rango para DVM LPD335LCD

DVM +5V

P1

+5V

3 C2

2

OP07

8

6

P3

P2

P1

–VIN

7

–VBAT

1

3

+VIN

+5V

IC1

12

+VBAT

IC2 100n

20k

4 D1

–5V

BAW76

–5V

R1

0V2 R4

C1 100n

BAW76

+3V2

+5V

R3

T3

0%5

R5

0%5

T2

T1

BS250

IC2 = TLC374

R12

+3V2

2k2

6 7

IC2.A

1

R10 47 Ω

R11

0V2

BS250

IC2.B

2

R14 1k0

5k6

R13 C3

100n

100n

22k

R16

C5

8

1k0

IC3

2k

9

Por Rainer Reusch Desde unos pocos euros ya podemos adquirir voltímetros digitales de 3½ dígitos. De esta manera resulta fácil y económico dotar a nuestros aparatos con un instrumento de medición. La mayoría de los módulos están basados en el conocido circuito ICL7106. Para su alimentación necesitan una batería de 9 V y ofrece sólo unos límites de medición fijos: 200 mV o 2 V. Nuestro circuito adicional convierte el módulo DVM en un voltímetro con unos límites de medición entre 20 V y 200 V y, además, incluye una conmutación automática. En lugar de la batería necesitaremos una tensión simétrica y conectada a masa de ±5 V. Además, a partir de aquí generaremos, con ayuda del económico TL431C, una tensión de referencia regulable de 3,2 V. En el circuito que mostramos utilizaremos una pantalla LCD con uno rango

IC2.C

14

C4 100n

TL431C

Verano ES-12 (108-126.indd 108

4

1M

R15

108

R7

5

(±200mV)

P2

BS170

33k0

+5V

R9

15k0

R8

10k

R6

10k

R2 100k

D2

1k0

20V/200V

9k1

0%5

10k

900k

10 11

IC2.D

de medición fijo de 200 mV que dispone de tres conexiones para el control de la coma decimal. De estos utilizaremos únicamente dos. Así funciona el circuito: El IC1 se encarga de la conversión de potencial respecto a masa de la tensión que ha de medir el módulo DVM. Para esta parte del circuito aprovechamos un consejo de desarrollo de Carsten Weber [1], publicado en el año 2005 en Elektor. Una tensión de entrada por debajo de 20 V se reduce a través de R1 y R4 aplicando el factor 100. El transistor T2 se corta y, por lo tanto, la resistencia R3 no tiene efecto alguno sobre el factor de reducción. En el potenciómetro R8/ R13 se registra una caída de 200 mV, porque la salida en colector abierto del comparador IC2a es de alta impedancia. Si la tensión de entrada supera la marca de los 20 V, el IC2a bascula y la tensión en el potenciómetro R8/R13

13 080249 - 11

cae por debajo de los 20 mV. A continuación, el comparador IC2b entregará un nivel alto y T2 entrará en estado de conducción. La resistencia R3 está ahora conectada en paralelo a la R4. De esta manera, se genera un factor de división de 1.000 (rango de 200 V). Debido a que este factor de división es mayor, la tensión de entrada para IC2a caerá. Para que este comparador no retroceda (y para que, en cierta manera, todo esto no oscile), la resistencia R10 deberá elegirse de tal manera que en el potenciómetro R8/R13 consigamos el valor ya mencionado inferior a 20 mV. Teóricamente (R10 en paralelo con R13) son aproximadamente 9,6 mV. En la práctica se obtienen aproximadamente 18 mV, ya que la resistencia del transistor de salida continúa afectando al comparador. Esto significa que el circuito regresa de nuevo a la zona de medición más sensible cuando la tensión de entrada cae por

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5/6/08 23:57:18

debajo de, aproximadamente, los 18 V. Al modificar la R10 es posible ajustar la histéresis. Sin embargo, si el valor es demasiado alto, el circuito oscilará. Los condensadores con aislamiento dieléctrico C1, C3 y C4 suprimen las interferencias y logran un cierto retardo de la zona de conmutación. De esta manera evitamos cambios demasiado frecuentes en la región límite. Los dos comparadores restantes de IC2 ofrecen niveles de salida dependientes de los límites de medición e inversos entre sí. A través de FETs de canal p

podremos controlar las comas decimales del módulo DVM. El circuito cuenta con dos potenciómetros de ajuste. El P1 sirve para la compensación del desfase del amplificador operacional (IC1). Con el P2 se ajusta el umbral de la zona de conmutación. Para ello, el potenciómetro se ajusta de tal manera que obtengamos la máxima tensión de referencia posible (aproximadamente 3,4 V). En un segundo paso, se aplica una tensión de entrada que lleve a una lectura de 19,99 (esto debería ser, en el mejor de los casos, 19,99 V). El

P2 se girará hasta que se produzca un cambio del rango de medición. Para un mayor control, reduciremos la tensión de entrada con el objetivo de forzar un retroceso de los límites de medición y, a continuación, volveremos a aumentar lentamente la tensión de entrada. Habremos encontrado el punto ideal cuando los límites de medición cambien antes de que el módulo DVM muestre la indicación “sobrecarga”. (080249)

[1] www.elektor.es/040115

Alimentación Fantasma para Antena de TV Por Dr. Thomas Scherer El autor de este artículo regaló a su suegro un “lápiz” de TV USB. Después de realizar una serie de pruebas durante un cierto tiempo concluyó que, cuando era utilizado con una antena pasiva, las prestaciones del dispositivo eran muy pobres. Por desgracia, una antena activa requiere una fuente de alimentación adicional, algo que realmente no es práctico cuando se utiliza con un ordenador portátil. Así pues, esto era razón más que suficiente para intentar solucionar el problema de forma adecuada y, al mismo tiempo, el autor también quería quitarse la molesta reputación con su suegro de ¡ingeniero aficionado! Puestos en situación, se llevó consigo el “lápiz” USB con la idea de conseguir o añadir algo que proporcionase una salida de alimentación “fantasma” al dispositivo. Afortunadamente, las cosas fueron mucho más simples de lo que él esperaba. Como se muestra en la Figura 1, el “lápiz” USB se cierra utilizando unos cuantos tornillos, por lo que su apertura es bastante sencilla. Así pues, ¿cómo funciona una fuente de alimentación fantasma? Normalmente, la entrada a la antena está desacoplada, en lo que se refiere a tensión continua (DC), de la electrónica de la tensión de alimentación por medio de un condensador. Si, de alguna manera, podemos conseguir una tensión de 5 V sobre la entrada de antena, de manera que no cortocircuite la señal de HF, podemos proporcionar una fuente de alimentación a una antena activa. El consumo de corriente

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Verano ES-12 (108-126.indd 109

1

2

3

del amplificador de una antena de este tipo está comprendido entre los 20 mA y los 50 mA. Esta corriente (a + 5 V) se puede conseguir fácilmente del conector USB del ordenador. Si conectamos esta tensión de alimentación, a través de una

bobina, a la entrada de antena, el problema estará resuelto: la bobina presentará una alta impedancia para las altas frecuencias de la señal de TV. Para poder conseguir que la entrada de antena este protegida contra cortocircuitos, es una buena idea añadir una resistencia de película metálica de 10 Ω en serie con la bobina. Utilizando este tipo de resistencia tenemos la ventaja de que se producirá un circuito abierto en caso de producirse una sobrecarga durante un periodo prolongado de tiempo, actuando como una especie de fusible. El autor ha utilizado una bobina fija de 220 µH (cualquier valor por encima de 10 µH serviría), con una resistencia en DC de 5,6 Ω. Con un consumo de corriente medido del 30 mA, la caída total de tensión en los extremos de la bobina está en torno a los 0,5 V, un valor totalmente aceptable. Los dos componentes han sido sencillamente soldados juntos (ver Figura 2) y rodeados por un tubo que hace de radiador. El “modulo” fue soldado en el lápiz USB: la flecha roja de la Figura 3 muestra donde se realizaron las soldaduras de conexión. El terminal de 5 V del conector USB es el opuesto al terminal de masa, el cual es fácil de identificar ya que está unido eléctricamente a la pantalla metálica del conector. El montaje final se muestra en la parte baja de la Figura 1. Esta modificación debe de funcionar con cualquier tipo de “lápiz” USB de TV: Los sintonizadores analógicos se benefician mucho más de una antena activa que los sintonizadores digitales. (080503-I)

109

5/6/08 23:57:20

Los controladores PR4401/02 por otros derroteros En colaboración con Burkhard Kainka

L1

Los famosos controladores de LED PR4401 y PR4402 de PREMA gozan de una gran popularidad. Estos pequeños circuitos integrados para convertidores CC-CC económicos y fáciles de adquirir han sido especialmente desarrollados para activar LED (blancos) con una única pila o elemento de batería. Como único componente adicional se precisa una pequeña inductancia (véase la ilustración 1). El valor correspondiente a la tensión máxima de salida asciende a 10 µH en el caso del controlador PR4401 y a 4,7 µH en el caso del PR4402. En caso de tensiones de entrada entre 0,9 y 1,5 V, el PR4401 pasa una corriente 2 de 23 mA como máximo a través del LED blanco conectado a la salida. En el caso del PR4402 son incluso 40 mV. Otras aplicaciones diferentes al control de LED no suponen ningún problema mientras se trate de una corriente en la salida. De esta manera, en lugar de un LED también se pueden conectar celdas NiMH (de 1 a 10 en serie) a través de un diodo conectado previamente (ilustración 2) y cargarlas con una corriente máxima de 23 mA (PR4401) o de 40 3 mA (PR4402). El comportamiento de ambos convertidores CC-CC en lo que respecta a la salida es como el de una especie de fuente de potencia constante y suministran siempre (en el caso de los valores indicados para la bobina) aproximadamente 70 mW (PR4401) o 1470 mW (PR4402) a la carga conectada. En el caso de la carga de celdas NiMH, la corriente sólo podrá alcanzar el valor máximo fijado en una o dos celdas (3,6 V) y, si el número de celdas es mayor (= mayor tensión de la pila), el valor irá disminuyendo. En el caso de 10 celdas (12 V) sólo llegarán escasos 6 o 12 mA a la pila.

*

IC1

PR4401/02 1

3

FF D1

BT1

Sin embargo, las aplicaciones para el suministro de tensión a circuitos también resultan interesantes. Los integrados resultan simplemente demasiado tentadores y junto con el número de Elektor de septiembre de 2007 se entregaron gratuitamente placas completas con circuito integrado y bobina que quizá esperen aún ser utilizadas.

2

0V9...1V5

PR4401/02

*ver texto

1 2 3

080486 - 11

vista superior

IC1

4µH7 (PR4402)

PR4401/02 1

D2

3

FF

BT1

BT2

1N4148

1V5

110

Verano ES-12 (108-126.indd 110

La ilustración 3 muestra el circuito de un sencillo convertidor CC-CC con un PR4401/02. La tensión del diodo zener se elegirá en función de la tensión de salida deseada y se mantendrá entre los 3 y los 15 V. De esta manera, con una única celda NiMH o pila alcalina (1,2 V / 1,5 V) podemos alimentar circuitos con todas las tensiones de funcionamiento habituales y, de esta forma, ahorrarnos las costosas pilas especiales de 12 V, como las que se utilizan en algunos aparatos de medición o mandos a distancia para puertas de garaje. La corriente máxima de salida del convertidor de tensión se puede calcular (de forma aproximada) de la siguiente manera:

L1 10µH (PR4401)

*

*ver texto

2

1V2...12V

080486 - 12

L1 10µH (PR4401) 4µH7 (PR4402)

IC1

PR4401/02 1 BT1

D2

3

FF

1N4148 C1

1V5

47µ 25V

2

D2

3V3...15V

080486 - 13

4 L1

IC1

D1...D3 = 1N4148

10µH...20µH

PR4401/02 1 BT1

+9V

D1

3

FF C2

En el caso de aplicaciones con carga variable, los integrados resultan menos útiles. Cuanto menor sea la carga, mayor será la tensión de salida. En vacío, ésta se limitará a través de un diodo Z interno a aproximadamente 18 V. Este diodo “quema” la potencia de salida no absorbida por la falta de carga. Si

se fija la tensión de salida con un diodo zener externo en un valor menor, el convertidor impulsará su corriente a través de dicho diodo zener cuando ésta no sea absorbida por la carga. Conclusión: Cuanto menor sea la carga peor será el rendimiento.

1

1V5

47µ 16V

2

C1

D2

D4

9V1

C3

100n D3

47µ 16V

080486 - 14

–9V

Imax = Pmax /UZ Siendo Pmax 70 mW (PR4401) o 140 mW (PR4402), y UZ la tensión del diodo zener = tensión de salida. El rendimiento es mejor cuando la corriente bajo carga está más próxima a I max . Si es necesario, el valor Imax se puede reducir con ayuda de un valor de inductancia mayor, adaptándolo así a la corriente bajo carga necesaria. De forma aproximada se puede decir: doble valor de bobina = media corriente máxima de salida. Con un único controlador de LED y una única celda NiMH o pila alcalina podemos incluso construir un convertidor de tensión para un suministro de tensión simétrica. La ilustración 4 muestra un ejemplo práctico para aproximadamente ±9 V. Debido al

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sión de batería de 1,5 V se midieron las siguientes tensiones de salida: +9 V/-8,3 V (en vacío) y +8,6 V/-7,9 V con una carga de 2k2 para similar la absorción de corriente del circuito de un

recorrido del diodo adicional en la derivación negativa, la tensión negativa es aproximadamente 0,7 V menor que la tensión positiva. En el caso del modelo con una inductancia de 15 µH y una ten-

amplificador de operaciones de aproximadamente ±4 mA. De la pila de 1,5 V se extrajeron, en vacío, 50 mA y, bajo carga, 80 mA. (080486e)

Sensor de temperatura con interfaz de 2 hilos Aislado

IC2

R1

grün

6

1n 7 2,5% 3 R4 10k0

2k0

R3

PT1000

T2

1%

BC557B

+VIN CT

CT

FOUT

2

RT 5

R5

750 Ω 1%

Par Trenzado Apantallado K1 K2

3

+5V

SIL4

–VOUT

–VIN

R7

GND

1

R9

R10

1%

R8

1%

1%

Cuando en una zona exterior son necesarios sensores de temperatura precisos, un aislamiento galvánico resultaría útil para proteger el circuito de evaluación contra sobretensiones en caso de tormentas. En este caso, resulta mejor una transmisión digital de la señal que una transmisión analógica, ya que el trabajo del montaje del circuito es menor y la transmisión es más segura y, además, la evaluación también resulta más sencilla. Transmisión de la señal y alimentación de tensión del circuito del convertidor: ¡para ello en este circuito sólo necesitamos dos hilos! Utilizaremos un sensor PT1000 que soporta temperaturas muy superiores a 130° C (como aquellas que podemos encontrar en colectores solares). La tensión descendente que pasa a través del sensor es transportada al convertidor de tensión/frecuencia AD654 de Analog Devices. A través de la línea de alimentación se transmiten impulsos rectangulares con una frecuencia variable y dependiente de la temperatura, de manera

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1

IC1 AD654

Por Stefan Dickel

Verano ES-12 (108-126.indd 111

1%

1k

8 4 C1

+Θ

K3

SIM1-0512

BAT48

BC 557B

R2

2

270k

Cermet

+VIN

IC3

1

6

5

GND 2

CNY17

que la señal es transportada sin problemas a través de trayectos más largos. En el circuito receptor se desacopla la señal a través de un optoacoplador con aislamiento galvánico. Con el T1 conseguimos una fuente de corriente que alimenta el sensor de temperatura R2 con una corriente constante de 1 mA. Ésta se puede ajustar con el potenciómetro P1. La tensión descendente que pasa a través del sensor es transportada hasta la entrada Vin (pin 4) del convertidor de tensión/frecuencia AD654 del IC1. R4 y C1 están dimensionados de tal manera que se genera una relación tensión/frecuencia de 10 kHz/V. Se aplica la fórmula T = (f – 10.000)/38, siendo T la temperatura en ° C y f la frecuencia en Hz. De aquí resulta un rango de frecuencia de entre 8,8 kHz (a -30° C) y 15,7 kHz (a 150°C). El transistor de salida de IC1 está conectado con el receptor al pin 1 y con el emisor al pin 2. El pin 1 está conectado a través de R5 a la línea de alimentación de potencial positivo, el pin 2 está directamente conectado a la línea que transporta el potencial negativo.

K4 OUT

237 Ω

T1

D2

+VOUT

715 Ω

P1 2k0

4

R6

D1

62 Ω0

10Ω

A masa

4 080096 - 11

La demodulación es responsabilidad del circuito mediante T2. La resistencia del detector de corriente R6 está dimensionada de tal manera que la corriente de reposo del convertidor IC1 no llega a controlar el transistor T2. Si se activa al transistor de salida del convertidor, R5 se conectará en serie al circuito eléctrico y fluirá una tensión considerablemente más elevada. De esta manera, aumentará la caída de tensión en R6 y T2 entrará en estado de conducción. Éste dejará pasar una fuerte corriente de colector a través de R7, R8 y de los LED del optoacoplador IC3, de forma que también controlará el fototransistor en IC3. En K4 se tomará finalmente la señal de salida de baja impedancia y ésta se enviará para su valoración. Para que el circuito pueda funcionar con un único suministro de tensión, la parte aislada recibirá alimentación de un convertidor CC-CC que, por un lado, suministra los 12 V necesarios y, por otro, también ofrece la separación galvánica con una tensión de aislamiento de 1.000 V. (080096)

111

5/6/08 23:57:23

LED con atenuación N:1

Listado

56 Ω

R1

R2

C1

6V

10k

R4

15k BT1 D1

P1

4V7

CORRIENTE

250 Ω 100µ 16V

‘Adaptador de conexión para el LED Luxeon con PMOS $regfile = „2313def.dat“ $crystal = 4000000

B.1 AC1

B.4

R3

100 Ω

S

G

AVR2313

D

B.2 AC2

config pind.0 = output DDRB = &B00010000 ‘B.4 = Salida ACSR = &B00000000 ‘Configuración como comparador dim i as byte Portb.4 = 1 ‚apagado

T1

IRF9Z34N

L1 280µH

* ver texto

D2

*

0Ω1

R5

070963 - 11

Por Jean-Claude Feltes Como ya sabemos, un LED sólo se puede atenuar a través de la corriente y no de la tensión. Esto ocurre en este caso con un microcontrolador AVR (2313 de Atmel) que funciona como un comparador. En la entrada AC1 del comparador se fija el valor nominal y se compara con una tensión proporcional a la corriente del LED. Al conectar la lámpara, el controlador fija la puerta (gate) del MOSFET conectado a la salida B.4 a 0, de forma que éste comienza a conducir una corriente de tendencia ascendente lineal a través de la inductancia y del LED. La caída de la tensión en la resistencia de derivación de 0,1 Ω es proporcional a la corriente. Al alcanzar el valor nominal, el controlador vuelve a desconectar el MOSFET y espera unos pocos milisegundos. Durante este tiempo circula una corriente con una tendencia descendiente lineal a través de la inductancia, la resistencia y el diodo. Entonces se repite todo desde el principio. Así obtenemos una corriente continua con una ondulación solapada en forma de triángulo. El programa Bascom del controlador (véase el listado) es corto y se

112

Verano ES-12 (108-126.indd 112

C2

D3

100n

BYV29-200

entiende con facilidad. El código fuente y el archivo .hex del programa se pueden descargar desde la dirección www. elektor.es. El circuito se alimentará con una batería de plomo-gel de 6 V. La resistencia de 56 Ω y el diodo Zener se encargan de la limitación y la estabilización de la tensión de alimentación del controlador que también se utiliza como tensión de referencia para el potenciómetro P1. Para el LED utilizaremos un Luxeon LXHL-LW3C (valores nominales: 3 W, ULED = 3,7 V, ILED = 0,7 A). En paralelo al LED y a la resistencia montaremos un condensador de 100 nF directamente sobre la placa con el objetivo de evitar interferencias producidas por las capacidades de los cables. Lo que resulta realmente importante es el condensador electrolítico de 100 µF utilizado para la regulación de la tensión de funcionamiento de 6 V sin que el valor U B descienda mucho. La inductancia no puede alcanzar su punto de saturación con el nivel de corriente máximo, por lo que, además de con la inductancia, también debemos acertar con la carga máxima admisible. La resistencia en serie con el LED debe ser

do Portb.4 = 0 ‘Conectar inductividad do loop until acsr.aco = 1 ‘Al alcanzar Imax -> desconectar Portb.4 = 1 waitus 5 loop

de película de carbón y no una resistencia bobinado, dado que su inductividad provocaría un componente de tensión en forma de rectángulo que puede simular valores de corriente erróneos. Las bombillas que se utilizaban en la espeleología funcionaban durante bastante tiempo de forma fiable y ahorraban mucha energía (en comparación con los halógenos). De repente, nos encontramos ante un problema cuando el LED se calentó (demasiado). Por lo que pudimos comprobar, el valor de desconexión de la corriente no se había respetado. Esto podía deberse a una caída del controlador o a un potenciómetro sucio o defectuoso. Si el contacto pierde su punto de unión a la capa de la resistencia, la entrada del comparador queda abierta y puede absorber un voltaje arbitrario (al igual que la corriente del LED). En el primer caso, el problema podríamos solucionarlo utilizando un temporizador “watchdog” que vuelve a encender rápidamente el controlador. En el segundo caso, podríamos utilizar una resistencia “pulldown” desde la entrada del comparador a masa. (070963)rg

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5/6/08 23:57:23

Cámara como “backup” de datos Por Stefan Hoffmann En este caso no se trata de un circuito, sino de un pequeño truco a la hora de viajar: cuando se tiene una cámara digital, se tiene por lo tanto una tarjeta de memoria. Esto no sólo puede almacenar imágenes, sino posibles “backups” de datos importantes para el viaje. A la cámara técnicamente no le importa, y con los tamaños actuales de las tarjetas de memoria (por ejemplo 2 GB en una tarjeta SD) todavía queda espacio suficiente para fotos. En caso de emergencia, tendríamos todavía en la tarjeta de memoria documentos importantes a mano, como información de las reservas, direcciones, copias en PDF de los pasaportes, así como los billetes de avión y otros documentos. Puede naturalmente tener otra tarjeta SD independiente de la cámara (adicional) con estos datos para el viaje y guardarla

donde esté a salvo de una posible pérdida de equipaje, el robo del bolso o el extravío de su cartera. Y es que gracias

a su compacto diseño pueden guardarse hasta en la suela del zapato... (080152)

Un osciloscopio minimalista

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10M 10M

1M

Si estamos orgullosos de ser los propietarios de un viejo osciloscopio de tubo, puede que estemos interesados en utilizarlo una vez más para su propósito 6V3 original. Todo lo que necesitamos son las tensiones correctas sobre los terminales correctos: en la práctica puede que tengamos que estudiar detenidamente el interior del equipo para detectar qué terminales de la base corresponden a los electrodos de aceleración y cuales a los de deflexión, especialmente si no hay un número de serie en el tubo que podamos ver. El tubo que hemos utilizado para el experimento es Y un modelo de 7 cm de procedencia desconocida. Por lo tanto, el primer paso es establecer cuales son los terminales que corresponden al calentador, cuales al cátodo, a la rejilla, a las placas de deflexión, y cuales al ánodo. Una vez hecho esto, ya podemos construir nuestro sencillo osciloscopio de la siguiente manera: conectar la entrada Y, a través del condensador adecuado, a una de las

El funcionamiento del oscilador de deflexión horizontal es visible como un suave parpadeo de la lámpara de neón. En el momento en que la tensión en los extremos del condensador conectado en paralelo alcanza la tensión de ruptura de la lámpara, éste se descarga por P1 medio de un breve pulso de 2M corriente. Es difícil imaginar C1 una manera más sencilla de generar una forma de onda 100n R1 R2 R3 en diente de sierra. La tensión de alimentación de 300 V es adecuada para sencillos expeR4 rimentos, incluso si el tubo está dimensionado para trabajar con 1000 V, o incluso más. C2 Si ahora aplicamos una señal 100n GL1 C3 a la entrada Y, deberíamos ser capaces de ver la forma de la 22n onda sobre la pantalla. 080386 - 11 Debemos admitir que la sensibilidad del diseño, la linealidad, el tamaño de la traza, el ancho de placas de deflexión Y, para la deflexión banda y las opciones de disparo están algo en el eje X utilizamos un oscilador de lám- lejos de los valores deseados. Sin embargo, para de neón para generar una base de hemos mostrado cómo sólo se requiere tiempos; y, junto con un circuito regulador una pequeña circuitería para construir un de enfoque, ya tenemos un osciloscopio osciloscopio real que funcione. (080386e) completo. +300V

1M

Por Burkhard Kainka

113

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Indicador de consumo de la batería Por Christian Wendt

1

Las personas tenemos aficiones. Y la pesca es una afición muy especial. Junto con una caña de pescar, muchos pescadores cuentan con una pequeña embarcación: y es precisamente aquí donde la electrónica entra en juego. El autor es propietario de una pequeña canoa con un motor fueraborda electrónico. Dado que las principales características de la pesca son el tiempo, la paciencia y la concentración, es muy probable que se agote la batería y sea necesario remar durante un buen trecho de vuelta, lo que no siempre hace mucha gracia. Algunos métodos sencillos como la detención del tiempo para el cálculo del momento óptimo de regreso no le han dado buenos resultados al autor, ya que al pescar se recorren muchos trayectos cortos. Por este motivo, decidió dar una

minar el tiempo (algo sencillo), la tensión (más aún) y medir la corriente (algo más complicado) de la forma más exacta posible, es decir, sin pérdidas. El resultado de estos tres valores nos da, como es sabido, la energía eléctrica. Para un microcontrolador, la medición del tiempo no es nada del otro mundo. Algu-

respuesta a esta cuestión de forma definitiva y electrónica. Medición del consumo Para calcular la energía que hemos consumido de la batería necesitamos una pantalla LCD, un microcontrolador y sensores. En principio, debemos deter-

2

+5V C7 1 2

VCC

1

100n 4

IP+

IC3 GND

Batería K4 +12V

2

1 F1

IPVOUT

5 3 1

ACS750SCA-050

1A F

R2 3k09

D2

1N4001

1k

R3 C4 10n

IC2 L7805CP 1

C5

C6

100u 25V

100n

+5V 2 C8

C9

100n 10u 63V

C13

C3

+5V

C1 15p

20MHz C2 15p

100n

100n

C11 100n

PIC16F676-I/P

3 11 10 12 9 4 5

VDD

2 10 9 8 7 6 5

C1+ C1T1IN T2IN R1OUT R2OUT C2+ C2-

VCC

14 T1OUT 7 T2OUT 13 R1IN 8 R2IN

MAX232

GND

Verano ES-12 (108-126.indd 114

+5V

1 2 3 5 6 8

K1 8 5 2

6 1

3

15

C12 100n

114

16

IC4

VEE

D1

14

470

X1

RC0/AN4 RC1/AN5 RC2/AN6 RC3/AN7 RC4 RC5

VSS

13 RA0/AN0/CIN+/ICSPDAT 12 RA1/AN1/CIN-/VREF/ICSPCLK 11 RA2/AN2/COUT/T0CKI/INT 4 RA3/MCLR/VPP 3 RA4/T1G/OSC2/AN3/CLKOUT 2 RA5/T1CKI/OSC1/CLKIN

1

6

C10

VDD

IC1

1

10n

R1

Motor K5 +12V

S1

3

K6

070821 - 11A

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nos modelos modernos disponen de un convertidor digital-analógico integrado, por lo que una medición suficientemente precisa de la tensión de la batería no debería representar ningún problema. Lo que sí resulta algo más complicado es la medición de la corriente, ya que, al fin y al cabo, lo que queremos es que en el caso de grandes corrientes (como las que se registran durante el funcionamiento de motores) no se desaproveche de forma tonta nada de la carga de la batería en una resistencia de derivación. Por suerte, para tal fin existen precisamente sensores de corriente adecuados. El modelo ACS750 [1] se compone, en principio, de un gran puente conductor con un sensor de reverberación integrado y la electrónica de valoración necesaria (véase la ilustración 1). La caía de tensión es muy pequeña (130 µΩ). El IC recibe una alimentación de 5 V y genera en su salida una tensión en circuito abierto de 2,5 V cuando no fluye corriente. Según la dirección de

flujo, la tensión aumentará o disminuirá. El modelo utilizado, el ACS750SCA-050, se encuentra en el rango de los ±50 A lineales y proporciona una desviación de tensión proporcional de 1 V por 25 A. Y esto se adapta bien al rango de medición de la unidad analógica-digital de un microcontrolador. Por cierto, en este tipo de aplicaciones, la medición de la tensión tampoco es muy importante. Lo que sí hay que hacer es controlarla para observar que no caiga bruscamente por motivo de un fallo (contactos defectuosos, etc.). Sin embargo, en principio se mantiene relativamente constante y, por lo tanto, resulta suficiente determinar la carga eléctrica extraída en la notación habitual para las baterías: Ah. La mejor manera de determinar la capacidad de la batería es de forma experimental. Simplemente damos un par de vueltas hasta agotar la batería previamente cargada al máximo y dejamos que el circuito cuente los amperios-hora

consumidos. Nos quedamos con esta cifra. También podríamos prever una introducción de la capacidad de la batería y una indicación porcentual del “contenido del depósito”. Sin embargo, todo funciona con un sencillo botón como “interfaz de introducción” que se utiliza (entre otras cosas) para poner a cero el contador Ah. Esto ocurre al activarla. Si pulsamos el botón durante el arranque, el contador quedará a cero y, si no lo pulsamos, comenzará el recuento a partir del último valor almacenado. Circuito(s) Para un funcionamiento seguro de un indicador de consumo lo mejor es dividir el circuito en dos partes. Al fin y al cabo, la batería y el mecanismo de accionamiento se encuentran en la mayoría de los casos en la parte posterior de la embarcación, mientras que la mirada del capitán se dirige hacia adelante. Algunos metros de cable resultan, por lo tanto, obligatorios. La transmisión de los

LCD1 EA DIP162 DNLED

27k C20 100n

+5V'

1

5 2

15

GND

C1T1IN T2IN R1OUT R2OUT C2+

MAX232

C17

C2-

3 11 10 12 9 4 5

2k7

IC7

C21

VDD

IC6

1

+5V'

BC337

2 VDD

14 T1OUT 7 T2OUT 13 R1IN 8 R2IN

C1+

100n

17 18 1 2 3 4 15 16

C22 100n

X2 R4

100n

R5 2k7

8

R7

S2

2k7

6

VCC

VEE

3

1 2 3 5 6 8

J1

6

K2

16

P1 10k

T1

C16

+5V'

+5V'

14

100n 10u 63V

100n

R10

C23

20MHz C24

15p

15p

RB0/INT RB1/RX/DT RB2/TX/CK RB3/CCP1 RB4/PGM RB5 RB6/T1OSO/T1CKI/PGC RB7/T1OSI/PGD

RA0/AN0 RA1/AN1 RA2/AN2/VREF RA3/AN3/CMP1 RA4/T0CKI/CMP2 RA5/MCLR/VPP RA6/OSC2/CLKOUT RA7/OSC1/CLKIN

6 7 8 9 10 11 12 13

VSS

100n

C18

5

220u 16V

R8

R6 C19

56R

C15

3

C14

+5V' 2

56R

1

18 17 16 15 14 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1

IC5 L7805CP

+5V'

PIC16F628-20I/P

+5V' R9 2k7

D3

1N4148

1 2 3 4 5 6

+5V'

K3

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070821 - 11B

115

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3

datos medidos debería producirse con las menores perturbaciones posibles. Por este motivo, Christian Wendt decidió implantar un microcontrolador propio, tanto en la parte de la medición como en la de indicación, y realizar la transmisión de datos en serie a través de un conector RS232. Para ello resulta necesaria una conversión de nivel de acuerdo con la norma con un MAX232, tal y como se puede observar en el circuito (ilustración 2). ¡Ni siquiera las anguilas eléctricas deberían producir perturbaciones! En lo que respecta al sensor, utilizaremos un PIC16F676 que dispone de entradas analógicas con una resolución de 10 bits, lo que a través del potenciómetro de R2 y R3 nos permite alcanzar una resolución de 20 mV para la tensión de la batería. El LED D1 se enciende cuando la tensión cae por debajo de los 10,6 V, nivel que dispara la alarma de subtensión. Por otro lado, el pin RA0 del IC1 está conectada directamente con la salida del sensor de corriente IC2, lo que hace posible una resolución de aproximadamente 125 mA. Los resultados de medición fluyen en serie y a través del IC4 tras haber sido sometidos a una conversión de nivel al lado del indicador. Un PIC16F628 activa el indicador, pregunta al botón S2, así como al puente J1 y obtiene los datos necesarios a través de comandos secuenciales por parte de los sensores. P1 regula el contraste. T1 activa (y desactiva) la retroiluminación. Con los valores indicados para R6 y R8, el prototipo necesita para a iluminación 38 mA. A los que esto les parezca demasiado oscuro, puede utilizar valores más bajos, siempre y cuando la corriente máxima de la pantalla indicada no supere los 150 mA. Ambas partes del circuito disponen de una alimentación de 5 V estabilizada, lo

116

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Lista de materiales del módulo de sensor

Lista de materiales del módulo de pantalla

Resistencias:

Resistencias:

R1 = 470 Ω R2 = 3k09 R43 = 1k

Condensadores:

R4,R5,R7,R9 = 2k7 R6,R8 = 56Ω R10 = 27k P1 = 10k ajustable

C1,C2 = 15p, cerámico, RM 5 mm C3,C4 = 10n, cerámico, RM 5 mm C5 = 100µ/25V, radial, diámetro 6,3 mm C6,C7, C10...C13 = 100 n, cerámico, RM 5 mm C8 = 10µ/25V, radial, RM 2,5 mm C9 = 100n, cerámico, RM 5 mm

Condensadores:

Semiconductores:

Semiconductores:

D1 = LED, rojo D2 = 1N4001 IC1 = PIC16F676-20I/P (programado, disponible en el n.º 070821-41) IC2 = 7805 IC3 = ACS750SCA-050 IC4 = MAX232 (DIP16)

Además:

K1 = Miniconector DIN, 6 pines, para montaje en placa K4, K5, K6 = conector plano 2 tornillos M3 con tuercas F1 = minifusible 1 A F, soldable S1 = conmutador, unipolar Minicable DIN con conectores de 6 pines para la conexión de los módulos X1 = Cristal de cuarzo 20 MHz de resonancia en paralelo Placa de circuito impreso 070821-1, disponible a través de www.thepcbshop.com

que mejora aún más si cabe la seguridad del funcionamiento. El consumo de corriente del sensor asciende a 20 mA. El indicador necesita, sin retroiluminación, aproximadamente 17 mA. Placa Para cada una de las mitades del circuito se diseñó una placa, de forma que el resultado son dos pequeños módu-

C14 = 220µ/16V, radial, RM 2,5 mm, diámetro 6,3 mm C15...C17,C19...C22 = 100n, cerámico, RM 5 mm C18 = 10µ/25V, radial, RM 2,5 mm C23,C24 = 15p, cerámico, RM 5 mm D3 = 1N4148 T1 = BC337 IC5 = 7805 IC6 = MAX232 (DIP16) IC7 = PIC16F628-20/P (programado, disponible en el n.º 070821-42)

Además:

J1 = puente + acoplamiento de 2 pines S2 = Botón K2 = Miniconector DIN, 6 pines, para montaje en placa K3 = conector múltiple de 6 pines, RM 2,54 mm LCD1 = EA DIP162 DNLED, LCD con 2 x 16 caracteres X1 = Cristal de cuarzo 20 MHz de resonancia en paralelo Placa de circuito impreso 070821-2, disponible a través de www.thepcbshop.com

los acoplables mediante un cable. En el módulo del sensor (ilustración 3) llama especialmente la atención el sensor de corriente como el componente más inusual. En este caso, los circuitos impresos son suficientemente anchos y los conectores planos se unieron a la placa con ayuda de mucho estaño para soldar. Otras características son el minifusible soldable (a la derecha) y el miniconector

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DIN de 6 pines para el montaje en placa (a la izquierda). Este tipo de conector permite la utilización de un cable de 6 hilos listo para usar (los pequeños conectores encajan también en los orificios pequeños). Lógicamente, los cables de 4 hilos no encajan en los conectores de 6 pines. Sin embargo, aquellas personas que prefieran otros acoplamientos, no tienen por qué utilizar estos miniconectores DIN. Lo único importante es que, además de la masa, de RxD y de TxD también se disponga de 12 V. En el caso del módulo del indicador, la pantalla se monta directamente sobre la cara de soldadura de la placa (véase la ilustración 4), por lo que al final del proceso tendremos que soldar la pantalla. Para mayor claridad, el pin 1 de la pantalla aparece marcado en el lado de montaje de la placa con la leyenda LCD1 (véase la ilustración 5). Si cumplimos estas normas no deberíamos tener ningún problema. También es importante emplear zócalos para ambos microcontroladores, ya que en ese caso podríamos optimizar, si fuera necesario, la programación. Por

cierto, el software para ambos procesadores está disponible de forma gratuita tanto como código fuente (en MPLAB de Microchip) o como en archivo Flash en el sitio web de Elektor [2]. En la placa de la pantalla se ha implementado un conector de 6 pines (K3) para la programación “in-circuit” del controlador PIC. Funcionamiento Tras la activación a través del S1, la pantalla muestra brevemente lo siguiente: Accu Control WEN May 07 y, a continuación: for reset press switch... 7 con lo que iniciamos la cuenta atrás de siete segundos. A continuación, se muestra el estado actual de la batería, es decir la tensión, la corriente actual y la carga disponible (ilustración 4). Si colocamos el puente J1, con el botón podremos ajustar el punto cero del sensor de corriente en ±10 dígitos. Cada diez segundos se almacena la carga actual en la EEPROM del microcontrolador. La iluminación de la pan-

talla sólo se activará cuando el motor esté encendido o al pulsar brevemente el botón. El autor utiliza, además, un botón impermeable y protegido contra el “vandalismo”. No son fanfarronadas del pescador El pescador bien pertrechado se entrega a su pasión con unas gafas especiales que disponen de un filtro polarizador (para atenuar el reflejo del agua). Por este motivo, es posible que el indicador se vuelva inestable y parpadee. A veces se puede leer perfectamente y a veces desaparece todo. Esto le ocurrió a nuestro autor en su primer viaje de prueba, lo que dio pie al surgimiento de algunas dudas sobre la capacidad de funcionamiento de la electrónica. Hasta que se desveló el secreto: Las pantallas LCD deben su visualización a la luz polarizada y resulta que tenemos unas gafas con filtro polarizador sobre la nariz... (070821)

Enlaces web

[1] www.allegromicro.com/en/Products/ Part_Numbers/0750/ [2] www.elektor.es/070821

Convertidor analógico-digital de 22 bits Por Steffen Graf Cuando no se trata tanto de velocidad sino de precisión, se recomienda echar un vistazo al convertidor analógico-digital de la serie MCP3550 de Microchip [1]. Con éste se puede medir, por ejemplo, con bastante precisión tensiones continuas que cambian lentamente. Con 22 bits, estos chips ofrecen una resolución muy elevada y, con una tensión de funcionamiento de 5 V, precisan menos de 150 µA. Si además utilizamos una tensión de referencia de baja potencia del tipo MAX6520 [2], obtendremos el convertidor analógicodigital económico y aun así preciso que aparece en el esquema con un consumo total de corriente de aproximadamente 0,2 mA, que precisa un número mínimo de componentes y que resulta apto para su conexión en serie a la interfaz SPI de un microcontrolador. En la dirección www.elektor.es está disponible, de forma gratuita, un archivo que contiene

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Tipo VCC

IC2 MAX6520

Hendidura (Hz)

FS (Hz)

Res. efect. (bit)

MCP3550-50

50

12,5

21,9

MCP3550-60

60

15

21,9

MCP3551

50 & 60

13,75

21,9

MCP3553

-

60

20,6

C1 100n

VCC

8

1 JP1

VREF

IC1

JP2 3 2

VIN– VIN+

CS

SDO/RDY SCK

MCP3550 4

7 6 5 C2

una propuesta de diseño para la placa de circuito impreso. Existen cuatro modelos de los IC de Microchip. Tal y como muestra la tabla, estos se diferencian en la frecuencia del filtro de hendidura para la supresión del zumbido de la red. En consecuencia, todos ellos tienen unas frecuencias de exploración algo diferentes, de forma que la resolución efectiva también varía ligeramente.

100n

070967 - 11

(070967tse)

Links [1] www.microchip.com/downloads/en/ DeviceDoc/21950c.pdf [2] datasheets.maxim-ic.com/en/ds/MAX6520.pdf

117

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Giroscopio con LED Por Volker Ludwig (DD0EU) Un giroscopio con LED de uso comercial fabricado en plástico está compuesto por uno o varios LED, recibe la alimentación de dos pilas de botón y se activa a través de un conmutador de fuerza centrífuga. Las versiones más sofisticadas contienen incluso un microcontrolador que permite generar motivos luminosos muy variados, tal y como demostraron las investigaciones llevadas a cabo por el autor. Por motivos pedagógicos y ecológicos, el hecho de que el cambio de pilas en este tipo de giroscopios prefabricados casi nunca se pueda hacer sin problemas resulta inaceptable. Lo único que ayuda en estos casos es construirlo uno mismo y, así, por lo menos papá saca algo de provecho. Centrémonos primero en la parte exterior. Aquellos ingenieros electrónicos que además sean unos artesanos, tienen la oportunidad de fabricar un giroscopio de madera. Incluso aquellos con alergia a manipular la madera no tendrán problemas, ya que el autor les ayudará a través de la dirección de correo email@ dd0eu.de en la adquisición de giroscopios de madera prefabricados (como en la imagen), que se pueden hacer girar fácilmente gracias a su largo asidero. El circuito de fabricación propia no sólo no necesita un microcontrolador, sino que necesita muy pocos componentes. El truco es que el LED utilizado es un LED Rainbow con una luz muy brillante que contiene un LED RGB y un chip de control para el cambio de color. Normalmente, estos cambios de color son demasiado lentos como para conseguir un efecto bonito cuando los giroscopios giran. El que resulta interesante es el modelo con colores de tran-

118

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sición lenta, como los que se utilizan en gran cantidad en lámparas que cambian de color. La transición suave del color se lleva a cabo a través de una modulación de la duración de los impulsos. Justo eso es lo que resulta visible en el giroscopio debido a la alta frecuencia espacial de los

*

ST2

D1

BT1

CR2025 ST1

C1

* ver texto LED luminosos y genera un motivo luminoso estético, tal y como muestra el ejemplo fotografiado por el autor. El circuito se compone únicamente de un LED de muestreo cromático de este tipo y

una pila de botón de 3 V. Lo que por supuesto no puede faltar es un conmutador de fuerza centrífuga para que el juguete no caiga en las manos del niño que recibe el regalo con las pilas ya agotadas. Para facilitar aún más la imitación el autor ha desarrollado una placa para el circuito en la que, tras montar todos los elementos, practicará un orificio central para introducirla, invertida, a través del asidero del giroscopio. El diseño de la placa está disponible en la dirección www.elektor.es en forma de archivo. Para que el giroscopio pueda equilibrarse al final del proceso no puede presentar piezas sueltas. Como contacto para el conmutador de fuerza centrífuga sirven los dos terminales de soldadura ST1 y ST2. A un terminal se suelda el muelle helicoidal de un bolígrafo (si es necesario, pruebe con varios). Al extremo del muelle se suelda un trozo de hilo de cobre plateado. El hilo constituirá, junto con el otro termianl, el contacto de un conmutador que se cerrará con la fuerza centrífuga (véase la fotografía). En estado de reposo, el hilo y la espiga presentarán una distancia de contacto de 1 mm. Como almohadilla contacto para la pila de botón debería soldarse sobre la placa una chincheta metálica en el medio de la superficie destinada al soporte de la batería. El equilibrado se lleva a cabo mediante un tornillo M3x10 con tuerca y una arandela de 4 mm que, de esta manera, puede desplazarse ligeramente. En caso de necesidad, se pueden colocar varias tuercas o arandelas. ¡Le deseamos que se lo pase en grande observando los ojos centelleantes de los niños que reciban este regalo! (070916tse)

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Iluminación para botellas de vino Por Sebastian Westerhold La electrónica no tiene por qué estar enmarcada siempre en la teoría ni tomarse en todo momento como algo súper serio. Esto nos lo demuestra el autor con su carta en la que nos informa sobre la elaboración de “subgrupos de piezas” realmente especiales. “Mi novia Jessica pertenece a ese tipo de mujeres que seguramente son muy escasas en este planeta. Se interesa por el maravilloso mundo de la electrónica y demuestra tener una gran comprensión por cada segundo que dedico a mis proyectos. En las Navidades de 2006 le regalé un soldador, un pequeño set de herramientas y una infinidad de componentes electrónicos. ¡Una inversión que salió rentable! Rápidamente había construido los primeros circuitos de intermitentes con NE555, 4017 y compañía. En algún momento del otoño del año pasado, Jessica me rogó que le echara un vistazo a su recién construido “circuito”. De camino hacia el sótano me imaginé todo tipo de cosas que me podrían estar esperando en la sala de hobbies. Pero lo que vi, ¡no me lo hubiera imaginado nunca! Una resistencia y un condensador estaban conectados de una forma muy atractiva. Concretamente en forma de dos pendientes que, por supuesto, cumplen los requisitos de la directiva RoHS”. El proyecto que presentamos en esta ocasión también es obra de la novia del autor. La pareja experimentó con botellas de vino que llenaban con agua tintada con diferentes productos químicos.

LED de diferentes colores, sumergidos en el líquido, hacen que las botellas brillen realmente. El colorante “fluoresceínasodio” visible con luz ultravioleta tiene como resultado un brillo verde intenso cuando los LED azules o, mejor aún, los LED ultravioletas se “montan mal”. Si utilizamos también el colorante “rodamina B” visible con luz ultravioleta, obtendremos un color rojo intenso. Tanto la “fluoresceína-sodio” como la “rodamina B” se pueden encargar en cualquier farmacia, pero también están disponibles en Internet a precios muy asequibles. El precio no debería asustarnos, ya que 1

gramo es suficiente para, al menos, 10 botellas. Más espectacular es el juego cromático que se genera al utilizar LED RGB como “genios de la botella”. Incluso los principiantes podrán montar este circuito sobre una placa experimental en cuestión de 30 minutos. El microcontrolador hace que todo resulte más compacto. Como siempre, el software está disponible para su descarga desde el sitio web de Elektor en la dirección www.elektor.es/080076. Se puede obtener un controlador programado con la referemcia 080076-41. (080076)

IC2 7805

C2

100n

100n

10k

R7 C1

8

3

12V

IC1 PB3

PB1

ATtiny45 PB4

PB0

7 6 5

R1

T1

1k

T1...T3 = BC547B

100n

T2

1k R3

4

C3

T3

1k R2

D1

D2

D3

D4

rot

grün

blau

blau

R4

R5

R6 120 Ω

2

PB2

220 Ω

BT1

PB5

200 Ω

1

080076 - 11

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SimpelProg ISP sencillo para un controlador AVR Por Dr. Thomas Scherer 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25

1 2 3 4

270 Ω

6

R2

7

270 Ω

8

R3

9

270 Ω

10

R4

11 12 13

SUB D25

V+

R1

5

270 Ω

K2 MISO 1 SCK

3

RST

5

2

V+

4 MOSI 6

GND

ISP

R5

1k

En Internet circulan multitud de propuestas de montaje para programadores AVR sencillos que pueden utilizarse en el puerto paralelo del ordenador. También en Elektor hemos presentado alguna que otra variante y resulta difícil creerlo, pero algunos de ellos presentan grandes diferencias entre sí. El motivo es que están orientados a diferentes entornos de desarrollo de controladores AVR, algo que en demasiadas ocasiones no se deja realmente claro... El circuito que presentamos en esta ocasión se probó de forma exhaustiva en el marco del proyecto AVR de CC2. Para el autor, una electrónica compuesta únicamente por resistencias no le resultaba suficiente, porque lo que añadió un LED que indica si en ese momento están pasando datos. Una realimentación óptica de este tipo resulta muy útil. En este sentido, esta vez se trata “únicamente” de la segunda posibilidad más sencilla de que un controlador AVR parpadee.

K1 Printer

LED1 rot 080479 - 11

El montaje es realmente sencillo y se puede realizar en una pequeña placa de circuitos experimental. La conexión con los puertos paralelos del ordenador se lleva a cabo a través de un cable plano que en un extremo presenta un conector Sub-D de 25 pines y, en el otro, un conector de patillas de 26 pines. El cable de programación ISP de 6 pines

se introduce en un conector adecuado y se fija a la placa experimental. Dado que los conectores de 6 pines son difíciles de conseguir, en el modelo que aparece en la ilustración se ha utilizado un conector de 10 pines del que sólo hemos utilizado los 6 pines intermedios. El programador es compatible con el STK200/300 de Kanda y, por lo tanto, funciona con todos los programas en los que se puede seleccionar el ST200/300 como programador. Funciona sin problemas con BASCOM [1] y Kanda dispone también de software de programación [2] puro muy bueno y gratuito. Cabe destacar que, en este caso, estamos trabajando con niveles de 5 V. Por lo tanto, el controlador que deseamos programar debería recibir, al menos durante el parpadeo, una tensión de funcionamiento de 5 V. (080479e)

[1] BASCOM: www.mcselec.com [2] www.kanda.com/index. php3?bc=direct&bw=%2Favr-isp-software.html

Portero automático RFID Por Ralf Künstler El proyecto RFID que presentamos en este artículo utiliza un circuito integrado programado para esta aplicación, procedente de una familia de productos denominada SFChip (SF son las siglas de “Special Function”) por su fabricante. El SF6107 [1] es un circuito integrado con la función de receptor para tarjetas RFID con una frecuencia de funcionamiento de 125 kHz. Las tarjetas (tags) para transpondedores adecuadas según el estándar EM-4102 contienen 40 bits de datos y cuestan menos de 2 €. Como equipamiento adicional, el SF6107 necesita, junto con unos cuantos componentes pasivos, dos transistores, una bobina arrollada por nosotros mismos y, dado el caso, un zumbador de corriente continua. Tal y como muestra el esquema de conexiones, el trabajo que precisa un portero automático que, junto con una tarjeta RFID maestra, también puede utilizar hasta un total de veinte tarjetas más.

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El integrado acciona, a través del pin 3 y de T1, una bobina que, junto con C1, constituye un circuito resonante paralelo. El cable de conexión entre la electrónica y la bobina puede tener una longitud de hasta 80 cm. En una bobina medianamente ajustada, la distancia de lectura para las tarjetas RFID es de aprox. 3 cm. La tensión en la bobina se demodula a través del D2 y llega a la entrada del integrado (pin 6) a través de C3 . Una tarjeta RFID situada cerca de la bobina

absorbe el campo energético generado por la bobina y, a continuación, transmite el código de identificación (ID) almacenado que el receptor comparará con los ID ya almacenados. Si se produce una coincidencia, T2 entrará en estado de conducción y, a través de un relé, activará el imán del portero automático. Al mismo tiempo, a través de su salida en serie (pin 2) transmitirá el ID de la tarjeta reconocida. Para obtener una aviso acústico, también podemos conectar un

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Lista de materiales Resistencias:

+5V RE1

D3

C5 100µ 16V

1N4003

R2 = 2 M (o 2M2) R3 = 68 k R4, R5 = 1 k

Condensadores:

T2

R4 1k

8 1

K1

7

6

BC546

2 3

L1

5

IC1 6

SF6107

4 C2

5

C3

10n R2

4

D2

47n

C1

3 2

33n

1

1N4003

2M BZ1

R3 68k

JP1

T1

1k

BC546 071154 - 11

zumbador piezoeléctrico que indicará mediante un sonido si el circuito integrado reconoce la tarjeta situada en las cercanías de la bobina. Tras un reinicio (ya sea encendiendo o conectando brevemente el pin 1 a masa) el integrado transmitirá a través del pin 2, como mensaje de estado, el número y los códigos de los ID de transpondedor almacenados. En el caso de una tarjeta maestra y dos tarjetas adicionales sería de la siguiente manera: #T3 #R00:CC00154423 #R01:CC00154427 #R02:CC00154434 Cada línea se cierra con “CR” y “LF”. En la primera línea aparece el número de etiqueta. A continuación, siguen los respectivos ID de las tarjetas, comenzando por el ID de la tarjeta maestra. Los ID están compuestos por diez cifras hexadecimales = 40 bits. Si hemos conectado un zumbador al pin 2, esto provocará cierto gorjeo, ya que los datos se

D3 C5

K2

+5V

BZ1

T2 R4

D2

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T1

GND

J1

R2

R5

C3

R3

C4

IC1

RE1

C2

K3

Semiconductores:

D2,D3 = 1N4003 T1,T2 = BC546* IC1 = SF6107 (www.sfchip.de)

Además: C4 33n

R5

C1*,C4 = 33 n C2 = 10 n C3 = 47 n C5 = 100 µ/25 V

transmiten a 9.600 baudios (8 bits de datos, sin paridad, 1 bit de parada). Si, en lugar del zumbador piezoeléctrico, conectamos una resistencia pull-down de 10 kΩ, podremos conectar el pin 2 directamente al pin 2 de un conector Sub-D de 9 pines y todo el conjunto, a través de un cable serie, directamente a un ordenador personal. Si, por el contrario, deseamos conectar un microcontrolador sin conversión de nivel, entonces la resistencia de 10 kΩ debería conectarse como resistencia pull-up. Al arrancar, el circuito integrado detecta que debe invertir la polaridad de las señales serie. Si queremos borrar la memoria para realizar una programación nueva, tendremos que hacer lo siguiente: 1. Desconectar el aparato 2. Colocar el JP1 (el pin 5 está conectado a masa) 3. Conectar el aparato 4. Esperar 10 segundos 5. Desconectar el aparato 6. Retirar el JP1 Ahora ya podemos leer o programar una tarjeta maestra (una tarjeta RFID cualquiera). Para ello, colocamos esa tarjeta cerca de la bobina y probamos una segunda vez si el relé se activa al acercar de nuevo a la bobina la tarjeta que anteriormente se había reconocido como maestra. Si es así, entonces el sistema ha reconocido la tarjeta maestra y ha almacenado su ID. Si queremos programar más tarjetas, entonces el integrado se activará en modo “Prog”. Para ello, mantendremos la

J1 = conector de 2 pines con puente BZ1 = zumbador piezoeléctrico K2,K3 = borne de conexión de 3 pines para montaje en placa, RM 5 mm Re1 = relé de 5 V V23057* L1 = Bobina100 µH (30 vueltas 0,5 mm CuL, 55 mm de diámetro* Placa 071154-1 (disponible a través de www. elektor.es y www.thePCBshop.com) * véase el texto

tarjeta maestra durante algo más de un minuto cerca de la bobina. A continuación, durante 20 segundos se podrán almacenar más tarjetas. El modo “Prog” podrá activarse de nuevo más adelante para la “adquisición” de más tarjetas RFID. Además de la tarjeta maestra se pueden almacenar 20 tarjetas más. El montaje se lleva a cabo sobre la placa que muestra la imagen y cuyo diseño se puede descargar del sitio web de Elektor. El consumo de corriente asciende, sin relé, a aproximadamente 16 mA. Si deseamos montar un relé algo más potente, que con una tensión de funcionamiento de 5 V necesita más de 100 mA de corriente de bobina, entonces deberemos cambiar T1 por un BC337. Para lograr un buen reconocimiento y un buen alcance, el circuito resonante paralelo compuesto por una bobina externa y condensador debería ser de una calidad excelente. Las bobinas con hilo de cobre esmaltado de 0,5 mm y un diámetro de entre 50 y 60 mm han demostrado ser muy eficaces. Aunque no tiene por qué ser tan precisa, la frecuencia natural del circuito debería situarse en torno a la frecuencia de funcionamiento de 125 kHz. Para el prototipo utilizamos una bobina con un diámetro de 55 mm y 30 vueltas y una inductividad de 100 µH. Con condensadores paralelos (C1) de entre 47 y 14 nF, lo que tiene como resultado frecuencias naturales de 71 a 133 kHz, obtuvimos una lectura de las tarjetas RFID. No podemos olvidarnos de determinar la frecuencia natural y la calidad

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con el osciloscopio: con un voltímetro digital convencional podemos medir la tensión en el condensador C4 (= cátodo de D2). Ahora podemos probar diferentes valores para el C1 para lograr una tensión lo más alta posi-

ble. Cuanto más alta, mejor. Con la capacidad adecuada debería ser posible alcanzar tensiones superiores a los 8 V. Una vez realizada la medición, tras la programación de los ID de las tarjetas

podemos comprobar una vez más con qué valor de C1 logramos el máximo alcance. (071154tse)

[1] Ficha de datos del SF6107: www.smatronic.mine. nu/download/SF6107.pdf

Medidor de pitch para helicópteros de radio control Por Hanspeter Povel

1

+5V R2

470 Ω

2k7

En el mundo de los helicópteros, el término “pitch” equivale al ángulo ataque (la inclinación) de las palas del rotor. Precisamente en el caso de los helicópteros de radio control este ángulo tiene una importancia clave en el comportamiento de vuelo. Los valores típicos para los vuelos de planeo oscilan entre los -3 y +10 grados. La medición y el ajuste del ángulo de las palas del rotor se pueden realizar aplicando varios métodos. De esta manera, podremos orientar horizontalmente la varilla de las paddel (el término “paddel” hace referencia, por su aspecto, a las pequeñas palas auxiliares del rotor situadas debajo del rotor principal) con ayuda de un nivel y determinar el ángulo de inclinación con un transportador de ángulos con plomo fijado a la pala del rotor. Para que esto funcione, el eje del rotor debe mantenerse lo más perpendicular posible y las palas del rotor lo más horizontales posible. Como en muchas otras ocasiones, un dispositivo electrónico simplifica considerablemente estos pasos.

R3

LED1

122

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C2

10µ 16V

100n

SCK MISO MOSI

IC1 S1 6 4 2

1 2

5

3

1

5

3

14 VCC

S2 6 4 2

3

1

4

SS1

5 SS2

6 7 8 10 11 12

P0.0/RXD

P0.4/SPI-SS/LCD-ON

IIC-SCL/P0.1

P0.5/SPI-MOSI/LCD-RS

IIC-SDA/P0.2

P0.6/SPI-MISO/LCD-R/W

SPI-DRDY/P0.3

P0.7/SPI-SCK/LCD-E

LCD-DB0/P1.0

P1.1/LCD-DB1

LCD-DB2/P1.2

P1.3/LCD-DB3

LCD-DB4/P1.4

P1.5/LCD-DB5

LCD-DB6/P1.6

P1.7/LCD-DB7

PullToGND VREG POWER

D+

IO-Warrior 24

D– NC

24 23 22 21 20 19 18

K1

17

1

16

D+

2

15

D–

3

13

+5V D– D+

4

GND

MINI-USB

GND 9

R1 1k3

080101 - 11

2

MOSI_1

100 Ω R1 100 Ω

6

4

2

S1 5

3

1

C1

C2

C3

C4

100n

4µ7 16V

100n

4µ7 16V

R3

R4 100 Ω

MOSI_2

12 4 1 7 3

En su búsqueda del circuito integrado adecuado, el autor descubrió el SCA100T de VTI Technologies [1]. Se trata de un sistema micromecánico que mide el ángulo de dos ejes. El modelo SCA100T –D01 ofrece, en el rango de ±30 °, una resolución de 0,0025 °. Estos sensores de ángulo pueden leerse de forma digital a través de una interfaz SPI. Para poder utilizar un ordenador personal o un portátil para la visualización del ángulo medido aún necesitamos la interfaz correcta. Esto resulta muy sencillo con un convertidor USB/SPI prefabricado como el IO-Warrior-24 de Code Mercenaries [2]. Tal y como muestra el circuito de la ilustración 1, este integrado puede controlar al mismo tiempo dos interfaces SPI y, además, activar un LED para la visualización de la disponibilidad operativa. El circuito que muestra

C1

10

MOSI SCK

IC1

CX X

CSB

Y

MISO

CY

SCA100T STX

STY

5

100 Ω 6

4

2

S2

8 9

100 Ω

12 4 1 7 3

5

3

1

R8 100 Ω

10

MOSI SCK

IC2

CX X

CSB

Y

MISO

CY

SCA100T STX

STY

2 11 5 8 9

R6

R2 MISO_1

100 Ω R5

2 11

R7

6

MISO_2

GND1

100 Ω

6

GND2 080101 - 12

3

4

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la ilustración 2 muestra dos transportadores de ángulos idénticos adecuados con una interfaz SPI. En la ilustración 3 podemos observar el montaje acabado de los módulos. Un sensor de ángulo está atornillado con una guía negra (para su sujeción) a una pala del rotor. El otro sensor de ángulo con la base gris se fi jará a la varilla de las paddel. La ilustración 4 muestra cómo se sujeta el aparato listo para medir al helicóptero de radio control. Por último, un dispositivo de medición de este tipo necesita, por supuesto, el correspondiente software para funcio-

nar. Gracias al IO-Warrior resulta algo más sencillo, por lo menos en lo que respecta a la respuesta del hardware, dado que en el sitio web de Code Mercenaries existen archivos .dll adecuados que hacen posible la lectura de los datos con C++ o Visual Basic. El autor se ha decidido por éste último, ya que Microsoft ofrece sistemas de desarrollo adecuados de forma gratuita. Con ellos ha escrito un pequeño programa VB que muestra en una ventana el ángulo medido redondeado a 0,1º. Lo que se mide es el ángulo de la varilla de las paddel y de la pala del rotor. La diferencia entre ambos constituye el verdadero ángulo de inclinación. Dado

que se trata de sensores de dos ejes, el valor menos importante se muestra en tamaño más reducido. Estos valores ofrecen información sobre la orientación horizontal del aeromodelo y deberían ser inferiores a 10º. Dependiendo del montaje, podremos modificar el signo con tan sólo hacer clic en el símbolo “+/-”. El software VB puede descargarse de forma gratuita desde el sitio web de Elektor. (080101tse)

[1] www.vti.fi/en/products-solutions/product-finder/ search/motion.html [2] www.codemercs.com

Toma de corriente con control remoto y retroalimentación Por Jens Nickel Al comprar una lámpara en unos grandes almacenes, el autor descubrió un conjunto de tres tomas de corriente accionadas por control remoto y mando a distancia por tan sólo 7,95 €. Aplicando la máxima (que muchos lectores también hacen suya) “seguro que lo puedo utilizar para algo”, el conjunto de tomas de corriente y mando a distancia acabó en el carrito de la compra. De vuelta a casa, a este físico experimental se le ocurrieron varias aplicaciones, aunque muchas de ellas pertenecían claramente a la categoría de “trabajo por diversión”. Una cosa estaba clara: Para aplicaciones “semi-críticas”, tales como el ajuste de todo tipo de posibles alarmas o el precalentamiento de un garaje para hobbies aún por construir, a las tomas de corriente les faltaba una característica fundamental. Aunque el pequeño LED del mando a distancia mostraba, efectivamente, que los botones de encendido y apagado (aún) funcionaban, éste carecía de información sobre si la toma de corriente había recibido y ejecutado de forma correcta la señal. Sin embargo, de repente el autor se acordó de uno de los primeros proyectos en los que había trabajado como recién estrenado redactor de Elektor. En 2005, Peter Verhoosel, un empleado de laboratorio de Elektor que ya se encuentra en su bien merecida fase de jubilado,

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redactó un interesante artículo sobre remodelación de un temporizador por control remoto. Su mando a distancia se modificó con algo de electrónica para que las tomas de corriente pudieran activarse y desactivarse en función de un temporizador [1]. A esta primar idea le siguió otro viaje al centro comercial, otra inversión de 7,95 € y, a continuación, comenzaron los experimentos. Con los puntos (de servicio) correspondientes, el autor pudo abrir las tomas de corriente por control remoto sin provocar ningún destrozo, lo que le brindó unas vistas muy interesantes. Sin embargo, la idea también se puede llevar a la práctica sin necesidad de realizar una intervención tan crítica en términos de seguridad, de forma similar a lo descrito en [1]. La toma de corriente accionada por control remoto, que ha de activar la aplicación “crítica” se equipa simplemente con una regleta. En uno de las tomas se conectará el enchufe del aparato que se desea activar, en otra un adaptador de corriente de uso comercial que, en la mayoría de los casos, debería suministrar 12 V. Ahora es el turno del segundo conjunto de tomas de corriente por control remoto, cuyo mando a distancia se ha de modificar un poquito. A los contactos del compartimento de las pilas se sueldan dos conducciones y una hembrilla correspondiente, de forma que el adaptador pueda asumir el suministro de

corriente. Uno de los botones de encendido del mando a distancia se sustituye por un pequeño conmutador. Atención: Si se tiene mala suerte, el segundo conjunto de tomas de corriente emite a través de los mismos canales que el primero (en la mayoría de los casos esto viene preconfi gurado). En tal caso, la aparato en cuestión debería encenderse con el “botón 1”, mientras que el “botón 2” del segundo conjunto se utilizará para la activación de la retroalimentación. El resto resulta fácil de imaginar: La toma de corriente por control remoto adecuada del segundo conjunto debería mostrar que la toma de corriente por control remoto del primer conjunto “ha comprendido”. Para ello, la toma de corriente de la señal podría dotarse, por ejemplo, con un LED o un dispositivo similar. Al activar la toma de corriente (siempre que sea necesario) y cambiar el conmutador del mando a distancia que emite la retroalimentación, todo el conjunto se “ajusta”. Y ¡hurra!: ¡funciona! Pulsamos el botón de encendido del mando a distancia de la primera toma de corriente no sólo enciende la aplicación, sino que activa también el mando a distancia de la segunda toma de corriente. La segunda toma de corriente emite la señal de retroalimentación indicando que la primera se ha activado realmente. (080500)

[1] www.elektor.de/050173

123

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Adaptadores de corriente Incluso la técnica informática es sólo tan buena como su alimentación... Por Dr. Thomas Sherer En estos días ha vuelto a quedar claramente de manifiesto lo que Elektor ya había anunciado a voz en grito a los ingenieros electrónicos del mundo hace 33 años en la portada de la edición de marzo de 1975: un aparato es tan bueno como lo es su alimentación. Pero vayamos por partes. El parentesco

Hace aproximadamente 14 días, la prima de mi mujer me llamó por teléfono para pedirme ayuda. De repente, Tina “no podía acceder a Internet“. Dado que yo había sido el encargado de configurar hace años el acceso a “Internet“, me acordaba bastante bien de la constelación de aparatos: un router con un punto de acceso a través de Ethernet que facilitaba el acceso vía WLAN a diversos portátiles. Por lo menos hasta la fecha. A petición mía, Tina se desplazó teléfono en mano hasta el punto de acceso y miró si de vez en cuando se encendían algunas lucecitas. Ahí no se encendía nada. Y el enchufe (el adaptador de corriente) estaba conectado al enchufe de la pared, tal y como se me aseguraba, y por lo visto el enchufe tenía corriente. Un diagnóstico a distancia resultaba complicado, ya que podía ser que la fuente de alimentación estuviera defectuosa o el propio aparato, o ambas cosas. Así que Tina, junto con su marido, el punto de acceso y la fuente de alimentación se pasaron por mi casa. Probé la fuente de alimentación: 0 V a la salida. No encontré ningún adaptador de corriente de 5 V y 2 A en mis cajones, así que conecté el aparato a mi adaptador de corriente de laboratorio. Como era de esperar, la lectura arrojaba 1,1 A y 5 V y arrancaba, lo que podía apreciarse en los diversos LED del aparato. Y mi portátil se pudo conectar de forma inmediata con el punto de acceso. Estaba claro: fuente de alimentación rota – punto de acceso en buen estado. La fuente de alimentación estaba sellada y, por lo tanto, una reparación no merecía la pena. Busqué en Internet tres fuentes de alimentación adecuadas, anoté sus marcas y envié a Tina y a su marido al almacén de electrónica más cercano (¡vivimos

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en una gran ciudad!) para que compraran las pieza de repuesto. Final feliz, casi todo en orden: naturalmente tuve que ir hasta la casa de Tina, donde nos dimos cuenta de que con las prisas habíamos extraído más de cables Ethernet de los que luego habíamos vuelto a introducir. Dos semanas después

¿Qué se suele hacer el domingo por la tarde sobre las 22:00 horas cuando uno no tiene otra cosa mejor a que dedicar su tiempo? Efectivamente: se navega por aquí y por allá en Internet y se lee el foro de Elektor. Por el rabillo del ojo izquierdo me di cuenta de que en mi programa de correo junto a las distintas

cuentas de correo electrónico aparecían unos símbolos muy feos, indicando que durante la última petición no se había podido establecer conexión con los servidores de correo. ¡Ajá! Hice clic en la opción “Recibir“, pero esto no mejoró la situación y después de hacer clic sobre un indicador en el navegador me di cuenta de que tampoco aquí había conexión a Internet. Búsqueda de fallos

¿Qué ha ocurrido? ¿Una avería? ¿Se había “caído” el router? Al hacer clic en el icono con la dirección del router quedó claro que la cosa era grave: aquí tampoco había acceso.

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Mi mirada expectante se detuvo en un primer momento en el hub Gbit de 8 puertos situado detrás del monitor: El LED de encendido estaba iluminado, pero sin embargo ninguno de los muchos LED de los puertos lo estaba. ¿Se había caído? Desconecto el adaptador de corriente –espero un momento– vuelvo a conectarlo. De nuevo, sólo el LED de encendido estaba iluminado. Lamentablemente, ese no era el fallo. Sólo quedaba una cosa, desconectar todos los cables y llevarme el hub a la mesa de trabajo de mi laboratorio casero, para abrir el aparato y desmontarlo. La fuente de alimentación, como en el caso de Tina, no podía haber sido, ya que el LED de encendido se iluminaba. Sin embargo, para asegurarme volví a medir la tensión en la salida. En lugar de los 7,5 V necesarios sólo se registraban 7,39 V, es decir, aún dentro de los límites. Para asegurarme aún más, regulé el adaptador de corriente a 9 V y probé de nuevo con él. Otra vez se volvió a iluminar únicamente en LED de encendido. Tampoco en la placa desmontada pude ver ningún componente defectuoso, aunque sí dos reguladores conectados. Uno

registraba 3,32 V (la tensión típica). Sin embargo, el otro sólo alcanzaba 1,18 V, algo que me pareció realmente poco para los chips de la placa. Así que conecté el chisme a mi fuente de alimentación del laboratorio, fijé 7,5 V, limité la corriente a 1 A y lo encendí. ¡Sorpresa! El hub arrancó y los LED se encendieron, tal y como tenían que hacerlo. Entonces, ¿sí que era la fuente de alimentación? Adaptador de corriente

El adaptador de corriente era un modelo conmutado con una tensión de salida regulable que desde hacía tres años había estado funcionando sin quejarse. Sin la carcasa y con algo de esfuerzo se podía ver que el condensador electrolítico de salida presentaba una cubierta algo abombada. Su color ligeramente oscurecido daba más fuerza a la sospecha de que el electrolito se había “salido“. La imagen muestra la placa con el nuevo condensador electrolítico y el causante de todos los males, defectuoso, al lado (flecha roja). Si observamos al culpable con más detenimiento, podemos

ver perfectamente la ligera curvatura de la parte superior (aluminio). En la parte inferior, la junta de goma se ha levantado de tal manera que el condensador electrolítico podía mostrar muy poco de sus pies. Por eso, la fuente era capaz de suministrar, a pesar del condensador electrolítico defectuoso, casi la tensión de salida nominal y, entonces, ¿por qué se empeñaba el hub en no funcionar? En el lateral, el condensador electrolítico presentaba la siguiente inscripción: “1000µF 25V“. La medición realizada demostró que de ese valor sólo quedaban 65,4 µF. Es decir, no estaba roto del todo, sino sólo al 93,46%. La capacidad restante, el 6,54%, no era suficiente para suministrar la corriente necesaria (impulsos) al hub en el momento del arranque. La tensión se desplomó y el hub se quedó colgado. Sin embargo, la potencia de salida era más que suficiente para el LED de encendido. Un aparato es tan bueno como su alimentación lo es, y una fuente de alimentación es sólo tan buena como lo es su condensador electrolítico... (080077-I) Publicidad

PIC Microcontrollers Alarma silenciosa, poetry box, zumbador nocturno y más

Este libro (en ingles) práctico cubre una serie de excitantes y divertidos proyectos con microcontroladores PIC. Podemos construir más de 50 proyectos para nuestro propio uso. Las explicaciones claras, los esquemas eléctricos y las imágenes de cada proyecto de forma ordenada, hacen que sea una actividad divertida. La información técnica de fondo de cada proyecto explica por qué el proyecto ha sido configurado de esta manera, incluyendo su uso y sus hojas de características. Incluso después de haber construido todos los proyectos, este libro no servirá como una guía de referencia muy válida a mantener cerca de nuestro PC. 446 pages • ISBN 978-0-905705-70-5 • 37,50 �

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Eliminador de standby USB Por Wim Abuys Al conectar y desconectar el ordenador, a menudo también se deben conectar o desconectar todo tipo de periféricos (impresoras, el monitor, etc.). Si utilizamos la corriente de 5 V de una salida USB del ordenador se pueden conmutar todos los periféricos de forma sencilla. Este principio también se puede aplicar a otros aparatos con una salida USB (como los televisores y las radios modernos). Este eliminador de standby USB (USB standby killer) se puede crear con sólo 5 componentes. La corriente del puerto USB se ocupa de activar el optoacoplador que controla el triac (MOC3043) con detección de cruce por cero. Cuando correponde activa un triac del tipo BT136. El circuito mostrado es utilizado por el autor para conectar potencias de hasta 150 W aproximadamente y aquí lleva un fusible de 1 A. No obstante, el circuito puede soportar potencias muy superiores. En ese caso y/o con cargas muy

R1

R2

IC1

680 Ω

K1

1

1

+5V

F1

180 Ω 1A

6

230V

2

D–

TRI1

3

D+

MT2

4

GND

2

USB -A

4

G

MOC3043

MT1

BT136 230V

MOC3043

BT136

1

6

2

5

3

4

MT2

MT1

G

080259 - 11

MT2

inductivas se necesita la llamada red «snubber» a la salida. También se debe adecuar el valor del fusible. El circuito se puede montar fácilmente en una caja de conexiones de red. Para ello,

procure que haya un aislamiento seguro entre la parte USB y la de tensión de la red (véase la página de seguridad publicada regularmente en esta revista). (080259)

Sencillo detector táctil de un hilo Por Lars Näs

126

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Placa de metal R3 220 Ω

14

IC1 7

10M

R1

R2

D1

IC1.A 1

10M

Este sencillo circuito puede ser utilizado para activar cualquier cosa que deseemos, por ejemplo, conectándolo a un microcontrolador, a un relé, a una alarma secreta, en aplicaciones para robots o tan sólo para encender un diodo LED que se enciende en cuanto tocamos la lámina metálica. El circuito está formado por el divisor de tensión R1 y R2, una puerta inversora “Trigger Schmitt” de un circuito integrado 40106, un pequeño condensador, que mantiene alejadas las señales fuertes de RF y un diodo LED con una resistencia R3 para limitar su corriente. La placa metálica está conectada al punto PAD1 a través de un único hilo. Las resistencias R1 y R2 forman un divisor de tensión. Como la corriente proveniente de nuestro cuerpo es muy pequeña, se entiende que R2 sea de un valor elevado como el de 10 Megohm para conseguir maximizar la tensión

VCC

1

2

C1 10p

IC1 = 40106 080057 - 11

en los extremos de R2, de modo que dicha tensión pueda ser detectada en el terminal 1 de entrada de la puerta IC1.A. La resistencia R1 ha sido añadida para evitar que la energía de las descargas electrostáticas (ESD) pueda dañar la entrada de la puerta inversora. Una ESD puede ocurrir cuando estamos cargados con una cierta can-

tidad de energía electrostática provocada al andar sobre el parquet con zapatos de suela de caucho. Podemos incrementar la sensibilidad del detector realizando experimentos con valores más bajos para R1, tales como 1 kΩ, y un tamaño de la placa metálica más pequeño. El valor de la resistencia R3 de “pull-up” se calcula para que la corriente a través del diodo LED1 esté por debajo de su valor máximo en continua. Los modelos más habituales de diodos LED tienen este valor en 20 mA. El circuito sigue funcionando si retiramos el diodo LED1 y dejamos la resistencia de “pull-up” R3 conectada al terminal 2 de salida y conectamos una entrada de un microcontrolador directamente a este terminal 2. Sin embargo, deberemos verifi car que el microcontrolador tiene una débil resistencia de “pull-up” (por ejemplo, a +V DD) en su línea del puerto. (080057-I)

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noticias

información y mercado

Fuentes de alimentación ATX industriales de 180 a 300 W

Las nuevas unidades de la serie ZWX se presentan con tres años de garantía Lambda anuncia la serie ZWX de fuentes de alimentación de conmutación ‘open frame’ ATX con salida múltiple que ha sido diseñada para aplicaciones de informática industrial, como servidores, ordenadores y equipos de emisión. La serie ZWX se compone de tres unidades (ZWX180, ZWX240 y ZWX300) que son ideales para aplicaciones que requieran ventilación por con-

vección y estén promediadas a 90, 120 y 150 W, respectivamente. No obstante, con ventilación forzada a 0.85 m³ / min (300 cfm), los picos de ratio de potencia pueden alcanzar los 180, 240 y 300 W, respectivamente. Las fuentes de alimentación ZWX de Lambda ofrecen los cinco voltajes estándares necesarios para ordenadores industriales high-end, incluyendo +3.3, +5, +12, -12 y +5 V (standby). Además, la unidad ZWS300 incluye una sexta salida +12 V para soportar periféricos adicionales. Estos nuevos modelos, que no necesitan carga mínima en las salidas, poseen una eficiencia típica de hasta el 84%, superior a la de cualquier fuente de alimentación ATX del mercado.

Computer Vision Principios y Práctica

Todas las unidades aceptan un amplio rango de entrada de 85 a 264 VAC y de 47 a 63 Hz. La nueva serie cumple la especificación ATX SFX de 12 V para ordenadores, al mismo tiempo que ofrece elevada fiabilidad para equipos industriales y profesionales. A diferencia de otras fuentes de alimentación ATX usadas en aplicaciones de consumo, las unidades ZWX sólo miden 36 mm de altura y, por lo tanto, se pueden montar en cierres 1U. Además, al no integrar ventiladores, dotan de la máxima flexibilidad al diseñador de sistema en la distribución y los planes de ventilación. El amplio rango de temperatura se sitúa entre -10 y +70 °C, con operación de carga del 100% a +50 °C, y las características se completan con corrección de factor de potencia, control remoto on / off y protección ante elevación de corriente y tensión.

Todas las fuentes de alimentación de la serie ZWS tienen una resistencia de aislamiento (salida a tierra a 500 VDC) de unos 100 MΩ a +25 °C y 70% de humedad relativa y cumplen los estándares de inmunidad EN61000-4-2, -3, -4, -5, -6, -8 y -11 y EMI EN55011 / EN5 5022-B Clase B. La corriente de fuga es inferior a 750 µA. Con una garantía de tres años, la serie ZWX también posee las aprobaciones UL / CSA / EN60950-1 y EN50178 (OV II) y se presenta con el marcado CE. Los arneses de cableado con conectores estándares de PC se encuentran disponibles de forma separada. Para más información: LAMBDA, S.A.S. E-mail: spain.lambda@ lambda-europe.com Web: www.lambda-europe.com

La visión por ordenador es probablemente la rama más interesante del procesamiento de imagen, y el número de aplicaciones en robótica, tecnología de automatización y control de calidad crece constantemente. Desafortunadamente, entrar en este área de investigación, todavía, no es tan sencillo. Aquellos que están interesados en ello, deben pasar primero por varios libros, publicaciones y librerías de software. Con este libro (en inglés), sin embargo, los primeros pasos son fáciles. Los contenidos teóricos son perfectamente entendibles y están complementados por muchos ejemplos prácticos. Entre otros temas, los siguientes se tratan en las secciones fundamentales del libro: Iluminación, óptica, tecnología de cámaras, estándares de transferencia y visión estereoscópica. La sección práctica facilita la aplicación eficiente de algoritmos, seguidos de muchas aplicaciones interesantes. 320 pages • ISBN 978-0-905705-71-2 • 42,50 �

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información y mercado

noticias NOTICIAS

INFORMACIÓN Y MERCADO

Nuevos switches para control Gen 2 Estas soluciones de baja poten- selección y funcionalidad de conSoftware de desarrollo gratuito para microcontroladores AVR de 32 bit cia, pequeño encapsulado y ca- mutación PCIe con las novedosas especificaciones dispositivo racterísticas refuerzanmodelo Eclipse™,del haciendo El AVR32 Studio exclusivas ofrece soporte Para más información: Gen 2, incluyendo configuraciola expansión de PCI Express en para todos los productos y posible la incorporación de Anatronic S.A. nes flexibles de puerto (X1, X2, los mercados de telecomunica-numerosos plug-ins para ampliar herramientas ® X4 y X8), requerimientos de baja Tel: +34 913660159 ciones y redes Características Corporation, empresa la funcionalidad. Atmel sistemas de acontrol representada en España porem-como potencia (inferior 1.1 W),de míPLX Technology, Inc., ‘bug traking’ listas Anatronic, S.A., anuncia el versión, nima latencia (140 ns),ypequeño presa representada en España acción se (15 pueden añadir software AVR®32 Studio x 15 mm), aispor Anatronic, S.A., que, anunciade encapsulado mediante plug-ins de terceras pudiendo operar con toda la su nueva familia de de próxima lamiento de reloj de amplío esque dominios ayuda ade cadena de herramientas pectro que lo soporta generación de switchespara PCI Ex-compañías, el desarrollo de código de las mantener los objetivos de sus press (PCIe) que está destinada reloj dual y dos canales virtuales familias de microcontroladores proyectos, eliminar errores en a ofrecer conectividad Gen2 en (VC) por puerto para garantizar tos simultáneos a dos puertos) y AVR32 AP7 y UC3, se integra el código y reducir el tiempo de calidad servicio (QoS). Todas Asignación de Buffer Dinámico aplicaciones de control de altollegada al de mercado. con el AVR32 GNU e incluye características elemen- (incremento de rendimiento). beneficiándose software, que se son encuentra GCCrendimiento, para aplicaciones de deEsteestas tos críticos para lograr una co- Los switches Gen 2 ofrecen una las magníficas prestaciones de disponible gratuitamente construcción. PCIe exitosa en el pla- suite de diagnóstico de depurala familia de Gen 1. en nectividad www.atmel.com, detecta El Entorno dechipDesarrollo de control. actualizaciones Además, los swit- ción visionPAK con instrumentos La nueva gama de switches descarga Integrado AVR32 Studio posee dey no soporte un editor deGen código fuente con y ches PLX Genpara 2 (5 GTnuevos / s) son integrados de hardware y softcontrol 2 PCIe ExpressLaherramientas. gestión dede sintaxis soporte para compatiblesyen backward con el ware, como medición SerDes, ne™ PLX® yincluye tres chips:componentes GNU tool-chain para escribir depurar aplicaciones PCIe Gen 1 (2.5 Mb el / s) generación de paquetes, evaPEXy8618 (16 lanes y 16 puer-El estándar AVR32 también está disponible stand-alone y Linux. Puede tos), PEX 8614 (12 lanes y 12 para beneficiarse de esta tecno- luación de error y otras funciowww.atmel.com, junto con controlar completamente de mayor rendimiento. nes exclusivas para que diseñapuertos) y PEX 8608 (8 con lanes yen logía todas las herramientas de una versión Linux con puerto 8 puertos), todos ellos con con- Los elementos innovadores per- dores de sistema y fabricantes desarrollo, como la tarjeta 2.6.18. También existe un figuraciones especificadas por formancePAK™ integrados en aceleren la llegada de producSTK®1000, los kits de evaluación instalador Windows con AVR32 caday GNU switchtool-chain. poseen caracterís- tos al mercado. diseñadores de teleco-Studio EVK1100 / 1101,líderes el emulador ticas Read Pacing™ (asignación Las funciones performancePAK mkII municaciones JTAGICE y y redes. kit AVR32 ConGateway. estos tres nuevos dispositi- de ancho de banda inteligen- y visionPAK son soportadas por Network vos, PLX afianza su liderazgo El AVR32 Studio se basa en el en te), Dual Cast™ (envío de da- los kits más avanzados de de-

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sarrollo de software y hardware (SDK / RDK). Esta combinación respalda todos los switches Gen 2 y acelera los diseños del cliente al fusionar silicio de test con una utilidad GUI para gestión de chip, programación EEPROM, monitorización de rendimiento y otras herramientas. Para más información: Anatronic S.A. Tel: +34 913660159 Fax: +34 913655095 E-mail: [email protected] Web: http://www. anatronic.com

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PRÓXIMO NÚMERO

INFORMACIÓN Y MERCADO

Estación de control DCC DCC (Digital Command Control) es un estándar abierto para el control de sistemas de modelismo ferroviario cada vez más popular. En la edición de septiembre de 2008 describimos un sistema de control DCC de construcción “casera” basado en la placa ARMee de Elektor (2005) ampliada con una placa E/S dedicada. El proyecto es compatible con distintos programas de control de trenes DCC y la combinación de software y hardware permite el control de una gran maqueta de tren.

Adaptador USB-CAN Este adaptador USB a CAN está basado en el microcontrolador de 16 bits MB90F532 con 128 kBytes de memoria Flash y 4 kB de RAM. El controlador es accesible a través de un software open-source que se puede ampliar al gusto de cada uno mediante plugins. El software es válido tanto para Windows como para Linux. El controlador USB es el ya familiar FT232 de FDTI. Los datos CAN pueden leerse del adaptador utilizando Tiny-CAN View u otros programas CAN como CANopen Device Monitor o CAN-Report.

Curso de BASCOM-AVR Este curso es el punto de partida perfecto para todo aquel que desee escribir código para micros de la familia ATMega, así como programar estos dispositivos. El curso y el Bascom-AVR te permiten llevar a cabo tus propios proyectos.

Artículos y contenidos de la revista sujetos a modificaciones, por favor consulte www.elektor.es

RECUERDA QUE ESPERAMOS tus ideas, diseños o comentarios, que serán publicados en “Cartas de los lectores” “Como os hemos comentado en las últimas ediciones de Elekto r, en esta nueva etapa queremos hacer una revista más próxima a sus lectores, dejando más espacios abiertos en los que podáis comunicaros con nosotros. Así, en estas páginas publicaremos vuestras dudas e intentaremos responderlas de la forma mas clara y concisa posible. Si quieres hacernos alguna pregunta, o tienes alguna duda que resolver sobre los artículos que hemos publicado, envíanos un correo electrónico a la dirección [email protected]. Te contestaremos y lo publicaremos en estas páginas. ”

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Anímate a visitar nuestra web ahora mismo, hay infinidad de novedades y contenido: •Mi Elektor •Productos •Búsqueda mejorada •Artículos •Tienda 7-8/2008 - elektor, electronics worldwide

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•Foro •Preguntas frecuentes •Suscripciones •Noticias 129

7/6/08 11:14:04

Alphasudoku - Cambiar de rompecabezas Creador del puzzle: Claude Ghyselen

Para el número “especial” de este año no os podíamos proponer otro tipo de “sudoku” que aquel al que normalmente no estáis acostumbrados. Así pues, aquí tenéis nuestro Alphasudoku, un híbrido de alphadoku y de sudoku, un modelo con el que, sin duda, nuestros lectores no se han encontrado todavía. ¿Por qué no puedes ser el ganador de un estupendo E-blocks Starter Kit Professional o el de uno de los tres bonos que Elektor pone en juego? Las instrucciones para la resolución de este puzzle son las de un sudoku clásico (con algunas modificaciones). Nuestro Alphasudoku que, para sus casillas de 25 x 25, utiliza las cifras del 1 al 9 + las letras de la A a la P (con la O incluida, y con la ausencia del 0 en las cifras), es de hecho un alphadoku (de 16 x 16) en el que están implicados 9 sudokus clásicos (de 9 x 9) – que utilizan las cifras del 1 al 9. Deberemos rellenar el diagrama de 25 x 25 casillas de modo que todas las cifras del 1 al 9 y las letras de la A a la P sólo sean

D 5 1 I 2 9 H 4 6 9 O M E H B J 7 6 7 P G H N A K 1 8 5 2 3 1 C P G

E G 2 6 8 A L 9 J P K 1 C L B G 8 3 I F P P N 4 A 2 D G I J E H O I A M J 2 F M 5 6 D J A O 3

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080463-ES Sudoku.indd 130

4 K 7 F 6 N E 3 P C J

I O 9 H F L 2 K 7 B N 4 D J P K G A M A B J E F M B A C N F 5

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¿Donde enviar? Enviad vuestra respuesta (las seis cifras de la sección en gris) por correo electrónico, fax o correo ordinario, antes del 1 de septiembre de 2008 a: Elektor International Media Spain, s.l. Apartado de Correos 73 08870 Sitges (Barcelona) Fax: +34 933969358 o por correo electrónico a [email protected] Asunto: hexadoku 7-2008 Se excluye cualquier recurso de este juego, de la misma manera que lo son el personal de Elektor International Media y su familia. (080463-I)

4 1 4 5

C F

1 C

E

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I P L K B D G 4 7 3 O L H K E K M C E L 2 I

E O

utilizadas una única vez en cada fila, columna y cuadrado de 5x5 casillas (identificadas por una línea de color). ¡Debemos poner especial atención en respetar los sudokus implicados! Ciertas cifras ya han sido colocadas en el puzzle, definiendo así su situación de partida. Los 9 sudokus han sido dibujados con un fondo de color ocre. La solución de este puzzle os permitirá ganar interesantes premios. Sólo basta con que enviéis la serie de 6 cifras marcadas en color gris. Haremos un sorteo entre las respuestas correctas que nos hayan sido enviadas y el afortunado recibirá un E-blocks Starter Kit Professional de un valor de 365,75 €. Además también sorteamos 3 bonos de Elektor de un valor de 50 € cada uno. ¡Haced trabajar vuestras neuronas!

M A 5 9 3 N 8 2 7 7 E H O N F 3 9 1 8 K

8 9 5 G J L H O D P C 3 6 4 7 O 8 4 N F K

Los ganadores La solución del Hexadoku del número 336 (mayo) es: 36815 El ganador del E-blocks Starter Kit Professional es: JUAN JOSÉ HERNÁNDEZ CASCALES Los 3 bonos de Elektor de un valor de 50 € cada uno van para: PEDRO GAMBÓN MAQUEDA, RICARDO CALVENTE PÉREZ Y ARTURO AZCONA GARCÍA ¡Enhorabuena a los premiados!

P D J B D L F B 6 O I J C 9 A O

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A 2 9 P C H F I 7 K 4

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FORMULARIO DE SUSCRIPCIÓN Y FORMA DE PAGO Recorta y envía este cupón o copia del mismo debidamente relleno a: Elektor International Media Spain, S.L. CIF: B64401961 C/ Salavador Olivella, 17 – Local 79 A - 08870 Sitges (Barcelona) (Oferta válida únicamente en españa)

Sí,

deseo suscribirme a la revista ELEKTOR, por el período de un año. La suscripción incluye 11 ejemplares (incluido el DOBLE de Julio/Agosto) 11 ejemplares + CD al precio de 67,50E

11 ejemplares al precio de 57,50E

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TIENDA

LIBROS, CD-ROMS, KITS Y MÓDULOS

Pisando Fuerte ¡Un mundo de electrónica en una única tienda!

Principios y Práctica

Computer Vision La visión por ordenador es probablemente la rama más interesante del procesamiento de imagen, y el número de aplicaciones en robótica, tecnología de automatización y control de calidad crece constantemente. Desafortunadamente, entrar en este área de investigación, todavía, no es tan sencillo. Aquellos que están interesados en ello, deben pasar primero por varios libros, publicaciones y librerías de software. Con este libro (en inglés), sin embargo, los primeros pasos son fáciles. Los contenidos teóricos son perfectamente entendibles y están complementados por muchos ejemplos prácticos.

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construir más de 50 proyectos para nuesThepropio present tenth of the popular tro uso. Lasedition explicaciones claras, ‘30x Circuits’eléctricos series of books once again los esquemas y las imágenes de

Si quieres controlar tu casa, hoy en día tienes muchas posibilidades. Pero este libro no trata sobre

contains a comprehensive varietyhacen of circada proyecto de forma ordenada,

X10, Zigbee, Z-wave o cualquier otro de los muchos sistemas que se puedes adquirir hoy. Este libro

cuits, sub-circuits, tipsdivertida. and tricksLa and deque sea una actividad infor-

(en inglés) trata sobre un sistema hecho por ti mismo con material reciclado. El sistema principal

sign ideas for de electronics. Among many mación técnica fondo de cada proyecto

descrito en el libro reutiliza un antiguo PC, un conjunto de tres enchufes de red radiocontrolados y

other inspiring the following catexplica por qué topics, el proyecto ha sido con-

una cámara web USB, todo ello unido al Linux – que se puede obtener de forma gratuita. El libro

well manera, presentedincluyendo in this book: fiegories guradoare de esta su

te introducirá en los conceptos básicos sobre la instalación del entorno Linux – incluido un entorno

test y&sus measurement; RF (radio);Inclucomuso hojas de características.

de desarrollo software – y cómo podemos utilizarlo como un centro de control. El libro también te

puters andde peripherals; audio todos & video; so después haber construido los

puede guiar a través del necesario proceso de instalación y configuración de un servidor web, que

hobby andeste modelling; microcontrollers; proyectos, libro no servirá como una

será el interfaz con tu centro de control. Todo el software necesario para el centro de control está

home garden; etcetera. guía de&referencia muy válida a mantener

indicado en el libro y estará disponible para su descarga en la página web de Elektor.

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Hasta hace poco, estos “supercomponen-

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tes” estaban prácticamente reservados a los especialistas de las compañías de alta tecnología. Esto está cambiando ahora, también gracias al módulo FPGA de Elektor. La combinación del módulo con la placa de prototipos es una perfecta introducción a las FPGAs. Las nueves lecciones del curso en CD-ROM son una guía paso a paso al mundo de la tecnología de las FPGA (Field Programmable Gate Array) Los contenidos cubiertos no solo incluyen la lógica digital y los sistemas de bus, también se construye un servidor web basado en FPGA, un multímetro de 4 canales y un controlador USB. El CD contiene también los diseños de las placas de circuito

de bojo coste basado en un microcontro-

SAPS-400

lador Freescale Coldfire de 32-bit. El pro-

(Junio 2008)

abierto y usando el potente sistema de de-

Las fuentes de alimentación conmutadas son famosas por su eficiencia, pero también por la notoria complejidad de su diseño, en comparación con su predecesora la fuente lineal. Con la SAPS-400, ofrecemos un módulo potente y con salidas simétricas ajustables, ideal para amplificadores potentes y ligeros, que requiere una cuarta parte del espacio ocupado por una unidad comparable de diseño convencional.

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yecto ha sido diseñado pensado en código sarrollo Coldfire y el software gratuito CodeWarrior de Freescale. DigiButler activa aparatos eléctricos dentro y alrededor de la casa, aceptando ordenes de encendido y apagado desde un teléfono WAP, a través de una red Ethernet o mediante una página web en una determinada dirección IP y con un acceso completamente seguro. Kit de componentes incluyendo placa de circuito impreso con componentes SMD montados, microcontrolador programado, todos los componentes y el CD-ROM que contiene los dos artículos publicados, la documentación TBLCF, hojas de características, notas de aplicación y el código fuente

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Elektor 2007 El CD-ROM “volumen anual” se encuentra entre los productos más populares de Elektor. Este CD contiene todos los artí-

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culos publicados en la revista Elektor du-

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rante el año 2007 en formato PDF. En él encontramos los 11 ejemplares com-

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(Mayo 2008) Programar una pantalla gráfica es ligeramente más difícil que programar un display de texto. Nuestra placa mini microcontroladora está compuesta por un nuevo modulo display-on-glass y un microcontrolador Renesas M16C de altas prestaciones.

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publicaron en la edición impresa. Los

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ensamblada, y el microcontrolador está

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precargado con un intérprete TinyBasic

artículos no están guardados en ficheros independiente, por lo que aparecen dentro de la revista en la que se publicaron, y podemos localizarlos fácilmente en los

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Todos los artículos publicados en 2007

Más Información en la nueva página web de Elektor:

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LIBROS, CD-ROMS, KITS Y MÓDULOS

Marzo 2008 (Nº 333) Analizador I2C 070600-1 ...... Circuito Impreso .............................................................................. 22,50 070600-41 .... Microcontrolador programado ........................................................ 27,50 Registrador de Datos 070745-1 ...... Circuito Impreso .............................................................................. 22,50 070745-41 .... Microcontrolador programado ........................................................ 27,50 070745-71 .... Kit compuesto por: circuito Impreso, microcontrolador programado y display ......................................... 99,00 ECIO PLC 070786-1 ...... Circuito Impreso .............................................................................. 22,50 070786-71 .... Kit compuesto por: circuito impreso, módulo ECIO y resto de componentes ............................................ 105,00 Febrero 2008 (Nº 332) RGB LED Mood Lighting 070892-1 ...... Placa de circuito impreso ............................................ ver www.elektor.es 070892-2 ...... Placa de circuito impreso ............................................ ver www.elektor.es 070892-3 ...... Placa de circuito impreso ............................................ ver www.elektor.es 070892-41 .... Microcontrolador programado .................................... ver www.elektor.es Luz Ambiente para monitor de PC 070491-1 ...... Placa de circuito impreso ................................................................ 29,95 070491-2 ...... Placa de circuito impreso .................................................................. 6,95 Flash en anillo con LED 070612-41 .... Controlador Pragramado ............................................................... 14,50 070612-81 .... Software en CD-ROM ........................................................................ 7,50 Luz ambiente TV 070487-1 ...... Placa de circuito impreso ................................................................ 29,95 070487-41 .... Microcontrolador programado ........................................................ 17,50 070487-42 .... Microcontrolador programado ........................................................ 14,50 070487-81 .... Software en CD-ROM ....................................................................... 7,50 Explorador CAN 060201-1 ...... Placa de circuito impreso, MCP2515 and MCP2551SN .. ver www.elektor.es 060201-Wx ... Manual de fuentes de Prueba y Error .......................... ver www.elektor.es

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PIC Microcontrollers

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DigiButler

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La Radio por Internet de Elektor

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PLC ECIO

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SAPS-400

ISBN 978-0-905705-70-5 ................................... 37,50 �

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Abril 2008 (Nº 334) La Radio por Internet de Elektor 071081-71 .... Circuito impreso con SMD montados ............................................. 159,00 ATM18: el proyecto AVR de Elektor y CC² 071035-91 .... Placa, parcialmente montada, módulo controlador ATM18s ............. 9,95 071035-92 .... Placa, parcialmente montada ATM18-Testboard ............................. 37,50 080083-71 .... Placa con SMD montados y todos los componentes ......................... 32,00 Oscilador de Barrido 070951-41 .... Microcontrolador programado ...........................................................7,50

CD-ROMs Libros Books

Mayo 2008 (Nº 335) LCD – 2 hilos 071035-93 .... Placa con SMD montados, todos los componentes y conectores . ...... 29,95 Display Ordenador 070827-91 .... Placa montada en caja .................................................................. 105,00 DigiButler (2) 071102-1 ...... Placa de circuito impreso con SMD pre montados y microcontrolador sin grabar ............................................................ 24,00 071102-71 .... Kit incluyendo: CD-ROM, Placa con SMD premontados, microcontrolador programado ....................................................... 39,00 071102-81 ... Software en CD-ROM ......................................................................... 7,50 Programador Elektor AVRprog 080083-71 ... Placa con SMD montados y todos con cables .................................... 32,00 Contador Tiny 070954-1 ...... Placa de circuito impreso ................................................................. 14,95 070954-41 ... Microcontrolador programado .......................................................... 9,95

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Junio 2008 (Nº 336) Precio (€) Serpiente térmica 070122-41 .... PIC18F2550, programado .............................................................. 16,50 SAPS-400 070827-91 .... Placa de circuito impreso, ensamblada y comprobada, montada en un perfil de aluminio en U ........................................................ 199,00 Cable serie USB a TTL 080213-71 .... Cable conversor de USB a TTL.......................................................... 19,95

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